JPH0519397B2 - - Google Patents
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- JPH0519397B2 JPH0519397B2 JP58224871A JP22487183A JPH0519397B2 JP H0519397 B2 JPH0519397 B2 JP H0519397B2 JP 58224871 A JP58224871 A JP 58224871A JP 22487183 A JP22487183 A JP 22487183A JP H0519397 B2 JPH0519397 B2 JP H0519397B2
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- JP
- Japan
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- current
- voltage
- transistor
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- 230000004907 flux Effects 0.000 claims description 6
- 230000006698 induction Effects 0.000 claims description 4
- 230000007423 decrease Effects 0.000 claims description 2
- 230000001934 delay Effects 0.000 claims 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 description 6
- 238000010304 firing Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000004044 response Effects 0.000 description 2
- 230000004043 responsiveness Effects 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
＜発明の技術分野＞
本発明は、誘導電動機のベクトル制御装置、特
にパルス幅変調（PWM）方式トランジスタイン
バータによるベクトル制御装置に関する。
にパルス幅変調（PWM）方式トランジスタイン
バータによるベクトル制御装置に関する。
＜従来技術と問題点＞
近年、誘導電動機の速応性を向上する制御方式
として、電動機の一次電流を励磁電流と二次電流
とに分けて制御し、二次磁束と二次電流ベクトル
を常に直交させることで直流機と同等の応答性を
得ようとするベクトル制御方式が提案されてい
る。
として、電動機の一次電流を励磁電流と二次電流
とに分けて制御し、二次磁束と二次電流ベクトル
を常に直交させることで直流機と同等の応答性を
得ようとするベクトル制御方式が提案されてい
る。
このようなベクトル制御方式として、電動機に
交流電力を供給する電力変換装置にPWM方式イ
ンバータを使つた電圧形ベクトル制御方式とし、
二次磁束分と二次電流分との間に互いの干渉分を
キヤンセルできる非干渉制御方式を本願出願人は
既に提案している（特開昭59−165982号）。この
概要を第１図を参照して以下に説明する。
交流電力を供給する電力変換装置にPWM方式イ
ンバータを使つた電圧形ベクトル制御方式とし、
二次磁束分と二次電流分との間に互いの干渉分を
キヤンセルできる非干渉制御方式を本願出願人は
既に提案している（特開昭59−165982号）。この
概要を第１図を参照して以下に説明する。
電動機１にPWM方式インバータ２から電圧制
御による一次電圧を供給して該電動機１に磁束と
二次電流とが互いに直交するように制御するにお
いて、磁束の方向をα軸とし二次電流の方向をα
軸に直交するβ軸として指令値としてのα相一次
電流ia *及びβ相一次電流i1〓*から夫々α相一次電
圧e1〓、β相一次電圧e1〓-の二相電圧信号を得るの
に、補正演算回路３によつて電動機１のβ相一次
電流i1〓による磁束への干渉及びα相一次電流i1〓
による二次電流への干渉を取除くようにしてい
る。この補正演算回路３によつてα相一次電圧
e1〓、β相一次電圧e1〓は、互いに非干渉にした磁
束、二次電流の指令信号になり、これら信号は相
電圧演算回路７によつてインバータ２の三相電圧
指令信号ea *、eb *、ec *に変換される。
御による一次電圧を供給して該電動機１に磁束と
二次電流とが互いに直交するように制御するにお
いて、磁束の方向をα軸とし二次電流の方向をα
軸に直交するβ軸として指令値としてのα相一次
電流ia *及びβ相一次電流i1〓*から夫々α相一次電
圧e1〓、β相一次電圧e1〓-の二相電圧信号を得るの
に、補正演算回路３によつて電動機１のβ相一次
電流i1〓による磁束への干渉及びα相一次電流i1〓
による二次電流への干渉を取除くようにしてい
る。この補正演算回路３によつてα相一次電圧
e1〓、β相一次電圧e1〓は、互いに非干渉にした磁
束、二次電流の指令信号になり、これら信号は相
電圧演算回路７によつてインバータ２の三相電圧
指令信号ea *、eb *、ec *に変換される。
β相一次電流指令i1〓*は速度設定値Vs*と電動
機の速度検出器４の検出値ωrとの突合せで速度
調節器５の出力として取出され、電源角周波数
ω0は角周波数演算回路６によつて得る。また、
相電圧演算回路７における二相・三相変換に必要
な正弦波・余弦波信号SINω0t、COSω0tは電源角
周波数ω0を使つて三角関数発生回路８から得る
し、インバータ２におけるパルス幅変調に必要な
搬送波としての三角波信号Triはω0を使つて三角
波発生回路９から得る。１０はインバータ２に直
流電力を供給する整流器である。
機の速度検出器４の検出値ωrとの突合せで速度
調節器５の出力として取出され、電源角周波数
ω0は角周波数演算回路６によつて得る。また、
相電圧演算回路７における二相・三相変換に必要
な正弦波・余弦波信号SINω0t、COSω0tは電源角
周波数ω0を使つて三角関数発生回路８から得る
し、インバータ２におけるパルス幅変調に必要な
搬送波としての三角波信号Triはω0を使つて三角
波発生回路９から得る。１０はインバータ２に直
流電力を供給する整流器である。
このように、電動機の一次電圧をPWM方式イ
ンバータでベクトル制御する方式は、非干渉制御
のための補正演算することによつて、従来の電流
制御形ベクトル制御と異なり一次電圧をフイード
フオワード制御することになつて非常に応答性に
優れ、直流機以上の応答特性が確認されている。
ンバータでベクトル制御する方式は、非干渉制御
のための補正演算することによつて、従来の電流
制御形ベクトル制御と異なり一次電圧をフイード
フオワード制御することになつて非常に応答性に
優れ、直流機以上の応答特性が確認されている。
しかし、この方式は一次電圧をオープンループ
で制御するため、トランジスタインバータ２のト
ランジスタ間のデツドタイムによる電圧減少分が
制御誤差となつて現われることがある。
で制御するため、トランジスタインバータ２のト
ランジスタ間のデツドタイムによる電圧減少分が
制御誤差となつて現われることがある。
＜発明の目的＞
本発明は、トランジスタインバータのデツドタ
イムによつて生じる制御誤差を補償して制御性能
を向上したベクトル制御装置を提供することを目
的とする。
イムによつて生じる制御誤差を補償して制御性能
を向上したベクトル制御装置を提供することを目
的とする。
＜発明の概要＞
本発明は、トランジスタインバータ主回路のベ
ースドライブ回路の制御信号幅調整によつてデツ
ドタイムの影響を無くすことを特徴とする。
ースドライブ回路の制御信号幅調整によつてデツ
ドタイムの影響を無くすことを特徴とする。
＜発明の原理的な説明＞
第１図におけるインバータ２が第２図に示すよ
うにトランジスタTr1〜Tr6と帰還ダイオードD1
〜D6の並列回路をブリツジ接続にしたインバー
タ主回路２Ａを持つものにおいて、例えばトラン
ジスタTr1とTr2の上下アームの転流時に両トラ
ンジスタが同時に点弧状態になる期間が生じると
ターンオフロスが大きくなるため、ターンオフす
るトランジスタに対してターンオンするトランジ
スタをわずかに遅らせる制御がなされる。
うにトランジスタTr1〜Tr6と帰還ダイオードD1
〜D6の並列回路をブリツジ接続にしたインバー
タ主回路２Ａを持つものにおいて、例えばトラン
ジスタTr1とTr2の上下アームの転流時に両トラ
ンジスタが同時に点弧状態になる期間が生じると
ターンオフロスが大きくなるため、ターンオフす
るトランジスタに対してターンオンするトランジ
スタをわずかに遅らせる制御がなされる。
いまａ相の出力電流iaが図示方向にある期間を
考えると、PWM波形に従つてトランジスタTr1
からトランジスタTr2に転流するにはトランジス
タTr1のオフ時点でダイオードD2が導通して電流
iaを流し続け、トランジスタTr2の点弧を遅らせ
るも何ら影響がない。逆に、トランジスタTr2か
らTr1への転流はトランジスタTr2がもともと非
導通でダイオードD2が導通しているため、トラ
ンジスタTr1がオンするまでは電動機１にはダイ
オードD2を通して負側電位から電流iaが流れるこ
とになる。これは電流iaが図示とは逆方向の期間
についてもTr1とTr2、D2とD1を置換えて同じ動
作になる。
考えると、PWM波形に従つてトランジスタTr1
からトランジスタTr2に転流するにはトランジス
タTr1のオフ時点でダイオードD2が導通して電流
iaを流し続け、トランジスタTr2の点弧を遅らせ
るも何ら影響がない。逆に、トランジスタTr2か
らTr1への転流はトランジスタTr2がもともと非
導通でダイオードD2が導通しているため、トラ
ンジスタTr1がオンするまでは電動機１にはダイ
オードD2を通して負側電位から電流iaが流れるこ
とになる。これは電流iaが図示とは逆方向の期間
についてもTr1とTr2、D2とD1を置換えて同じ動
作になる。
これら関係を第３図で説明する。位相制御角
の電流iaが第２図矢印方向の正期間Tpに制御電圧
信号eaと三角波Triとの比較によるPWM波形に
従つてトランジスタTr1とTr2をオン・オフする
のに、トランジスタTr1とTr2の接続点の電位が
正極性に変化するのにトランジスタTr1の点弧遅
れ（デツドタイムTd）だけ遅れる。逆に、電流ia
が負期間TNでは電位が負極性に変化するのがト
ランジスタTr2に設定するデツドタイムTdだけ遅
れる。この遅れ分は同図ｄに示すように等価的に
幅Tdのパルス状電圧Edが逆極性に加わつたもの
となり、この電圧をフーリエ展開した基本波分は
本来出力しようとした電圧ea *に対して逆極性に
なるため基本波出力電圧を下げるように作用す
る。このように、制御電圧信号ea *、eb *、ec *に
対してトランジスタに設定するデツドタイムによ
る制御出力の低下が発生し、意図する制御出力に
誤差を発生させる。
の電流iaが第２図矢印方向の正期間Tpに制御電圧
信号eaと三角波Triとの比較によるPWM波形に
従つてトランジスタTr1とTr2をオン・オフする
のに、トランジスタTr1とTr2の接続点の電位が
正極性に変化するのにトランジスタTr1の点弧遅
れ（デツドタイムTd）だけ遅れる。逆に、電流ia
が負期間TNでは電位が負極性に変化するのがト
ランジスタTr2に設定するデツドタイムTdだけ遅
れる。この遅れ分は同図ｄに示すように等価的に
幅Tdのパルス状電圧Edが逆極性に加わつたもの
となり、この電圧をフーリエ展開した基本波分は
本来出力しようとした電圧ea *に対して逆極性に
なるため基本波出力電圧を下げるように作用す
る。このように、制御電圧信号ea *、eb *、ec *に
対してトランジスタに設定するデツドタイムによ
る制御出力の低下が発生し、意図する制御出力に
誤差を発生させる。
このように、デツドタイムTdによつて電圧降
下が生ずる原因は、インバータ各相出力電圧の正
電位から負電位への変化あるいはその逆の変化が
デツドタイム後に転流されるトランジスタがオン
したときに生ずる場合と、デツドタイムとは無関
係にそれまで導通していたトランジスタがオフし
た時点で生ずる場合の２つのモードがあり、この
モードは出力電流の方向によつて上下アームで切
り換わることにある。そこで、本発明では出力電
流の方向を検出し、トランジスタの制御信号を適
時ずらせてデツドタイムの影響を無くすようにし
ている。
下が生ずる原因は、インバータ各相出力電圧の正
電位から負電位への変化あるいはその逆の変化が
デツドタイム後に転流されるトランジスタがオン
したときに生ずる場合と、デツドタイムとは無関
係にそれまで導通していたトランジスタがオフし
た時点で生ずる場合の２つのモードがあり、この
モードは出力電流の方向によつて上下アームで切
り換わることにある。そこで、本発明では出力電
流の方向を検出し、トランジスタの制御信号を適
時ずらせてデツドタイムの影響を無くすようにし
ている。
＜実施例＞
第４図は本発明の一実施例を示す１相分の要部
回路図である。デツドタイム設定回路１１1，１
１2は夫々ａ相トランジスタTr1，Tr2のPWM波
形ベースドライブ信号Vaを共通入力として夫々
のトランジスタTr1，Tr2にデツドタイムTdを調
整したドライブ信号Va1，Va2を得る。デツドタ
イム設定回路１１1は入力Vaに対して同相のドラ
イブ信号出力Va1を得、入力Vaの立上りをデツド
タイムTdだけ遅らせた出力Va1を得る。デツドタ
イム設定回路１１2は入力Vaに対して逆相のドラ
イブ信号出力Va2を得、入力Vaの立下りをデツド
タイムTdだけ遅らせた出力Va2を得る。
回路図である。デツドタイム設定回路１１1，１
１2は夫々ａ相トランジスタTr1，Tr2のPWM波
形ベースドライブ信号Vaを共通入力として夫々
のトランジスタTr1，Tr2にデツドタイムTdを調
整したドライブ信号Va1，Va2を得る。デツドタ
イム設定回路１１1は入力Vaに対して同相のドラ
イブ信号出力Va1を得、入力Vaの立上りをデツド
タイムTdだけ遅らせた出力Va1を得る。デツドタ
イム設定回路１１2は入力Vaに対して逆相のドラ
イブ信号出力Va2を得、入力Vaの立下りをデツド
タイムTdだけ遅らせた出力Va2を得る。
デツドタイム補償回路１２1，１２2はａ相制御
電圧信号ea *と三角波Triによるパルス幅変調によ
り得るPWM波形ベース制御信号Va*を共通入力
とし、補償回路１２1は入力Va*に対してその立
下りをデツドタイムTdだけ遅らせた出力を得、
補償回路１２2は入力Va*に対してその立上りを
デツドタイムTdだけ遅らせた出力を得る。
電圧信号ea *と三角波Triによるパルス幅変調によ
り得るPWM波形ベース制御信号Va*を共通入力
とし、補償回路１２1は入力Va*に対してその立
下りをデツドタイムTdだけ遅らせた出力を得、
補償回路１２2は入力Va*に対してその立上りを
デツドタイムTdだけ遅らせた出力を得る。
電流方向検出器１３は、ａ相トランジスタTr1
とTr2の出力電流iaの方向を検出し、電流iaが図
示矢印方向にあるときに補償回路１２1の出力を
ベースドライブ信号Vaとし、電流iaが図示とは逆
方向にあるときに補償回路１２2の出力を信号Va
として回路１１1，１１2に与える切換制御を行な
う。このため、検出器１３は切換スイツチ要素１
３ａ，１３ｂを出力回路として具え、該スイツチ
要素１３ａ，１３ｂが補償回路１２1，１２2の出
力側に介装される。
とTr2の出力電流iaの方向を検出し、電流iaが図
示矢印方向にあるときに補償回路１２1の出力を
ベースドライブ信号Vaとし、電流iaが図示とは逆
方向にあるときに補償回路１２2の出力を信号Va
として回路１１1，１１2に与える切換制御を行な
う。このため、検出器１３は切換スイツチ要素１
３ａ，１３ｂを出力回路として具え、該スイツチ
要素１３ａ，１３ｂが補償回路１２1，１２2の出
力側に介装される。
この構成における各部波形は第５図に示すよう
になる。電流iaの正期間Tpでは補償回路１２1の
出力が設定回路１１1，１１2の入力Vaになり、負
期間TNでは補償回路１２2の出力が設定回路１１
１，１１2の入力Vaに切換えられる。そして、正期
間TpではPWM波形Va *に対してトランジスタ
Tr1のオン期間は立上り、立下り共にデツドタイ
ムTdだけ遅れた同じオンパルス幅にしながらト
ランジスタTr2との間にデツドタイムTdを確保す
る。同様に、負期間TNではVa *に対してトランジ
スタTr2のオン期間は立上り、立下り共にデツド
タイムTdだけ遅れた同じオンパルス幅にしなが
らトランジスタTr1との間のデツドタイムTdを確
保する。これにより、制御電圧信号ea *、eb *、ec
＊に比例した制御出力を確保しながらデツドタイ
ムを確立した制御を可能にする。
になる。電流iaの正期間Tpでは補償回路１２1の
出力が設定回路１１1，１１2の入力Vaになり、負
期間TNでは補償回路１２2の出力が設定回路１１
１，１１2の入力Vaに切換えられる。そして、正期
間TpではPWM波形Va *に対してトランジスタ
Tr1のオン期間は立上り、立下り共にデツドタイ
ムTdだけ遅れた同じオンパルス幅にしながらト
ランジスタTr2との間にデツドタイムTdを確保す
る。同様に、負期間TNではVa *に対してトランジ
スタTr2のオン期間は立上り、立下り共にデツド
タイムTdだけ遅れた同じオンパルス幅にしなが
らトランジスタTr1との間のデツドタイムTdを確
保する。これにより、制御電圧信号ea *、eb *、ec
＊に比例した制御出力を確保しながらデツドタイ
ムを確立した制御を可能にする。
＜発明の効果＞
本発明によれば、PWM方式トランジスタイン
バータのベクトル制御において、トランジスタの
デツドタイムによる電圧降下を補償して制御性能
を向上できる効果がある。特に、本発明はPWM
パルス信号の段階でデツドタイムに相当するパル
ス幅調整で行うようにしたため、搬送波周波数一
定のPWM方式インバータに適用する場合にもイ
ンバータ出力周波数の変化に影響されることなく
補償パルス幅をデツドタイムに合わせた一定にし
た構成で済み、同様にインバータ直流電圧変動に
も影響されることが無く、これら変化に対する補
償制御が不要になり、補償回路を簡単にして正確
なデツドタイム補償ができる。
バータのベクトル制御において、トランジスタの
デツドタイムによる電圧降下を補償して制御性能
を向上できる効果がある。特に、本発明はPWM
パルス信号の段階でデツドタイムに相当するパル
ス幅調整で行うようにしたため、搬送波周波数一
定のPWM方式インバータに適用する場合にもイ
ンバータ出力周波数の変化に影響されることなく
補償パルス幅をデツドタイムに合わせた一定にし
た構成で済み、同様にインバータ直流電圧変動に
も影響されることが無く、これら変化に対する補
償制御が不要になり、補償回路を簡単にして正確
なデツドタイム補償ができる。
第１図は非干渉制御のベクトル制御方式構成
図、第２図はトランジスタインバータの主回路
図、第３図はデツドタイムによる誤差分を説明す
るための波形図、第４図は本発明の一実施例を示
す要部回路図、第５図は第４図における各部波形
図である。 ２……インバータ、３……補償回路、７……相
電圧演算回路、８……三角関数発生回路、９……
三角波発生回路、１１1，１１2……デツドタイム
設定回路、１２1，１２2……デツドタイム補償回
路、１３……電流方向検出器。
図、第２図はトランジスタインバータの主回路
図、第３図はデツドタイムによる誤差分を説明す
るための波形図、第４図は本発明の一実施例を示
す要部回路図、第５図は第４図における各部波形
図である。 ２……インバータ、３……補償回路、７……相
電圧演算回路、８……三角関数発生回路、９……
三角波発生回路、１１1，１１2……デツドタイム
設定回路、１２1，１２2……デツドタイム補償回
路、１３……電流方向検出器。
Claims (1)
- １ 誘導電動機の二次磁束と二次電流ベクトルを
パルス幅変調方式トランジスタインバータに与え
る制御電圧信号で互いに直交させる制御を行なう
ベクトル制御装置において、上記トランジスタイ
ンバータのパルス幅変調ベースドライブ信号
（Va*）に対してオンタイミングをデツドタイム
だけ遅らせるデツドタイム設定回路の前段にベー
スドライブ信号（Va*）の立上り又は立下りを上
記デツドタイムだけ遅らせる一対のデツドタイム
補償回路を設け、この一対の補償回路の出力を当
該相の電流（ia）の出力極性によつて切換えて上
記デツドタイム設定回路の入力とする電流方向検
出器を設け、デツドタイムによる制御出力低下を
補償することを特徴とする誘導電動機のベクトル
制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58224871A JPS60118082A (ja) | 1983-11-29 | 1983-11-29 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58224871A JPS60118082A (ja) | 1983-11-29 | 1983-11-29 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60118082A JPS60118082A (ja) | 1985-06-25 |
| JPH0519397B2 true JPH0519397B2 (ja) | 1993-03-16 |
Family
ID=16820471
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58224871A Granted JPS60118082A (ja) | 1983-11-29 | 1983-11-29 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60118082A (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0785677B2 (ja) * | 1986-04-10 | 1995-09-13 | 株式会社日立製作所 | 電圧形インバ−タの制御方法 |
| JP2568373B2 (ja) * | 1993-08-23 | 1997-01-08 | 技術研究組合医療福祉機器研究所 | レーザ加工方法およびレーザ加工装置 |
| JP5621960B2 (ja) * | 2010-03-12 | 2014-11-12 | 株式会社リコー | モータ駆動装置、および画像形成装置 |
| JP6376239B1 (ja) | 2017-04-12 | 2018-08-22 | 株式会社明電舎 | 電力変換回路の制御装置 |
-
1983
- 1983-11-29 JP JP58224871A patent/JPS60118082A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60118082A (ja) | 1985-06-25 |
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