JPS60118082A - 誘導電動機のベクトル制御装置 - Google Patents
誘導電動機のベクトル制御装置Info
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- JPS60118082A JPS60118082A JP58224871A JP22487183A JPS60118082A JP S60118082 A JPS60118082 A JP S60118082A JP 58224871 A JP58224871 A JP 58224871A JP 22487183 A JP22487183 A JP 22487183A JP S60118082 A JPS60118082 A JP S60118082A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〈発明の技術分野〉
本発明は、誘導電動機のベクトル制御装置、特にパルス
幅変調（ＰＷＭ）方式トランジスタインパークによるベ
クトル制御装置に関する。
幅変調（ＰＷＭ）方式トランジスタインパークによるベ
クトル制御装置に関する。
〈従来技術と問題点〉
近年、誘導電動機の連応性を同上する制御方式として、
電動機の一次電流全励磁電流と二次電流とに分けて制御
し、二次磁束と二次電流ベクトルを常に直交させること
で直流機と同等の応答性を得ようとするベクトル制御方
式が提案されている。
電動機の一次電流全励磁電流と二次電流とに分けて制御
し、二次磁束と二次電流ベクトルを常に直交させること
で直流機と同等の応答性を得ようとするベクトル制御方
式が提案されている。
このようなベクトル制御方式として、！動機に交流電力
を供給する電力変換装置にＰＷＭ方式インバータを使っ
た電圧形ベクトル制御方式とし。
を供給する電力変換装置にＰＷＭ方式インバータを使っ
た電圧形ベクトル制御方式とし。
二次磁束分と二次電流分との間に互いの干渉分をキャン
セルできる非干渉制御方式全本願出願人は既に提案して
いる（特願昭５８−３９４３４号ルこの概要全第１図全
参照して以下に説明する。
セルできる非干渉制御方式全本願出願人は既に提案して
いる（特願昭５８−３９４３４号ルこの概要全第１図全
参照して以下に説明する。
電動機１にＰＷＭ方式インバータ２がら電圧制御による
一次電圧全供給して該電動機１に磁束と二次電流とが互
いに直交するように制御するにおいて、磁束の方間全α
軸とし二次電流の方向全α軸に直交するβ軸として指令
値としてのα相−次電流１ａ＊ 及びβ相−次電流ｉＩ
β１ から夫々α相−次電圧ｃ１ａ、β相−次ＩＥｅｒ
β−の二相電圧信号を得るのに、補正演算回路３によっ
て電＠様工のβ相−次電流１１βによる磁束への干渉及
びα相−次電流ＩＩαによる二次電流への干渉を取除く
ようにしている。この補正演算回路３によってα相−次
電圧Ｃ１α、β相−次電圧ｅ、βは、互いに非干渉にし
た磁束、二次電流の指令信号になシ、これら信号は相電
圧演算回路７によってインバータ２の三相電圧指令信号
ｅａ＊、 ｅｂ＊、 ｅｃ″に変換される。
一次電圧全供給して該電動機１に磁束と二次電流とが互
いに直交するように制御するにおいて、磁束の方間全α
軸とし二次電流の方向全α軸に直交するβ軸として指令
値としてのα相−次電流１ａ＊ 及びβ相−次電流ｉＩ
β１ から夫々α相−次電圧ｃ１ａ、β相−次ＩＥｅｒ
β−の二相電圧信号を得るのに、補正演算回路３によっ
て電＠様工のβ相−次電流１１βによる磁束への干渉及
びα相−次電流ＩＩαによる二次電流への干渉を取除く
ようにしている。この補正演算回路３によってα相−次
電圧Ｃ１α、β相−次電圧ｅ、βは、互いに非干渉にし
た磁束、二次電流の指令信号になシ、これら信号は相電
圧演算回路７によってインバータ２の三相電圧指令信号
ｅａ＊、 ｅｂ＊、 ｅｃ″に変換される。
β相−次電流指令１１β” は速ＩＷ設定値ＶＳ＊と電
動機の速度検出器４の検出値ωｒとの突台せで速度調節
器５の出力として取出され、電源角周波数印。
動機の速度検出器４の検出値ωｒとの突台せで速度調節
器５の出力として取出され、電源角周波数印。
は角周波数演算回路６によって得る。、また、相電圧演
算回路７における二相・三相変換に必要な正弦波・余弦
波信号ＳＩＮω。ｔ、 ＣＯ８ωｏｔは電源角周波数ω
ｏｋ使つ゛Ｃ三角関数発生回路８から得るし、インバー
タ２におけるパルス幅変調に必要な搬送波としての三角
波信号Ｔｒｉはω。全使って三角波発生回路９から得る
。１０はインバータ２に直流電力を供給する整流器であ
る。
算回路７における二相・三相変換に必要な正弦波・余弦
波信号ＳＩＮω。ｔ、 ＣＯ８ωｏｔは電源角周波数ω
ｏｋ使つ゛Ｃ三角関数発生回路８から得るし、インバー
タ２におけるパルス幅変調に必要な搬送波としての三角
波信号Ｔｒｉはω。全使って三角波発生回路９から得る
。１０はインバータ２に直流電力を供給する整流器であ
る。
このように、電動機の一次電圧をＰＷＭ方式インバータ
でベクトル制御する方式は、非干渉制御のための補正演
算することによって、従来の電流制御形ベクトル制御と
異なシー次電圧をフィードフォワード制御することにな
って非常に応答性に優れ、−直流機以上の応答特性が確
認されている。
でベクトル制御する方式は、非干渉制御のための補正演
算することによって、従来の電流制御形ベクトル制御と
異なシー次電圧をフィードフォワード制御することにな
って非常に応答性に優れ、−直流機以上の応答特性が確
認されている。
しかし、この方式は一次電圧をオープンルーグで制包１
１するため、トランジスタインバータ２のトランジスタ
間のデッドタイムによる電圧減少分が制御誤差となって
現われることがある。
１するため、トランジスタインバータ２のトランジスタ
間のデッドタイムによる電圧減少分が制御誤差となって
現われることがある。
〈発明の目的〉
本発明ハ、トランジスタインバータのデッドタイムによ
って生じる制御誤差を補償して制御性能全同上したベク
トル制御装置全提供することを目的とする。
って生じる制御誤差を補償して制御性能全同上したベク
トル制御装置全提供することを目的とする。
〈発明の概要〉
本発明は、トランジスタインバータ、ＥＩＥ 回！ ノ
ペースドライブ回路の制御信号幅調整によってデッドタ
イムの影響上熱くすことを特徴とする。
ペースドライブ回路の制御信号幅調整によってデッドタ
イムの影響上熱くすことを特徴とする。
〈発明の詳細な説明〉
第１図におけるインバータ２が第２図に示すようにトラ
ンジスタＴｒ１〜Ｔｒ６と掃通ダイオードＤ１〜Ｄ６の
並列回路をブリッジ接続にしたインバータ主回路２Ａｉ
持つものにおいて５例えばトランジスタＴｒｌとＴｒ２
の上下アームの転流時に両トランジスタが同時に点弧状
態になる期間が生じるとターンオフロスが大きくなるた
め、ターンオンするトランジスタに対してターンオンす
るトランジヌタ全わずかに遅らせる制御がなされる。
ンジスタＴｒ１〜Ｔｒ６と掃通ダイオードＤ１〜Ｄ６の
並列回路をブリッジ接続にしたインバータ主回路２Ａｉ
持つものにおいて５例えばトランジスタＴｒｌとＴｒ２
の上下アームの転流時に両トランジスタが同時に点弧状
態になる期間が生じるとターンオフロスが大きくなるた
め、ターンオンするトランジスタに対してターンオンす
るトランジヌタ全わずかに遅らせる制御がなされる。
いま、ａ相の出力電流１ａが図示方向にある期間金考え
ると、ＰＷＭ波形に従ってトランジスタＴｒＩからトラ
ンジスタＴｒ２に転流するにはトランジスタＴｒ１のオ
フ時点でダイオードＤ、が導通して電流ｉａ全流し続け
、トランジスタＴｒ２の点弧を遅らせるも何ら影響がな
い。逆に、トランジスタＴｒ２からＴ ｒ １への転流
はトランジスタＴｒ２がもともと非導通でダイオードＩ
Ｄ２が導通しているため、トランジスタＴｒｌがオンす
るまでは電動機１にはダイオードＤｘｋ通して負側電位
から電流１ａが流れることになる。これは電流ｊａが図
示とは逆方向の期間についてもＴｒＩと”ｔ ＊ ｎ、
とＤｔｋ置換えて同じ動作になる。
ると、ＰＷＭ波形に従ってトランジスタＴｒＩからトラ
ンジスタＴｒ２に転流するにはトランジスタＴｒ１のオ
フ時点でダイオードＤ、が導通して電流ｉａ全流し続け
、トランジスタＴｒ２の点弧を遅らせるも何ら影響がな
い。逆に、トランジスタＴｒ２からＴ ｒ １への転流
はトランジスタＴｒ２がもともと非導通でダイオードＩ
Ｄ２が導通しているため、トランジスタＴｒｌがオンす
るまでは電動機１にはダイオードＤｘｋ通して負側電位
から電流１ａが流れることになる。これは電流ｊａが図
示とは逆方向の期間についてもＴｒＩと”ｔ ＊ ｎ、
とＤｔｋ置換えて同じ動作になる。
これら関係を第３図で説明する。位相制御角ψの電流１
ａが第２図矢印方向の正期間Ｔ、に制御電圧信号ｅａと
三角波Ｔｒｉとの比較によるＰＷＭ波形に従ってトラン
ジスタＴｒ１とＴｒ４ ｋ、オン・オフするのに、トラ
ンジスタＴｒｌとＴｒｙの接続点の電位が正極性に変化
するのにトランジスタＴｒ１の点弧遅れ（デッドタイム
Ｔｄ）だけ遅れる。逆に、電流１ａが負期間ＴＮでは電
位が負極性に変化するのがトランジスタＴｒｙに設定す
るデッドタイムＴｄだけ遅れる。この遅れ分は同図（ｄ
ｌに示すように等制約に幅Ｔｄのパルス状電圧Ｅｄが逆
極性に加わったものとなシ、この電圧金７−リエ展開し
た基本液分は本来出力しようとした電圧Ｃａ＊に対して
逆極性になるため基本波出力電圧金工げるように作用す
る。このように、制御１ａ電圧信号ｅ４＊、 ｅ ｌ）
＊、 ｅｃ＊ＶＣ対し ”Ｃトランジスタに設定するプ
ントタイＪＡＫよるＩＵ御出力の低下が発生し、意図す
る制御出方に誤差を発生させる。
ａが第２図矢印方向の正期間Ｔ、に制御電圧信号ｅａと
三角波Ｔｒｉとの比較によるＰＷＭ波形に従ってトラン
ジスタＴｒ１とＴｒ４ ｋ、オン・オフするのに、トラ
ンジスタＴｒｌとＴｒｙの接続点の電位が正極性に変化
するのにトランジスタＴｒ１の点弧遅れ（デッドタイム
Ｔｄ）だけ遅れる。逆に、電流１ａが負期間ＴＮでは電
位が負極性に変化するのがトランジスタＴｒｙに設定す
るデッドタイムＴｄだけ遅れる。この遅れ分は同図（ｄ
ｌに示すように等制約に幅Ｔｄのパルス状電圧Ｅｄが逆
極性に加わったものとなシ、この電圧金７−リエ展開し
た基本液分は本来出力しようとした電圧Ｃａ＊に対して
逆極性になるため基本波出力電圧金工げるように作用す
る。このように、制御１ａ電圧信号ｅ４＊、 ｅ ｌ）
＊、 ｅｃ＊ＶＣ対し ”Ｃトランジスタに設定するプ
ントタイＪＡＫよるＩＵ御出力の低下が発生し、意図す
る制御出方に誤差を発生させる。
このように、デッドタイムＴｄによって電圧降下が生ず
る原因は、インバータ各相出力電圧の正電位から負電位
への変化あるいはその逆の変化がデッドタイム後に転流
されるトランジスタがオンしたときに生ずる場合と、デ
ッドタイムとは無関係にそれまで導通していたトランジ
スタがオフした時点で生ずる場合の２つのモードがあり
、このモードは出力電流の方向によって上下アームで切
ｐ換わることにある。そこで、本発明では出方電流の方
向を検出し、トランジスタの制御信号を適時ずらせてデ
ッドタイムの影響を無くすようにしＣいる。
る原因は、インバータ各相出力電圧の正電位から負電位
への変化あるいはその逆の変化がデッドタイム後に転流
されるトランジスタがオンしたときに生ずる場合と、デ
ッドタイムとは無関係にそれまで導通していたトランジ
スタがオフした時点で生ずる場合の２つのモードがあり
、このモードは出力電流の方向によって上下アームで切
ｐ換わることにある。そこで、本発明では出方電流の方
向を検出し、トランジスタの制御信号を適時ずらせてデ
ッドタイムの影響を無くすようにしＣいる。
第４図は本発明の一実施ｆｙＩＪを示すｌ相分の要部回
路図である。デッドタイム設定回路１１□、１１２は夫
々ａ相トランジスタＴｒ１ １ ＴｒｙのＰＷＭ波形ベ
ースドライブ信号Ｖａ ｋ共通入力として夫々のトラン
ジスタＴｒｌ、 ＴｒｙにデッドタイムＴｄ？調整した
ドライブ信号Ｖａ＋ 、Ｖａ２’（ｆ−得る。デッドタ
イム設定回路１１１は入力■８に対して同相のドライブ
信号出力Ｖａｔを得、入力ｖａの立上り全チンドグイム
Ｔｄだけ遅らせた出力Ｖａｔ ｋ得る。デッドタイム設
定回路１１□は入力ｖａに対して逆相のドライブ信号出
力Ｖａ２に得、入力■８の立下シラテンドタイムＴｄだ
け遅らせた出力ｖａ２全２會得 デッドタイム補償回路１２． 、１−２．ｉｔ／１ ｇ
相制御電圧信号Ｃａ＊と三角波Ｔｒｉによるパルス幅変
調によシ得るＰＷＭ波形ベース制御信号■ａ＊を共通入
力とじ１補償回路１２．は入力Ｖａ に対してその立下
シ全デッドタイムＴｄだけ遅らせた出力會得、補償回路
１２．は入力Ｖａ＊ に対してその立よシヲデッドクイ
ムＴｄだけ遅らせた出力？得る。
路図である。デッドタイム設定回路１１□、１１２は夫
々ａ相トランジスタＴｒ１ １ ＴｒｙのＰＷＭ波形ベ
ースドライブ信号Ｖａ ｋ共通入力として夫々のトラン
ジスタＴｒｌ、 ＴｒｙにデッドタイムＴｄ？調整した
ドライブ信号Ｖａ＋ 、Ｖａ２’（ｆ−得る。デッドタ
イム設定回路１１１は入力■８に対して同相のドライブ
信号出力Ｖａｔを得、入力ｖａの立上り全チンドグイム
Ｔｄだけ遅らせた出力Ｖａｔ ｋ得る。デッドタイム設
定回路１１□は入力ｖａに対して逆相のドライブ信号出
力Ｖａ２に得、入力■８の立下シラテンドタイムＴｄだ
け遅らせた出力ｖａ２全２會得 デッドタイム補償回路１２． 、１−２．ｉｔ／１ ｇ
相制御電圧信号Ｃａ＊と三角波Ｔｒｉによるパルス幅変
調によシ得るＰＷＭ波形ベース制御信号■ａ＊を共通入
力とじ１補償回路１２．は入力Ｖａ に対してその立下
シ全デッドタイムＴｄだけ遅らせた出力會得、補償回路
１２．は入力Ｖａ＊ に対してその立よシヲデッドクイ
ムＴｄだけ遅らせた出力？得る。
′ｉｆ、流方回検出器１３は、ａ相トランジスタＴｒｌ
とＴｒ２の出力電流ｊａの方間を検出し、電流ｊａが図
示矢印方間にあるときに補償回路１２□の出力音ベース
ドライブ信号Ｖａとし、電流ｊａが図示とは逆方間にあ
るときに補償回路１２□の出力を信号■８として回路ｉ
ｌｌ 、 １１２に与える切換制御１ｌｉｌ葡行なう。
とＴｒ２の出力電流ｊａの方間を検出し、電流ｊａが図
示矢印方間にあるときに補償回路１２□の出力音ベース
ドライブ信号Ｖａとし、電流ｊａが図示とは逆方間にあ
るときに補償回路１２□の出力を信号■８として回路ｉ
ｌｌ 、 １１２に与える切換制御１ｌｉｌ葡行なう。
このため、検出器１３は切換スイッチ要素１３ ａ 、
１３ ｂ ｋ出力回路として具え、該スイッチ要素１
３ａ、１３ｂが補償回路１２１ 、１２□の出力側に介
装される。
１３ ｂ ｋ出力回路として具え、該スイッチ要素１
３ａ、１３ｂが補償回路１２１ 、１２□の出力側に介
装される。
この構成における各部波形は第５図に示すようになる。
電流’ｌａの正期間Ｔ、では補償回路１２□の出力が設
定回路１１１．１１２の入力ｖａになシ、負期間ＴＮで
は補償回路１２．の出力が設定回路Ｌｌｓ 、 ｆｉｚ
の入力ｖａに切換えられる。そして、正期間Ｔ、ではＰ
ＷＭ波形ｖ８＊に対してトランジスタＴｒｌのオン期間
は立上シ。
定回路１１１．１１２の入力ｖａになシ、負期間ＴＮで
は補償回路１２．の出力が設定回路Ｌｌｓ 、 ｆｉｚ
の入力ｖａに切換えられる。そして、正期間Ｔ、ではＰ
ＷＭ波形ｖ８＊に対してトランジスタＴｒｌのオン期間
は立上シ。
立下シ共にデッドタイムＴｄだけ遅れた同じオンノくル
ス幅にしながらトランジスタＴｒ４との間にデッドクイ
ムＴｄｋ確保する。同様に、負期間ＴＮではＶａ＊に対
シてトランジスタＴｒ２のオン期間は立上シ。
ス幅にしながらトランジスタＴｒ４との間にデッドクイ
ムＴｄｋ確保する。同様に、負期間ＴＮではＶａ＊に対
シてトランジスタＴｒ２のオン期間は立上シ。
立下シ共にデッドタイムＴｄだけ遅れた同じオンノくル
ス幅にしながらトランジスタＴｒ１ との間のデッドタ
イムＴｄを確保する。これによシ、制御電圧信号Ｃａ＊
、 ｅｂ＊、 ＣＣ＊に比例した制御出力を確保ｔな
がらデッドタイムを確立した制Ｎｋ可能にする。
ス幅にしながらトランジスタＴｒ１ との間のデッドタ
イムＴｄを確保する。これによシ、制御電圧信号Ｃａ＊
、 ｅｂ＊、 ＣＣ＊に比例した制御出力を確保ｔな
がらデッドタイムを確立した制Ｎｋ可能にする。
〈発明の効果〉
本発明によれば、ＰＷＭ方式トランジスタイ７バータの
ベクトル制御において、トランジスタのプントタイムに
よる電圧降下全補償して制御性能を同上できる効果があ
る。
ベクトル制御において、トランジスタのプントタイムに
よる電圧降下全補償して制御性能を同上できる効果があ
る。
第１図は非干渉制御のベクトル制御方式構成図、第２図
はトランジスタインバータの主回路図、第３図はデッド
タイムによる誤差分を説明するための波形図、第４図は
本発明の一実施例を示す要部回路図、第５図は第４図に
おける各部波形図である。 ２・・・インバータ、３・・・補償回路、７・・・相電
圧演算回路、８・・・三角関数発生回路、９・・・三角
波発生回路、１１１ 、ｌ１２・・・プントタイム設定
回路、 １．２ｍ、 、］、２．・・・デッドタイム補
償回路、１３・・・電流方向検出器。
はトランジスタインバータの主回路図、第３図はデッド
タイムによる誤差分を説明するための波形図、第４図は
本発明の一実施例を示す要部回路図、第５図は第４図に
おける各部波形図である。 ２・・・インバータ、３・・・補償回路、７・・・相電
圧演算回路、８・・・三角関数発生回路、９・・・三角
波発生回路、１１１ 、ｌ１２・・・プントタイム設定
回路、 １．２ｍ、 、］、２．・・・デッドタイム補
償回路、１３・・・電流方向検出器。
Claims (1)
- 誘導電動機の二次磁束と二次電流ベクトルをパルス幅変
調方式トランジスタインバ〜ＪＩＣ与える制御電圧信号
で互いに直交させる制御全行なうベクトル制御装置にお
いて、上記トランジスタインバータのパルス幅変−ベー
スドライブ信号（Ｖａ＊）に対してオンタイミングをプ
ントタイムだけ遅らせるデッドタイム設足回路の前段に
ベースドライブ信号（Ｖａ”）の立上シ又は立下ｂ’を
上記デッドタイムだけ遅らせる一対のデッドタイム補償
回路を設け、この一対の補償回路の出方金当該相の電流
（ｉａ）の出力極性によって切換夕てト記デッドタイム
設足回路の入力とする電流方間検出器を設け、デッドタ
イムによる制御出力低下？補償することを特徴とする誘
導電動機のベクトル制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58224871A JPS60118082A (ja) | 1983-11-29 | 1983-11-29 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58224871A JPS60118082A (ja) | 1983-11-29 | 1983-11-29 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60118082A true JPS60118082A (ja) | 1985-06-25 |
| JPH0519397B2 JPH0519397B2 (ja) | 1993-03-16 |
Family
ID=16820471
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58224871A Granted JPS60118082A (ja) | 1983-11-29 | 1983-11-29 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60118082A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62239897A (ja) * | 1986-04-10 | 1987-10-20 | Hitachi Ltd | 電圧形インバ−タの制御方法 |
| JPH0751879A (ja) * | 1993-08-23 | 1995-02-28 | Technol Res Assoc Of Medical & Welfare Apparatus | レーザ加工方法およびレーザ加工装置 |
| JP2011193612A (ja) * | 2010-03-12 | 2011-09-29 | Ricoh Co Ltd | モータ駆動装置、および画像形成装置 |
| US10826411B2 (en) | 2017-04-12 | 2020-11-03 | Meidensha Corporation | Device for controlling power conversion circuit |
-
1983
- 1983-11-29 JP JP58224871A patent/JPS60118082A/ja active Granted
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62239897A (ja) * | 1986-04-10 | 1987-10-20 | Hitachi Ltd | 電圧形インバ−タの制御方法 |
| JPH0751879A (ja) * | 1993-08-23 | 1995-02-28 | Technol Res Assoc Of Medical & Welfare Apparatus | レーザ加工方法およびレーザ加工装置 |
| JP2011193612A (ja) * | 2010-03-12 | 2011-09-29 | Ricoh Co Ltd | モータ駆動装置、および画像形成装置 |
| US10826411B2 (en) | 2017-04-12 | 2020-11-03 | Meidensha Corporation | Device for controlling power conversion circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0519397B2 (ja) | 1993-03-16 |
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