JPH07108097B2 - パルス幅変調インバ−タの制御装置 - Google Patents
パルス幅変調インバ−タの制御装置Info
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- JPH07108097B2 JPH07108097B2 JP62064253A JP6425387A JPH07108097B2 JP H07108097 B2 JPH07108097 B2 JP H07108097B2 JP 62064253 A JP62064253 A JP 62064253A JP 6425387 A JP6425387 A JP 6425387A JP H07108097 B2 JPH07108097 B2 JP H07108097B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は、パルス幅変調方式により正弦波交流電力を得
るようにしたインバータに係り、特に、誘導電動機の駆
動に好適なパルス幅変調インバータの制御装置に関す
る。
るようにしたインバータに係り、特に、誘導電動機の駆
動に好適なパルス幅変調インバータの制御装置に関す
る。
例えば、誘導電動機駆動用のインバータでは、その出力
電圧波形に極力、歪が少ないことが望ましい。
電圧波形に極力、歪が少ないことが望ましい。
一方、パルス幅変調（以下、PWMという）インバータで
は、その主回路内でのアーム短絡の防止のため、正側の
アームと負側のアームとの間での交互スイツチングタイ
ミングに所定の余裕時間，いわゆるデツドタイムの設定
が不可避であり、このため、出力電圧波形に歪が発生す
る。
は、その主回路内でのアーム短絡の防止のため、正側の
アームと負側のアームとの間での交互スイツチングタイ
ミングに所定の余裕時間，いわゆるデツドタイムの設定
が不可避であり、このため、出力電圧波形に歪が発生す
る。
そこで、従来の装置では、例えば特開昭60-229676号公
報に記載のように、PWM制御時に搬送波と比較される電
圧基準信号に、デツドタイムに比例した補正量を重畳し
て出力電圧波形の歪を抑制するようになつていた。
報に記載のように、PWM制御時に搬送波と比較される電
圧基準信号に、デツドタイムに比例した補正量を重畳し
て出力電圧波形の歪を抑制するようになつていた。
PWMインバータにおける出力電圧の波形歪は、デツドタ
イムTdと出力電圧の１サイクル中に含まれるPWMパルス
の個数（fc／f1）の積Td・（fc／f1）に比例して変化す
る。なお、fcはPWMの搬送波周波数、f1はインバータの
出力周波数である。
イムTdと出力電圧の１サイクル中に含まれるPWMパルス
の個数（fc／f1）の積Td・（fc／f1）に比例して変化す
る。なお、fcはPWMの搬送波周波数、f1はインバータの
出力周波数である。
ところで、インバータの主回路に使用されているスイツ
チング素子のスイツチング特性は、温度変化や素子のバ
ラツキによつて変化し、このため、上記したデツドタイ
ムTdもインバータ使用中に変化する。
チング素子のスイツチング特性は、温度変化や素子のバ
ラツキによつて変化し、このため、上記したデツドタイ
ムTdもインバータ使用中に変化する。
また、搬送波周波数fcは一定でも、インバータの出力周
波数f1は可変制御されるから、上記したパルス個数（fc
／f1）も変化する。
波数f1は可変制御されるから、上記したパルス個数（fc
／f1）も変化する。
このため、上記従来技術では、出力電圧歪を少なく抑え
るためには、上記したデツドタイムTdやパルス個数（fc
／f1）が変化するごとに、上記の補正量についての再調
整を要するという問題点があつた。
るためには、上記したデツドタイムTdやパルス個数（fc
／f1）が変化するごとに、上記の補正量についての再調
整を要するという問題点があつた。
本発明の目的は、上記した従来技術の問題点に対処し、
主回路に使用されているパワースイツチング素子のスイ
ツチング特性や、インバータの運転条件の変化に左右さ
れず、常に充分な出力電圧波形歪の改善が得られるよう
にしたPWMインバータの制御装置を提供するにある。
主回路に使用されているパワースイツチング素子のスイ
ツチング特性や、インバータの運転条件の変化に左右さ
れず、常に充分な出力電圧波形歪の改善が得られるよう
にしたPWMインバータの制御装置を提供するにある。
上記目的は、インバータの主回路における各相のアーム
電圧を検出し、これらの電圧の基本波成分がPWM制御信
号を形成する際の変調波となる電圧基準信号に追従制御
されるようにして達成される。
電圧を検出し、これらの電圧の基本波成分がPWM制御信
号を形成する際の変調波となる電圧基準信号に追従制御
されるようにして達成される。
PWMインバータのアーム電圧には、デツドタイムTdと搬
送周波数fcの積に比例した電圧が余分に含まれている。
そして、この電圧（以下、誤差電圧という）はアーム電
圧から電圧基準信号を差引くことによつて求められる。
送周波数fcの積に比例した電圧が余分に含まれている。
そして、この電圧（以下、誤差電圧という）はアーム電
圧から電圧基準信号を差引くことによつて求められる。
そこで、アーム電圧が電圧基準信号に追従するような形
で変調波を制御してやれば、誤差電圧が零に収斂するよ
うにPWM制御信号が作られ、デツドタイムTdによる出力
電圧波形の歪は自動的に抑制される。
で変調波を制御してやれば、誤差電圧が零に収斂するよ
うにPWM制御信号が作られ、デツドタイムTdによる出力
電圧波形の歪は自動的に抑制される。
以下、本発明によるPWMインバータの制御装置につい
て、図示の実施例により詳細に説明する。
て、図示の実施例により詳細に説明する。
第１図は本発明の一実施例で、図において、直流電源１
の正側に、トランジスタ2,4,6のコレクタ及びダイオー
ド20,40,60のカソードがそれぞれ接続され、直流電源１
の負側には、トランジスタ3,5,7のエミツタ及びダイオ
ード30,50,70のアノードがそれぞれ接続される。
の正側に、トランジスタ2,4,6のコレクタ及びダイオー
ド20,40,60のカソードがそれぞれ接続され、直流電源１
の負側には、トランジスタ3,5,7のエミツタ及びダイオ
ード30,50,70のアノードがそれぞれ接続される。
トランジスタ２のエミツタ，ダイオード20のアノード，
トランジスタ３のコレクタ及びダイオード30のカソード
は、それぞれ誘導電動機８のＵ相端子に接続される。
トランジスタ３のコレクタ及びダイオード30のカソード
は、それぞれ誘導電動機８のＵ相端子に接続される。
トランジスタ４のエミツタ，ダイオード40のアノード，
トランジスタ５のコレクタ及びダイオード50のカソード
は誘動電動機８のＶ相端子に接続される。
トランジスタ５のコレクタ及びダイオード50のカソード
は誘動電動機８のＶ相端子に接続される。
トランジスタ６のエミツタ，ダイオード60のアノード，
トランジスタ７のコレクタ，ダイオード70のカソードは
誘導電動機８のＷ相端子に接続される。
トランジスタ７のコレクタ，ダイオード70のカソードは
誘導電動機８のＷ相端子に接続される。
負側のＵ相アーム電圧（トランジスタ３のコレクターエ
ミツタ間電圧）は抵抗90を介してフオトカプラ100のダ
イオードのアノード側に入力される。フオトカプラ100
によつて絶縁された負側のＵ相アーム電圧はフオトカプ
ラ100内のトランジスタのエミツタに接続される抵抗11
から取り出される。
ミツタ間電圧）は抵抗90を介してフオトカプラ100のダ
イオードのアノード側に入力される。フオトカプラ100
によつて絶縁された負側のＵ相アーム電圧はフオトカプ
ラ100内のトランジスタのエミツタに接続される抵抗11
から取り出される。
負側のＶ相アーム電圧（トランジスタ５のコレクターエ
ミツタ間電圧）は抵抗91を介してフオトカプラ101のダ
イオードのアノード側に入力される。フオトカプラ101
によつて絶縁された負側のＶ相アーム電圧はフオトカプ
ラ101内のトランジスタのエミツタに接続される抵坑12
から取り出される。
ミツタ間電圧）は抵抗91を介してフオトカプラ101のダ
イオードのアノード側に入力される。フオトカプラ101
によつて絶縁された負側のＶ相アーム電圧はフオトカプ
ラ101内のトランジスタのエミツタに接続される抵坑12
から取り出される。
負側のＷ相アーム電圧（トランジスタ７のコレクターエ
ミツタ間電圧）は抵抗92を介してフオトカプラ102のダ
イオードのアノード側に入力される。フオトカプラ102
によつて絶縁された負側のＷ相アーム電圧はフオトカプ
ラ102内のトランジスタのエミツタに接続される抵抗13
から取り出される。
ミツタ間電圧）は抵抗92を介してフオトカプラ102のダ
イオードのアノード側に入力される。フオトカプラ102
によつて絶縁された負側のＷ相アーム電圧はフオトカプ
ラ102内のトランジスタのエミツタに接続される抵抗13
から取り出される。
ここで、フオトカプラ100,101,102に入力されるＵ相,V
相,W相の各アーム電圧は直流電源１の負側を基準にした
電圧になるようにフオトカプラ100,101,102のダイオー
ドのカソードは何れも直流電源１の負側に接続される。
相,W相の各アーム電圧は直流電源１の負側を基準にした
電圧になるようにフオトカプラ100,101,102のダイオー
ドのカソードは何れも直流電源１の負側に接続される。
フオトカプラ100,101,102によつて絶縁された負側のＵ
相,V相,W相の各アーム電圧はアーム電圧基本波成分検出
回路14によつてＵ相アーム電圧基本波成分Eu、Ｖ相アー
ム電圧基本波成分Ev、及びＷ相アーム電圧基本波成分Ew
が検出される。そして、これらの電圧はそれぞれ加減算
器150,151,及び152のマイナス側の端子に入力される。
相,V相,W相の各アーム電圧はアーム電圧基本波成分検出
回路14によつてＵ相アーム電圧基本波成分Eu、Ｖ相アー
ム電圧基本波成分Ev、及びＷ相アーム電圧基本波成分Ew
が検出される。そして、これらの電圧はそれぞれ加減算
器150,151,及び152のマイナス側の端子に入力される。
一方、これらの加減算器150,151及び152のプラス側の端
子には電圧基準信号発生回路15から出力されるインバー
タ出力の大きさを決定する正弦波のＵ相電圧基準信号Eu
＊、Ｖ相電圧基準信号E* V及びＷ相電圧基準信号E* Wが入
力される。
子には電圧基準信号発生回路15から出力されるインバー
タ出力の大きさを決定する正弦波のＵ相電圧基準信号Eu
＊、Ｖ相電圧基準信号E* V及びＷ相電圧基準信号E* Wが入
力される。
加減算器150,151及び152の出力はそれぞれ補償器160,16
1及び162に接続され、補償器160,161及び162の出力はそ
れぞれ加減算器153,154及び155のプラス側端子に接続さ
れる。これらの補償器160,161,162からはそれぞれPWM制
御のためのＵ相変調波Vu,V相変調波Vv,W相変調波Vwが発
生される。
1及び162に接続され、補償器160,161及び162の出力はそ
れぞれ加減算器153,154及び155のプラス側端子に接続さ
れる。これらの補償器160,161,162からはそれぞれPWM制
御のためのＵ相変調波Vu,V相変調波Vv,W相変調波Vwが発
生される。
加減算器153,154及び155の各マイナス端子は何れも搬送
波発生器17の出力に接続される。
波発生器17の出力に接続される。
搬送発生器17からはPWM制御のための三角波が発生され
る。加減算器153,154,155の各出力はそれぞれ比較器17
0,171,172の入力端子に接続される。
る。加減算器153,154,155の各出力はそれぞれ比較器17
0,171,172の入力端子に接続される。
比較器170の出力は非ラツプ／ゲート駆動回路19及び反
転論理素子180の入力端子に接続される。
転論理素子180の入力端子に接続される。
同様に、比較器171の出力は非ラツプ／ゲート駆動回路1
9及び反転論理素子181の入力端子に接続される。
9及び反転論理素子181の入力端子に接続される。
さらに、比較器172の出力は非ラツプ／ゲート駆動回路1
9及び反転論理素子182の入力端子に接続される。
9及び反転論理素子182の入力端子に接続される。
比較器170からはトランジスタ２を点弧するためのゲー
ト信号UP、反転論理素子180からはトランジスタ３を点
弧するためのゲート信号UN（ゲート信号UPの論理レベル
を反転した信号Ｐ）が発生する。
ト信号UP、反転論理素子180からはトランジスタ３を点
弧するためのゲート信号UN（ゲート信号UPの論理レベル
を反転した信号Ｐ）が発生する。
比較器171からはトランジスタ４を点弧するためのゲー
ト信号VP・反転論理素子181からはトランジスタ５を点
弧するためのゲート信号VN（ゲート信号VPの論理レベル
を反転した信号）が発生する。
ト信号VP・反転論理素子181からはトランジスタ５を点
弧するためのゲート信号VN（ゲート信号VPの論理レベル
を反転した信号）が発生する。
比較器172からはトランジスタ６を点弧するためのゲー
ト信号WP、反転論理素子182からはトランジスタ７を点
弧するためのゲート信号WN（ゲート信号WPの論理レベル
を反転した信号）が発生する。
ト信号WP、反転論理素子182からはトランジスタ７を点
弧するためのゲート信号WN（ゲート信号WPの論理レベル
を反転した信号）が発生する。
非ラツプ／ゲート駆動回路19では、ゲート信号UPとその
反転信号であるゲート信号UNがオーバラツプしないよう
に各信号の立上り時点を立下り時点からTd時間（以下Td
をデツドタイムと称す）遅らせるようにしている。他の
ゲート信号VPとVN及びゲート信号WPとWNもＵ相のゲート
信号UPとUNと同じTd時間遅らしている。
反転信号であるゲート信号UNがオーバラツプしないよう
に各信号の立上り時点を立下り時点からTd時間（以下Td
をデツドタイムと称す）遅らせるようにしている。他の
ゲート信号VPとVN及びゲート信号WPとWNもＵ相のゲート
信号UPとUNと同じTd時間遅らしている。
このように得られたゲート信号は更に非ラツプ／ゲート
駆動回路19で増幅され、この結果、非ラツプ／ゲート駆
動回路19からゲート信号UP′，UN′，VP′，VN′，
WP′，WN′が発生し、これらの信号はトランジスタ2,3,
4,5,6,7の各ゲートに印加される。
駆動回路19で増幅され、この結果、非ラツプ／ゲート駆
動回路19からゲート信号UP′，UN′，VP′，VN′，
WP′，WN′が発生し、これらの信号はトランジスタ2,3,
4,5,6,7の各ゲートに印加される。
次に、この実施例の動作を説明する。
先ず、デツドタイムTdによつて電圧の波形歪みが生ずる
過程を説明する。
過程を説明する。
第２図は変調波と、三角波形の搬送波及び電流を示した
もので、変調波と搬送波の比較によつてPWM信号V*が得
られることを示している。
もので、変調波と搬送波の比較によつてPWM信号V*が得
られることを示している。
PWM信号V*の立上り時点から時間Tdだけパルス幅が削り
とられた信号が第３図の正側トランジスタのゲートに印
加される信号となり、同様に、負側のトランジスタのゲ
ートにはPWM信号V*の立下り時点から時間Tdだけパルス
の幅を削りとつて得られた負側トランジスタのゲート信
号が印加される。
とられた信号が第３図の正側トランジスタのゲートに印
加される信号となり、同様に、負側のトランジスタのゲ
ートにはPWM信号V*の立下り時点から時間Tdだけパルス
の幅を削りとつて得られた負側トランジスタのゲート信
号が印加される。
ここで、電流は、相電圧（変調波と同一位相）に対して
位相ψ遅れて流れているものとする。
位相ψ遅れて流れているものとする。
このような状態で正側トランジスタと負側トランジスタ
の接続点Ａ（第３図）と仮想中性点０との間に発生する
電圧V0はPWM信号V*と同一波形の理想電圧（波高値ED/2,
ED：インバータ入力電圧）と比較してどの位の誤差を発
生するか調べてみる。
の接続点Ａ（第３図）と仮想中性点０との間に発生する
電圧V0はPWM信号V*と同一波形の理想電圧（波高値ED/2,
ED：インバータ入力電圧）と比較してどの位の誤差を発
生するか調べてみる。
先ず、電流の極性が負となる状態から考えてみる。
時刻t1（第２図）は負側のトランジスタのゲート信号が
オフする時点である。負側のトランジスタのゲート信号
がオフしてから正側のトランジスタのゲート信号がオン
する時刻t2するまでの間は電流は負の方向（第３図）に
流れようとするため、正側のトランジスタに並列接続さ
れたダイオードが導通し、４の方向に電流が流れる。こ
のため、時刻t1でA,0間の端子電圧V0の大きさは−ED/2
からED/2に変化する。電圧V0の大きさがED/2となる状態
は正側のトランジスタがオフする時刻t3から更にtd時間
後の負側のトランジスタがオンする時刻t4まで続く。こ
の結果、電圧V0は理想電圧V*から、この区間ではパルス
幅▲３ ４▼（＝Td）、波高値EDの方形波電圧分だけ
増加することになる。
オフする時点である。負側のトランジスタのゲート信号
がオフしてから正側のトランジスタのゲート信号がオン
する時刻t2するまでの間は電流は負の方向（第３図）に
流れようとするため、正側のトランジスタに並列接続さ
れたダイオードが導通し、４の方向に電流が流れる。こ
のため、時刻t1でA,0間の端子電圧V0の大きさは−ED/2
からED/2に変化する。電圧V0の大きさがED/2となる状態
は正側のトランジスタがオフする時刻t3から更にtd時間
後の負側のトランジスタがオンする時刻t4まで続く。こ
の結果、電圧V0は理想電圧V*から、この区間ではパルス
幅▲３ ４▼（＝Td）、波高値EDの方形波電圧分だけ
増加することになる。
次に電流が正の方向に流れている場合について調べてみ
る。
る。
正側のトランジスタのゲート信号が時刻t5でオフする時
点から考えてみる。時刻t5の直前まで正側のトランジス
タがオンし、第３図の１の通路を通つて電流が正の方向
に流れている。この時のA,0間の端子電圧V0はED/2にな
つている。そして、時刻t5でオフすると、負側のトラン
ジスタに接続されたダイオードが導通して、電流は２の
通路を通つて正の方向に流れ続ける。この場合、A,0間
の端子電圧は時刻t5でダイオードが導通すると同時に、
ED/2から−ED/2に変化する。電流は常に正の方向に流れ
続けるため、負側のトランジスタのゲート信号がオフし
てからTd時間経過して正側のトランジスタのゲート信号
がオンする時刻t8まで、負側のトランジスタに逆並列接
続されたダイオードが導通している。このため、A0間の
端子電圧V0は−ED/2になつている。この結果、端子電圧
V0は時刻t7からt8の間（時間Td分）で発生する電圧（波
高値−ED/2、パルス幅Tdの方形波の電圧）分減少する。
この電圧の減少は同様な理由で負側トランジスタがオフ
する度に生ずる。
点から考えてみる。時刻t5の直前まで正側のトランジス
タがオンし、第３図の１の通路を通つて電流が正の方向
に流れている。この時のA,0間の端子電圧V0はED/2にな
つている。そして、時刻t5でオフすると、負側のトラン
ジスタに接続されたダイオードが導通して、電流は２の
通路を通つて正の方向に流れ続ける。この場合、A,0間
の端子電圧は時刻t5でダイオードが導通すると同時に、
ED/2から−ED/2に変化する。電流は常に正の方向に流れ
続けるため、負側のトランジスタのゲート信号がオフし
てからTd時間経過して正側のトランジスタのゲート信号
がオンする時刻t8まで、負側のトランジスタに逆並列接
続されたダイオードが導通している。このため、A0間の
端子電圧V0は−ED/2になつている。この結果、端子電圧
V0は時刻t7からt8の間（時間Td分）で発生する電圧（波
高値−ED/2、パルス幅Tdの方形波の電圧）分減少する。
この電圧の減少は同様な理由で負側トランジスタがオフ
する度に生ずる。
以上述べた理由から生じる端子電圧V0と理想電圧V*との
誤差電圧ΔＶ（＝V0−V*）は第２図に示すように、電流
の位相とほぼ同一で、電流が負の方向に流れている状態
では正の極性で、電流が正の方向に流れている状態では
負の極性で変化する交流信号になる。そして、この誤差
電圧ΔＶは変調波の１サイクルに入る搬送波（パルス）
の個数fc／f1（fc：搬送波周波数、f1：変調波の周波
数）とデツドタイムTdとの積（fc／f1・Tdに比例する。
従つてデツドタイムTdが大きくなつたり、fc／f1の値が
大きくなつたりすると、電圧の歪みが増加することがわ
かる。また、fc／f1の値は、搬送波の周波数fcが一定で
も変調波の周波数、即ちインバータ周波数が減少するに
つれて増加するため、低速域では電圧の歪みが増加する
こともわかる。
誤差電圧ΔＶ（＝V0−V*）は第２図に示すように、電流
の位相とほぼ同一で、電流が負の方向に流れている状態
では正の極性で、電流が正の方向に流れている状態では
負の極性で変化する交流信号になる。そして、この誤差
電圧ΔＶは変調波の１サイクルに入る搬送波（パルス）
の個数fc／f1（fc：搬送波周波数、f1：変調波の周波
数）とデツドタイムTdとの積（fc／f1・Tdに比例する。
従つてデツドタイムTdが大きくなつたり、fc／f1の値が
大きくなつたりすると、電圧の歪みが増加することがわ
かる。また、fc／f1の値は、搬送波の周波数fcが一定で
も変調波の周波数、即ちインバータ周波数が減少するに
つれて増加するため、低速域では電圧の歪みが増加する
こともわかる。
次に第１図に示す制御装置の動作を第４図に示すタイム
チヤートを使用して説明する。
チヤートを使用して説明する。
３相の負側のトランジスタ3,5,7のそれぞれのコレクタ
ーエミツタ電圧（アーム電圧）はフオトカプラ100,101,
102で絶縁され、アーム電圧基本波成分検出回路14に入
力され、この結果、アーム電圧基本波成分検出回路14か
ら第４図に示すようなPWM制御によつて発生する高調波
成分を除去した基本波電圧Eu（Ｖ相,W相については省
略）が得られる。そして、破線で示す電流iuの極性が正
の時は前述の電圧歪み発生の原理から、この基本波成分
の電圧は、（fc／f1）・Tdに比例する量だけ小さくな
り、逆に電流iuの極性が負の時はfc／f1）・Tdに比例す
る量だけ大きくなる。
ーエミツタ電圧（アーム電圧）はフオトカプラ100,101,
102で絶縁され、アーム電圧基本波成分検出回路14に入
力され、この結果、アーム電圧基本波成分検出回路14か
ら第４図に示すようなPWM制御によつて発生する高調波
成分を除去した基本波電圧Eu（Ｖ相,W相については省
略）が得られる。そして、破線で示す電流iuの極性が正
の時は前述の電圧歪み発生の原理から、この基本波成分
の電圧は、（fc／f1）・Tdに比例する量だけ小さくな
り、逆に電流iuの極性が負の時はfc／f1）・Tdに比例す
る量だけ大きくなる。
一方、基本波電圧Euは減算器150で電圧基準信号発生回
路15から発生した電圧基準信号E* uから引かれ、この結
果、第４図に示す誤差電圧の平均値ΔＶが得られる。そ
して、この誤差電圧ΔＶは補償器160に入力される。
路15から発生した電圧基準信号E* uから引かれ、この結
果、第４図に示す誤差電圧の平均値ΔＶが得られる。そ
して、この誤差電圧ΔＶは補償器160に入力される。
補償器160は１次遅れ要素、或はPI（比例＋積分）要素
で構成され、アーム電圧の基本波成分Euが電圧基準信号
E* uに一致するように作動する。例えば第４図に示すよ
うな誤差電圧ΔＶが発生している場合、第４図に示す変
調波Vcが発生する。変調波Vcは電圧基準信号E* uと比較
して電流の極性が負の時は誤差電圧ΔＶだけ小さな値
に、正の時は誤差電圧ΔＶだけ大きな値に補正される。
このため変調波Vcと搬送波ｌ（三角波）との比較の結果
得られるPWM信号Upのパルス幅は、電流の極性が負とな
る領域では狭くなり、逆に電流の極性が正となる領域で
は広くなる。
で構成され、アーム電圧の基本波成分Euが電圧基準信号
E* uに一致するように作動する。例えば第４図に示すよ
うな誤差電圧ΔＶが発生している場合、第４図に示す変
調波Vcが発生する。変調波Vcは電圧基準信号E* uと比較
して電流の極性が負の時は誤差電圧ΔＶだけ小さな値
に、正の時は誤差電圧ΔＶだけ大きな値に補正される。
このため変調波Vcと搬送波ｌ（三角波）との比較の結果
得られるPWM信号Upのパルス幅は、電流の極性が負とな
る領域では狭くなり、逆に電流の極性が正となる領域で
は広くなる。
従つて、この実施例によれば、上記したように、PWM信
号が自動的に補正されるため、電流の極性が負となる領
域での電圧の増加、及び電流の極性が正となる領域での
電圧の減少がそれぞれ抑えられ、無調整のままでデツド
タイムTdによつて発生しようとする電圧の歪みを抑制で
きる。
号が自動的に補正されるため、電流の極性が負となる領
域での電圧の増加、及び電流の極性が正となる領域での
電圧の減少がそれぞれ抑えられ、無調整のままでデツド
タイムTdによつて発生しようとする電圧の歪みを抑制で
きる。
本発明によれば、搬送波周波数やインバータ出力周波数
を変えたり、デツドタイムが変化したりしても、インバ
ータの出力電圧の波形が電圧基準信号の波形に、常に一
致するようにPWM制御信号が自動的に補正されてゆくた
め、出力電圧波形の歪は充分に抑えられ、出力周波数が
低い領域でも歪が増大する虞れはなくなり、誘導電動機
駆動用として低速時や始動時でのトルク特性を良好に保
つことができる。
を変えたり、デツドタイムが変化したりしても、インバ
ータの出力電圧の波形が電圧基準信号の波形に、常に一
致するようにPWM制御信号が自動的に補正されてゆくた
め、出力電圧波形の歪は充分に抑えられ、出力周波数が
低い領域でも歪が増大する虞れはなくなり、誘導電動機
駆動用として低速時や始動時でのトルク特性を良好に保
つことができる。
また、搬送波周波数やデツドタイムが変つても補正量を
調整する必要はなくなるため、操作性も向上する。
調整する必要はなくなるため、操作性も向上する。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は電圧
の歪み発生の原理を示す説明図、第３図は正側及び負側
アームを構成するトランジスタ及びダイオードを流れる
電流の通路を示す説明図、第４図は第１図の制御回路の
動作を説明するタイムチヤートである。 １……直流電源、2,3,4,5,6,7……トランジスタ、20,3
0,40,50,60……ダイオード、８……誘導電動機、14……
アーム電圧基本波成分検出回路、15……電圧基準信号発
生回路、160,161,162……補償器、19……非ラツプ／ゲ
ート駆動回路、170,171,172……比較器、100,101,102…
…フオトカプラ。
の歪み発生の原理を示す説明図、第３図は正側及び負側
アームを構成するトランジスタ及びダイオードを流れる
電流の通路を示す説明図、第４図は第１図の制御回路の
動作を説明するタイムチヤートである。 １……直流電源、2,3,4,5,6,7……トランジスタ、20,3
0,40,50,60……ダイオード、８……誘導電動機、14……
アーム電圧基本波成分検出回路、15……電圧基準信号発
生回路、160,161,162……補償器、19……非ラツプ／ゲ
ート駆動回路、170,171,172……比較器、100,101,102…
…フオトカプラ。
Claims (1)
- 【請求項１】主回路を構成するスイッチング回路のスイ
ッチング素子を、変調波と搬送波とを比較して生成され
るパルス幅制御信号により動作させ、直流電力から任意
の周波数の交流電力を得るパルス幅変調インバータであ
って、前記スイッチング回路で対の関係にある正側と負
側のスイッチング素子が同時に導通しないように前記パ
ルス幅制御信号にデッドタイムを設けて制御するパルス
幅変調インバータの制御装置において、 前記インバータの交流出力の基本波電圧を決定する正弦
波の基準電圧信号を発生する基準電圧信号発生回路と、 前記インバータの交流出力電圧を検出する電圧検出手段
と、 該電圧検出手段により検出された交流出力電圧から前記
パルス幅変調によって発生する高調波成分を除去し、前
記デッドタイムによって発生する誤差電圧の平均値（Δ
Ｖ）を含んだ基本波電圧成分（Eu）を検出する基本波電
圧成分検出回路と、 該基本波電圧成分検出回路からの基本波電圧成分検出値
と前記基準電圧信号発生回路からの基準電圧信号との偏
差から前記変調波を生成する補償器とを備えていること
を特徴とするパルス幅変調インバータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62064253A JPH07108097B2 (ja) | 1987-03-20 | 1987-03-20 | パルス幅変調インバ−タの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62064253A JPH07108097B2 (ja) | 1987-03-20 | 1987-03-20 | パルス幅変調インバ−タの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63234878A JPS63234878A (ja) | 1988-09-30 |
| JPH07108097B2 true JPH07108097B2 (ja) | 1995-11-15 |
Family
ID=13252821
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62064253A Expired - Lifetime JPH07108097B2 (ja) | 1987-03-20 | 1987-03-20 | パルス幅変調インバ−タの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07108097B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0270290A (ja) * | 1988-08-31 | 1990-03-09 | Mitsubishi Electric Corp | 電動機の制御装置 |
| JPH09230945A (ja) * | 1996-02-28 | 1997-09-05 | Fuji Electric Co Ltd | 出力電圧制御装置 |
| WO2011099122A1 (ja) | 2010-02-10 | 2011-08-18 | 株式会社 日立製作所 | 電力変換装置 |
| JP5621960B2 (ja) * | 2010-03-12 | 2014-11-12 | 株式会社リコー | モータ駆動装置、および画像形成装置 |
| US20130033205A1 (en) | 2010-04-28 | 2013-02-07 | Hitachi, Ltd. | Power Conversion Device |
| WO2011135696A1 (ja) | 2010-04-28 | 2011-11-03 | 株式会社 日立製作所 | 電力変換装置 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58100486U (ja) * | 1981-12-25 | 1983-07-08 | 株式会社明電舎 | 非同期式ｐｗｍインバ−タ |
| JPH0634594B2 (ja) * | 1983-10-07 | 1994-05-02 | 株式会社東芝 | 電圧形インバ−タ |
-
1987
- 1987-03-20 JP JP62064253A patent/JPH07108097B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63234878A (ja) | 1988-09-30 |
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