JPH0519398B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （発明の技術分野） 本発明は、誘導電動機のベクトル制御装置、特
にパルス幅変調（PWM）方式トランジスタイン
バータによるベクトル制御装置に関する。

（従来技術と問題点） 近年、誘導電動機の速応性を向上する制御方式
として、電動機の一次電流を励磁電流と二次電流
とに分けて制御し、二次磁束と二次電流ベクトル
を常に直交させることで直流機と同等の応答性を
得ようとするベクトル制御方式が提案されてい
る。

このようなベクトル制御方式として、電動機に
交流電力を供給する電力変換装置にPWM方式イ
ンバータを使つた電圧形ベクトル制御方式とし、
二次磁束分と二次電流分との間に互いの干渉分を
キヤンセルできる非干渉制御方式を本願出願人は
既に提案している（特開昭59−165982号）。この
概要を第１図を参照して以下に説明する。

電動機１にPWM方式インバータ２から電圧制
御による一次電圧を供給して該電動機１に磁束と
二次電流とが互いに直交するよう制御するにおい
て、磁束の方向をα軸とし二次電流の方向をα軸
に直交するβ軸として指令値としてのα相一次電
流i₁〓^*及びβ相一次電流i₁〓^*から夫々α相一次電
圧e₁〓、β相一次電圧e₁〓の二相電圧信号を得るの
に、補正演算回路３によつて電動機１のβ相一次
電流i₁〓による磁束への干渉及びα相一次電流i₁〓
による二次電流への干渉を取除くようにしてい
る。この補正演算回路３によつてα相一次電圧
e₁〓、β相一次電圧e₁〓は、互いに非干渉にした磁
束、二次電流の指令信号になり、これら信号は極
座標法又は二軸法による相電圧演算回路７によつ
てインバータ２の三相電圧指令信号e_a ^*、e_b ^*、e_c
^＊に変換される。

β相一次電流指令i₁〓^*は速度設定値V_s ^*と電動
機の速度検出器４の検出値ω_rとの突合せで速度
調節器５の出力として取出され、電源角周波数
ω_pは角周波数演算回路６によつて得る。また、
相電圧演算回路７における二相・三相変換に必要
な正弦波・余弦波信号SINω_pt、COSω_ptは電源角
周波数ω_pを使つて三角関数発生回路８から得る
し、インバータ２におけるパルス幅変調に必要な
搬送波としての三角波信号Tr₁はω_pを使つて三角
波発生回路９から得る。１０はインバータ２に直
流電力を供給する整流器である。

このように、電動機の一次電圧をPWM方式イ
ンバータでベクトル制御する方式は、非干渉制御
のための補正演算することによつて、従来の電流
制御形ベクトル制御と異なり一次電圧をフイード
フオワード制御することになつて非常に応答性に
優れ、直流機以上の応答特性が確認されている。

しかし、この方式は一次電圧をオープンループ
で制御するため、トランジスタインバータ２のト
ランジスタ間のデツドタイムによる電圧減少分が
制御誤差となつて現われることがある。

（発明の目的） 本発明は、トランジスタインバータのデツドタ
イムによつて生じる制御誤差を補償して制御性能
を向上したベクトル制御装置を提供することを目
的とする。

（発明の概要） 本発明は、デツドタイムによる降下電圧e_DBを
その力率角よりα、β軸の二軸成分に分解し、
夫々の二軸制御電圧信号e₁〓、e₁〓に加減算して補
償することを特徴とする。

（発明の原理的な説明） 第１図におけるインバータ２が第２図に示すよ
うにトランジスタTr₁〜Tr₆と帰還ダイオードD₁
〜D₆の並列回路をブリツジ接続にしたインバー
タ主回路２Ａを持つものにおいて、例えばトラン
ジスタTr₁とTr₂の上下アームの転流時に両トラ
ンジスタが同時に点弧状態になる期間が生じると
ターンオフロスが大きくなるため、ターンオフす
るトランジスタに対してターンオンするトランジ
スタをわずかに遅らせる制御がなされる。

いま、ａ相の出力電流i_aが図示方向にある期間
を考えると、PWM波形に従つてトランジスタ
Tr₁からトランジスタTr₂に転流するにはトラン
ジスタTr₁のオフ時点でダイオードD₂が導通して
電流i_aを流し続け、トランジスタTr₂の点弧を遅
らせるも何ら影響がない。逆に、トランジスタ
Tr₂からTr₁への転流はトランジスタTr₂がもとも
と非導通でダイオードD₂が導通しているため、
トランジスタTr₁がオンするまでは電動機１にダ
イオードD₂を通して負側電位から電流i_aが流れる
ことになる。これは電流i_aが図示とは逆方向の期
間についてもTr₁とTr₂、D₂とD₁を置換えて同じ
動作になる。

これら関係を第３図で説明する。位相制御角
の電流i_aが第２図矢印方向の正期間T_pに制御電圧
信号e_aと三角波Tr₁との比較によるPWM波形に
従つてトランジスタTr₁とTr₂をオン・オフする
のに、トランジスタTr₁とTr₂の接続点の電位が
正極性に変化するのにトランジスタTr₁の点弧遅
れ（デツドタイムT_d）だけ遅れる。逆に、電流i_a
が負期間T_Nでは電位が負極性に変化するのがト
ランジスタTr₂に設定するデツドタイムT_dだけ遅
れる。この遅れ分は同図ｄに示すように等価的に
幅T_dのパルス状電圧E_dが逆極性に加わつたもの
となり、この電圧をフーリエ展開した基本波分は
本来出力しようとした電圧e_a ^*に対して逆極性に
なるため基本波出力電圧を下げるように作用す
る。このように、制御電圧信号e_a ^*、e_b ^*、e_c ^*に
対してトランジスタに設定するデツドタイムによ
る制御出力の低下が発生し、意図する制御出力に
誤差を発生させる。

このデツドタイムT_dによつて生じる逆電圧の
平均値_DBは次の(1)、(2)から(3)式のようになる。

_DB＝E_d１／πQ_d（Ｐ−１）／２ ……(1) Q_d＝2π・T_d・ｆ ……(2) ∴_DB＝E_d・T_d・（Ｐ−１）・ｆ ……(3) ここで、E_dはインバータ２の直流電圧、Ｐは
制御電圧信号（e_a ^*等）の１周期に対する三角波
Tr₁のパルス数、ｆは制御電圧信号の周波数であ
る。

次に、デツドタイムT_dの無い理想的な制御で
得られる基本波電圧e₁は次の(4)式で示される。

e₁＝E_d／２μSINωt ……(4) ここで、μは制御電圧信号（e_a ^*等）振幅と三
角波振幅の比になる制御率である。

この基本波電圧e₁に対して、デツドタイム電圧
e_DBは位相角（力率角）を考慮して次の(5)式に
なる。

e_DB＝π／２・E_d・T_d・（Ｐ−１） ・ｆ・SIN（ωt−） ……(5) この式中、π・T_d・（Ｐ−１）・ｆ＝μ_dと置く
とインバータ出力電圧ｅ（基本波）は次の(7)、(8)
式になる。

ｅ＝e₁＋e_DB ……(6) ＝Ed／２｛μ・SINωt＋μ_d ・SIN（ωt−）｝ ……(7) ＝E_d／２√²＋² _d＋2・ ・SIN（ωt＋α） ……(8) 但し、α＝t^-1 _aoμ_d・SIN／μ−μ_d・cos 上述までのことから、本発明はデツドタイム
T_dによつて減少する電圧e_DB（前述の(5)式）を予め
見込んで同期回転座標から制御電圧信号（e₁〓、
e₁〓）を補償することで正確な出力電圧を得る。

（実施例） 第４図は、本発明の一実施例を示す要部回路図
である。補償回路３では磁束と二次電流設定用一
次電流設定信号i₁〓^*、i₁〓^*から非干渉補償した一
次電圧演算結果e₁〓、e₁〓を得、相電圧演算回路７
では電圧信号e₁〓、e₁〓から各相電圧設定値e_a ^*、e_b
^＊、e_c ^*を得るにおいて、力率角演算器１１は一次
電流設定信号i₁〓^*、i₁〓^*から力率角を次の式か
ら求め、 ＝tan^-1i₁〓^*／i₁〓^* ……(9) この力率角を持つ正弦波信号SINと余弦波
信号cosを得る。従つて演算器１１は、第５図
に示すように信号i₁〓^*、i₁〓^*による電流ベクトルI₁
と電圧e₁〓、e₁〓による電圧ベクトルE₁との間の力
率角からデツドタイムによる電圧減少e_DBをα、
β軸成分に分解するための正・余弦波成分を得
る。

なお、デツドタイムによる電圧e_DBは前述の(3)、
(5)式から次の(10)式に変換される。

e_DB＝E_DBSIN（ωt−） ＝E_DB（cos・SINωt−SIN・cosωt） ……(10) 次に、デツドタイム電圧演算器１２はデツドタ
イム電圧E_DBの演算を行なう。このため、演算器
１２は角周波数ω、三角波パルス数Ｐ、設定され
るデツドタイムT_dから次の(11)式により求める。

E_DB＝π／２・E_d・T_d・（Ｐ−１）・ｆ ……(11) 次に、乗算器１３は演算器１１の出力SIN、
cosと演算器１２の出力E_DBから電圧e_DBのα軸成
分E_DB・SINとβ軸成分E_DB・cosを求める。比
較器１４，１５は電圧信号e₁〓、e₁〓に乗算器１３
の出力を夫々加減算して相電圧演算回路７の新た
な入力電圧信号e^* ₁〓、e^* ₁〓とする。

これら信号は次の(12)式になる。

e₁〓^*＝e₁〓＋E_DB・SIN e₁〓^*＝e₁〓−E_DB・cos ……(12) （発明の効果） 本発明によれば、PWM方式トランジスタイン
バータによるベクトル制御において、トランジス
タのデツドタイムによる電圧降下を補償して制御
性能を向上できる効果がある。特に、本発明では
負荷になる誘導電動機によつて負荷力率が変化す
る場合にも正確に補償でき、さらにデツドバンド
の影響が大きくなる基本波成分に着目した補償に
よつて２相座標上での補償をして３相に変換で
き、補償回路及び演算を簡単にする効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は非干渉制御のベクトル制御方式構成
図、第２図はトランジスタインバータの主回路
図、第３図はデツドタイムによる誤差分を説明す
るための波形図、第４図は本発明の一実施例を示
す要部回路図、第５図は第４図の動作説明のため
のベクトル図である。 ２……インバータ、３……補償回路、７……相
電圧演算回路、８……三角関数発生回路、９……
三角波発生回路、１１……力率角演算器、１２…
…デツドタイム電圧演算器、１３……乗算器、１
４，１５……比較器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 誘導電動機の二次磁束と二次電流ベクトルの
   設定値i₁〓^*、i₁〓^*からα、βの二軸制御電圧信号
   e₁〓、e₁〓に変換し、この制御電圧信号から各相制
   御電圧信号e_a ^*、e_b ^*、e_c ^*に二相−三相変換し、
   該各相制御電圧信号をパルス幅変調方式トランジ
   スタインバータの制御電圧信号にする誘導電動機
   のベクトル制御装置において、 上記トランジスタインバータに設定するデツド
   タイムTdによる制御電圧降下分e_DBの大きさE_DB
   を次式 E_DB＝π／２Ed・Td・（Ｐ−１）・ｆ Ｐ；三角波パルス数 ｆ；制御電圧信号の周波数 に従つて求めるデツドタイム電圧演算器を設け、 上記設定値i₁〓^*、i₁〓^*から力率角φを次式 φ＝tan^-1i₁〓^*／i₁〓^* に従つて求めて正弦波SINφ及び余弦波cosφ成分
   を得る力率角演算器を設け、 上記制御電圧降下分e_DBの大きさE_DBに正弦波及
   び余弦波成分を夫々乗算する乗算器を設け、 上記二相−三相変換の制御電圧信号e₁〓^*、e₁〓^*
   を次式 e₁〓^*＝e₁〓＋E_DB・SINφ e₁〓^*＝e₁〓−E_DB・cosφ とすることを特徴とする誘導電動機のベクトル制
   御装置。