JP2827189B2 - インバータの出力電圧制御方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は交流電動機可変速駆動用
ＰＷＮ方式インバータの出力電圧一定制御方法に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】一般に交流電動機駆動用のＰＷＮ方式電
圧形インバータは、スイッチング素子を各相上下アーム
に有するブリッジにてその主回路を構成し、該主回路の
直流入力電圧としては交流電源電圧を整流して得た直流
中間電圧等を用い、且つ制御上はその出力電圧と出力周
波数との比率を所定値となし、更に所要の出力電圧に比
例した振幅と所要の出力周波数と同一の周波数とを有す
る正弦波制御信号と波高値一定の三角波キャリア信号と
の瞬時値比較を行って得た指令信号パルス列の指定する
断続モードに従って前記各スイッチング素子を開閉制御
して所要の交流出力を得ており、従ってまた前記正弦波
制御信号が不変でその結果前記断続モードもまた不変の
場合でも、前記交流電源電圧の変動等による前記主回路
直流入力電圧の変動は前記インバータ出力電圧の変動に
対し比例的に影響する。

【０００３】上記の内容を以下図３と図４と図５とに従
って説明する。図３は前記インバータ主回路のブリッジ
構成における各相アーム中の一相，例えばＵ相を例とし
たアーム回路図であり、８は前記の主回路直流入力電圧
となる電圧Ｅｄを供給する直流電源、Ｔｕ１とＴｕ２と
はそれぞれ上アームと下アームとにおけるスイッチング
素子としてのトランジスタ、ＳｕとＳｕｃとはそれぞれ
前記トランジスタＴｕ１とＴｕ２とに対する開閉制御用
指令信号、Ｖｕはインバータ各相出力電圧中の一相，例
えばＵ相の出力電圧である。なお前記信号ＳｕとＳｕｃ
とは互に共役状態にあるが、前記両トランジスタＴｕ１
とＴｕ２との同時導通状態発生による前記直流電源８の
電源短絡を避けるために前記両信号ＳｕとＳｕｃ相互の
信号発生と消滅との間には所定の時間差（デッドタイ
ム）が設けられている。

【０００４】次に図４は交流電動機駆動用インバータに
与えるその出力電圧対出力周波数特性図の例であり、出
力周波数ｆを指定値とし該周波数指定値に従属して出力
電圧Ｖがその振幅において決定される。ここにｆｂは基
底周波数であり定トルク領域の最高周波数を示し、また
Ｖ１は低速時のトルク低下を補償するトルク・ブースト
用電圧、Ｖ３は定格出力電圧である。なお前記の出力周
波数ｆと出力電圧Ｖとの関係はＶ／ｆ比一定状態を基本
とし負荷のトルク特性等に従って種々変更修正される。
更に図示電圧Ｖ２は前記出力電圧Ｖの比例値として規定
されるＰＷＭ演算用の正弦波制御信号の振幅が該演算用
の三角波キャリア信号の波高値と等しくなる状態に対応
するインバータ出力電圧である。

【０００５】更に図５は前記スイッチング素子開閉制御
用指令信号となるＰＷＭ指令信号の発生原理図であり、
図示Ｖｓは前記出力周波数ｆと前記出力電圧Ｖに比例し
た振幅とを有する正弦波制御信号を示し、Ｖｃは波高値
一定で所定のキャリア周波数を有する三角波キャリア信
号を示し、Ｓｕは減算Ｖｓ−Ｖｃの瞬時値比較により得
られたＰＷＭ指令信号であり該信号Ｖｃの一波毎に出力
されてパルス列をなす。また図５の（イ）は前記信号Ｖ
ｓの瞬時値が前記信号Ｖｃの全域において該信号Ｖｃの
波高値以下である場合を示し、図５の（ロ）は前記信号
Ｖｓの瞬時値が前記信号Ｖｃの一部の領域において該信
号Ｖｃの波高値以上となる場合を示すものであり、図５
の（イ）の場合に比して前記信号Ｖｓの一周期内におけ
る前記信号Ｓｕのパルス数は減少しパルス幅の一部大幅
増大が見られる。

【０００６】上記の如きインバータを対象とする従来の
インバータ出力電圧一定制御方法としては、該インバー
タの主回路直流入力電圧の値をパラメータとするその出
力電圧制御系中にＡＶＲ（自動電圧調整器）を設け、前
記主回路直流入力電圧の変動時、前記正弦波制御信号Ｖ
ｓの振幅に対し一定値の補償係数を乗じて該振幅を前記
入力電圧変動に対し例えば逆比例的に増減させ、前記Ｐ
ＷＭ指令信号Ｓｕのパルス列の各パルス幅の変調を行
い、例えば前記主回路直流入力電圧の増大時には該入力
電圧の増大と逆比例して前記信号Ｖｓの振幅を減少させ
ることにより前記信号Ｓｕの各パルス幅を減少させて前
記インバータ出力電圧の一定制御を行うものが知られて
いる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】前記の如きインバータ
のブリッジ構成における各相上下両アームのスイッチン
グ素子の動作は、該両アーム素子の同時導通による直流
電源短絡を避けるため何れか一方のアーム素子がしゃ断
制御されてから他方のアーム素子が導通制御されるまで
に所定の時間差（デッドタイム）をおいて該両アーム素
子交互に導通・しゃ断制御される。従って前記インバー
タの出力電圧中には、前記動作時間差をそのパルス幅と
し、その時点でのインバータ出力電流の通電方向に従っ
た正負極性を有し、前記指令信号パルス列の各パルス毎
に発生する電圧パルス列をなして含まれることになり、
該電圧パルス列の平均電圧の基本波はインバータ出力電
圧の所要値に対する誤差電圧となり、従ってまた前記イ
ンバータ出力電圧はその一周期中に含まれる前記指令信
号パルス列のパルス総数の差に従って異なったものとな
る。

【０００８】しかしながら前記の如くインバータ主回路
直流入力電圧の検出値をパラメータとしインバータ出力
電圧自体を検出することなく該出力電圧の一定化を図る
従来のインバータ出力電圧制御方法は、前記主回路直流
入力電圧の変動時、前記指令信号パルス列演算用の正弦
波制御信号の振幅が同用の三角波キャリア信号の波高値
より大となる前記図５（ロ）に示す如き過変調動作域に
おいても、インバータ制御回路中のＡＶＲ（自動電圧調
整器）により前記正弦波制御信号の振幅に対する係数一
定の逆比例的補正を行うものであり、前記係数の値如何
によっては前記正弦波制御信号従って前記インバータ出
力電圧の一周期中に含まれる前記指令信号パルス列のパ
ルス総和に関し前記補正の前後において差を生じて該イ
ンバータ出力電圧の変動を招き、例えば前記主回路直流
入力電圧の増大時に前記正弦波制御信号の振幅に対する
係数一定の補正を行った場合に前記指令信号パルスのパ
ルス数総和の増加により逆に前記インバータ出力電圧の
所定以上の低下を来たす過補償状態となることがあり、
更に該インバータ出力電圧の変動を検出して帰還制御す
る電圧制御系をもたぬため前記インバータ出力電圧の変
動は訂正されることなく残留し該インバータ出力電圧の
一定制御における制御精度の低下は避けられなかった。

【０００９】上記に鑑み本発明は、前記ＡＶＲにおける
補正係数の適当な自動可変により前記の如きインバータ
出力電圧の変動を防止するインバータの出力電圧制御方
法の提供を目的とするものである。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明のインバータの出力電圧制御方法は、その出
力電圧と出力周波数との比を所定値に保ち且つ該出力周
波数と該出力電圧に比例した振幅とを有する正弦波制御
信号と波高値一定の三角波キャリア信号との瞬時値比較
を行い、該比較により得たパルス列を指令信号としてそ
の主回路直流入力電圧断続用のスイッチング素子を開閉
制御し、且つその出力電圧一定制御用パラメータとして
前記主回路直流入力電圧を用いる交流電動機可変速駆動
用ＰＷＭ方式インバータの出力電圧制御方法において、
前記正弦波制御信号の振幅に従って変化し該振幅が前記
三角波キャリア信号の波高値以上になった段階から直線
的低減等の所定の関数関係に従ってその値を低減する振
幅補正係数と前記主回路直流入力電圧のその定格値に対
する比との積に逆比例して前記正弦波制御信号の振幅を
変更補正するものとする。

【００１１】

【作用】前記の如く、正弦波制御信号Ｖｓと三角波キャ
リア信号Ｖｃとの振幅比較で得られたパルス列をなす指
令信号Ｓｕに関しては、前記両信号の振幅がＶｓ≦Ｖｃ
の関係にある場合、該信号Ｖｓの振幅変動に対し前記パ
ルス列の各パルス幅の変化はあるが該信号Ｖｓの一周期
中のパルス総数は不変である。一方前記振幅関係がＶｓ
≧Ｖｃとなる前記図５（ロ）に示す如き過変調域におい
ては、前記信号Ｖｓの振幅変動により前記信号Ｓｕの各
パルス幅と前記の如きパルス総数とに変動を来たし、該
パルス総数の変動は前記の如き理由によりインバータ出
力電圧における誤差的な変動を発生させ、前記信号Ｖｓ
の振幅調整によるインバータ出力電圧制御における前記
の如き過補償の原因をなすものであった。

【００１２】本発明は、上記に鑑み、前記Ｖｓ＞Ｖｃ関
係の過変調域において、インバータ主回路直流入力電圧
Ｅｄの変動に対しインバータ出力電圧一定制御を行う場
合、前記電圧ＥｄがＥｄｏよりｋ１・Ｅｄｏに変動した
ものとすれば、前記ＡＶＲ等において、前記信号Ｖｓの
振幅ＶｓｏをＶｓｏ／（ｋ１・ｋ２）の如く変更し、且
つ該係数ｋ２を前記のＶｓ≦Ｖｃ関係時には一定値
（例，ｋ２＝１）となし、Ｖｓ＞Ｖｃの関係時には前記
ｋ２の一定値から前記信号Ｖｓの振幅増大と共に直線低
減等の適当な関数関係にてその値を減ずるものとなし、
前記信号Ｖｓの振幅調整に伴う前記信号Ｓｕのパルス数
変動を抑制し、インバータ出力電圧一定制御における過
補償の防止を図るものである。

【００１３】

【実施例】以下本発明の実施例を図面により説明する。
図１は本発明の対象とするインバータによる交流電動機
可変速駆動系のシステムブロック図であり、図２は図１
におけるインバータ制御系中のＡＶＲ（自動電圧調整
器）にて演算されるＰＷＭ演算用正弦波制御信号の振幅
補正係数の対振幅特性図である。

【００１４】図１において、１は交流電源、２は整流
器、３は平滑コンデンサ、４はＰＷＭ方式電圧形インバ
ータ、５は交流電動機である。前記の整流器２の出力電
圧であり平滑コンデンサ３の端子電圧である直流電圧Ｅ
ｄは前記交流電動機可変速駆動系における直流中間電圧
であり同時にインバータ４の主回路直流入力電圧をなす
ものである。次にｆはインバータ４の出力周波数の指定
値であり、前記正弦波制御信号Ｖｓの原振幅Ｖｓｏは前
記指令値ｆを入力とする電圧／周波数変換器である７の
Ｖ／ｆより前記の図４に示す如き関数関係に従って変換
出力される。また６はＡＶＲであり前記電圧Ｅｄと前記
原振幅信号Ｖｓｏとを入力とし係数ｋ１とｋ２とを演算
して前記正弦波制御信号Ｖｓの振幅Ｅｓｏを演算出力す
るものであり、インバータ４の制御回路においては前記
両信号Ｅｓｏとｆとに従って前記信号Ｖｓを作成の後三
角波キャリア信号Ｖｃとの振幅比較を行ってＰＷＭ演算
されたスイッチング指令信号Ｓｕの信号パルス列が作成
される。ここに前記振幅Ｅｓｏは次の如く演算される。
すなわち、ｋ１＝Ｅｄ／Ｅｄｏ，Ｅｓｏ＝Ｖｓｏ／（ｋ
１・ｋ２），正しＥｄｏは前記電圧Ｅｄの定格値，ｋ２
は図２に示す関数関係に従う振幅補正係数である。

【００１５】次に図２は前記係数ｋ２の対原振幅Ｖｓｏ
特性図であり、Ｖｓｏ２とＶｓｏ３とはそれぞれ前記図
４に示すインバータ出力電圧Ｖ２とＶ３とに対応する前
記正弦波制御信号Ｖｓの原振幅であり、特に該振幅Ｖｓ
ｏ２は前記過変調域と通常変調域との境界振幅を与える
ものである。図示の如く前記係数ｋ２は、０≦Ｖｓｏ≦
Ｖｓｏ２の通常変調域ではｋ２＝ｋ２１（一定値），例
えばｋ２＝１の如く、またＶｓｏ２＜Ｖｓｏ≦Ｖｓｏ３
の過変調域ではｋ２１からｋ２２へ直線的に低減するも
のとしている。なお前記過変調域における前記係数ｋ２
の低減特性は前記インバータ出力電圧の過補償防止に最
適なものとなす必要があり、前記の如き直線低減特性を
含む適当次数の特性適用の検討が必要となる。

【００１６】

【発明の効果】本発明によれば、交流電動機可変速駆動
用ＰＷＭ方式電圧形インバータの主回路直流入力電圧変
動時のインバータ出力電圧一定制御に関し、三角波キャ
リア信号との振幅比較によるＰＷＭ演算用の正弦波制御
信号の振幅を、前記インバータ主回路直流入力電圧のそ
の定格電圧に対する比と前記正弦波制御信号の振幅増大
と共にその値を適当に減ずる補正係数との積にて除算す
る振幅補正を行うことにより、ＰＷＭ演算されたスイッ
チング指令信号パルスのパルス密度変化によるインバー
タ出力電圧の変動補償時の過補償を防止し、前記インバ
ータ出力電圧一定制御における制御精度の向上を図るこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の対象とするインバータによる交流電動
機可変速駆動系のシステムブロック図

【図２】図１のＡＶＲにて演算される正弦波制御信号振
幅補正係数の対振幅特性図

【図３】インバータ主回路ブリッジ構成各相アーム中の
一相分のアーム回路図

【図４】交流電動機駆動用インバータの出力電圧対出力
周波数特性図

【図５】ＰＷＭ指令信号の発生原理図

【符号の説明】

１ 交流電源 ２ 整流器 ３ 平滑コンデンサ ４ インバータ ５ 交流電動機 ６ ＡＶＲ（自動電圧調整器） ７ Ｖ／ｆ（電圧／周波数変換器）

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】その出力電圧と出力周波数との比を所定値
   に保ち且つ該出力周波数と該出力電圧に比例した振幅と
   を有する正弦波制御信号と波高値一定の三角波キャリア
   信号との瞬時値比較を行い、該比較により得たパルス列
   を指令信号としてその主回路直流入力電圧断続用のスイ
   ッチング素子を開閉制御し、且つその出力電圧一定制御
   用パラメータとして前記主回路直流入力電圧を用いる交
   流電動機可変速駆動用ＰＷＭ方式インバータの出力電圧
   制御方法において、前記正弦波制御信号の振幅に従って
   変化し該振幅が前記三角波キャリア信号の波高値以上に
   なった段階から直線的低減等の所定の関数関係に従って
   その値を低減する振幅補正係数と前記主回路直流入力電
   圧のその定格値に対する比との積に逆比例して前記正弦
   波制御信号の振幅を変更補正することを特徴とするイン
   バータの出力電圧制御方法。