JPH09215336A - Ｎｐｃインバータの制御装置 - Google Patents
Ｎｐｃインバータの制御装置Info
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- JPH09215336A JPH09215336A JP8023793A JP2379396A JPH09215336A JP H09215336 A JPH09215336 A JP H09215336A JP 8023793 A JP8023793 A JP 8023793A JP 2379396 A JP2379396 A JP 2379396A JP H09215336 A JPH09215336 A JP H09215336A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】スイッチング周波数を増加することなく中性点
電位の変動を効果的に抑制する。 【解決手段】電圧基準の振幅Ｖ1*が最小パルス幅で定め
られる所定値以下になると、モード選択部１２から１の
信号ＭPWM が出力され、第１の電圧基準変換手段１４が
動作状態となり、一定の周期Ｆpnで極性が正負に変化し
最小パルス幅を確保する所定のバイアス値が各相の電圧
基準に加算され、同時に変調周波数切換手段１７により
ＰＷＭ制御の変調周波数Ｆc が低下する。この動作によ
り、スイッチングによる電力損失を増加させることなく
前記一定の周期を短くし、中性点電位の変動を抑制す
る。
電位の変動を効果的に抑制する。 【解決手段】電圧基準の振幅Ｖ1*が最小パルス幅で定め
られる所定値以下になると、モード選択部１２から１の
信号ＭPWM が出力され、第１の電圧基準変換手段１４が
動作状態となり、一定の周期Ｆpnで極性が正負に変化し
最小パルス幅を確保する所定のバイアス値が各相の電圧
基準に加算され、同時に変調周波数切換手段１７により
ＰＷＭ制御の変調周波数Ｆc が低下する。この動作によ
り、スイッチングによる電力損失を増加させることなく
前記一定の周期を短くし、中性点電位の変動を抑制す
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は中性点電位を有する
直流電圧をＰＷＭ制御を用いて交流電圧に変換するＮＰ
Ｃインバータに係り、特に中性点電位の変動を抑制する
ようにしたＮＰＣインバータの制御装置に関する。
直流電圧をＰＷＭ制御を用いて交流電圧に変換するＮＰ
Ｃインバータに係り、特に中性点電位の変動を抑制する
ようにしたＮＰＣインバータの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＮＰＣインバータは中性点電位を有する
直流電圧を交流電圧に変換するものであり、種々の方式
が開発され実用化されている。この種のＮＰＣインバー
タのパルス幅変調の制御方法として、特開平５−２６８
７７３号公報に開示されているように、本出願人は、Ｎ
ＰＣインバータの出力電圧の最小パルス幅を確保すると
共に、線間電圧の全出力電圧領域において滑らかな正弦
波の電圧を出力し制御不能領域のないＰＷＭインバータ
の制御方法を提案している。
直流電圧を交流電圧に変換するものであり、種々の方式
が開発され実用化されている。この種のＮＰＣインバー
タのパルス幅変調の制御方法として、特開平５−２６８
７７３号公報に開示されているように、本出願人は、Ｎ
ＰＣインバータの出力電圧の最小パルス幅を確保すると
共に、線間電圧の全出力電圧領域において滑らかな正弦
波の電圧を出力し制御不能領域のないＰＷＭインバータ
の制御方法を提案している。
【０００３】上記公開公報に開示された制御方法の概要
を図４に示しその要点を以下に簡単に説明する。直流電
源１は端子Ｐ−Ｎ間に中性点Ｃを有する直流電圧を出力
し、Ｐ−Ｃ間とＣ−Ｎ間にはそれぞれコンデンサ２と３
が接続され平滑された直流電圧を出力する。この中性点
Ｃを有する直流電圧は、ＮＰＣインバータ４に入力さ
れ、コンパレータ１６から出力されるゲートパルスＧp
によりパルス幅変調（ＰＷＭ）制御され交流電圧に変換
され電動機５に供給される。
を図４に示しその要点を以下に簡単に説明する。直流電
源１は端子Ｐ−Ｎ間に中性点Ｃを有する直流電圧を出力
し、Ｐ−Ｃ間とＣ−Ｎ間にはそれぞれコンデンサ２と３
が接続され平滑された直流電圧を出力する。この中性点
Ｃを有する直流電圧は、ＮＰＣインバータ４に入力さ
れ、コンパレータ１６から出力されるゲートパルスＧp
によりパルス幅変調（ＰＷＭ）制御され交流電圧に変換
され電動機５に供給される。
【０００４】上記ＰＷＭ制御の概要について以下に説明
する。制御部９は、速度基準ωr*と、回転角検出器６を
介して検出された電動機回転角θr と、差分器８を介し
て求めた電動機速度検出値ωr と、電流検出器７を介し
て検出された電動機電流Ｉmとから、無効（ｄ軸）電圧
基準Ｖd*、有効（ｑ軸）電圧基準Ｖq*、１次電圧ベクト
ルの位相基準θ1 を演算して出力する。座標変換部１０
は、θ１、Ｖd*、Ｖq*に基づいて３相の電圧基準Ｖu*、
Ｖv*、Ｖw*を出力する。演算部１１はＶd*とＶq*のベク
トル和（１次電圧基準の振幅）を求め、電圧基準の振幅
Ｖ1*として出力する。モード選択部１２は、電圧基準の
振幅Ｖ1*と最小パルス幅で定められる所定のしきい値Ｖ
1xと比較し、Ｖ1*≧Ｖ1xであれば０、Ｖ1*＜Ｖ1xであれ
ば１のモード信号ＭPWM を出力し変換手段選択部１８に
入力される。変換手段選択部１８は、モード信号ＭPWM
が１ならば第１の電圧基準変換手段１４を動作状態と
し、モード信号ＭPWM が０ならば第２の電圧基準変換手
段１３を動作状態として、座標変換部１０から出力され
た３相の電圧基準Ｖu*, Ｖv*, Ｖw*を以下に述べる変換
基準に基づいて別の３相の電圧基準Vu2*,Vv2*,Vw2*に変
換して出力する。
する。制御部９は、速度基準ωr*と、回転角検出器６を
介して検出された電動機回転角θr と、差分器８を介し
て求めた電動機速度検出値ωr と、電流検出器７を介し
て検出された電動機電流Ｉmとから、無効（ｄ軸）電圧
基準Ｖd*、有効（ｑ軸）電圧基準Ｖq*、１次電圧ベクト
ルの位相基準θ1 を演算して出力する。座標変換部１０
は、θ１、Ｖd*、Ｖq*に基づいて３相の電圧基準Ｖu*、
Ｖv*、Ｖw*を出力する。演算部１１はＶd*とＶq*のベク
トル和（１次電圧基準の振幅）を求め、電圧基準の振幅
Ｖ1*として出力する。モード選択部１２は、電圧基準の
振幅Ｖ1*と最小パルス幅で定められる所定のしきい値Ｖ
1xと比較し、Ｖ1*≧Ｖ1xであれば０、Ｖ1*＜Ｖ1xであれ
ば１のモード信号ＭPWM を出力し変換手段選択部１８に
入力される。変換手段選択部１８は、モード信号ＭPWM
が１ならば第１の電圧基準変換手段１４を動作状態と
し、モード信号ＭPWM が０ならば第２の電圧基準変換手
段１３を動作状態として、座標変換部１０から出力され
た３相の電圧基準Ｖu*, Ｖv*, Ｖw*を以下に述べる変換
基準に基づいて別の３相の電圧基準Vu2*,Vv2*,Vw2*に変
換して出力する。
【０００５】第１の電圧基準変換手段１４は、極性切替
周波数設定部１２ａから与えられる極性切替周波数Ｆpn
に応じて３相の電圧基準Ｖu*, Ｖv*, Ｖw*を下式に基づ
いてＶu2*,Ｖv2*,Ｖw2* に変換する。
周波数設定部１２ａから与えられる極性切替周波数Ｆpn
に応じて３相の電圧基準Ｖu*, Ｖv*, Ｖw*を下式に基づ
いてＶu2*,Ｖv2*,Ｖw2* に変換する。
【０００６】
【数１】Ｖu2* ＝Ｖu*±Ｖb Ｖv2* ＝Ｖv*±Ｖb Ｖw2* ＝Ｖw*±Ｖb 但し、±Ｖb は少なくとも最小パルス幅で定められる所
定値Ｖ1xの２倍以上に設定され、極性切替周波数発生部
１４ａから与えられる一定の極性切替周波数Ｆpnに基づ
いて正、負の極性で与えられる所定のバイアス値であ
る。
定値Ｖ1xの２倍以上に設定され、極性切替周波数発生部
１４ａから与えられる一定の極性切替周波数Ｆpnに基づ
いて正、負の極性で与えられる所定のバイアス値であ
る。
【０００７】第２の電圧基準変換手段１３は、３相の電
圧基準Ｖu*, Ｖv*, Ｖw*を下式に基づいてＶu2*,Ｖv2*,
Ｖw2* に変換する。Ｕ相電圧基準Ｖu*が、０＜Ｖu*＜Ｖ
min の場合
圧基準Ｖu*, Ｖv*, Ｖw*を下式に基づいてＶu2*,Ｖv2*,
Ｖw2* に変換する。Ｕ相電圧基準Ｖu*が、０＜Ｖu*＜Ｖ
min の場合
【０００８】
【数２】Ｖu2* ＝Ｖmin Ｖv2* ＝Ｖv*−Ｖu*＋Ｖmin Ｖw2* ＝Ｖw*−Ｖu*＋Ｖmin Ｕ相電圧基準Ｖu*が、−Ｖmin ＜Ｖu*＜０の場合
【０００９】
【数３】Ｖu2* ＝−Ｖmin ＶV2* ＝Ｖv*−Ｖu*−Ｖmin ＶV2* ＝Ｖw*−Ｖu*−Ｖmin 但し、Ｖmin は最小パルス幅で定められる所定の電圧で
ある。
ある。
【００１０】Ｖ相電圧基準Ｖv*またはＷ相電圧基準Ｖw*
のどちらか一方が、−Ｖmin ＜Ｖ*＜０の場合も上記変
換式と同様に変換される。３相の電圧基準Ｖu*, Ｖv*,
Ｖw*の全てがＶ* ＜−Ｖmin かつＶmin ＜Ｖ* の場合は
下式のように３相の電圧基準がそのまま出力される。
のどちらか一方が、−Ｖmin ＜Ｖ*＜０の場合も上記変
換式と同様に変換される。３相の電圧基準Ｖu*, Ｖv*,
Ｖw*の全てがＶ* ＜−Ｖmin かつＶmin ＜Ｖ* の場合は
下式のように３相の電圧基準がそのまま出力される。
【００１１】
【数４】Ｖu2* ＝Ｖu* Ｖv2* ＝Ｖv* Ｖw2* ＝Ｖw* 上述のように変換された電圧基準Ｖu2*,Ｖv2*,Ｖw2*
は、キャリア発生部１５から与えられる三角波のキャリ
アＳc と共にコンパレータ１６に入力され、その大小関
係に基づいてパルス幅変調を行うゲートパルスＧp が出
力され、ＮＰＣインバータ４がＰＷＭ制御される。
は、キャリア発生部１５から与えられる三角波のキャリ
アＳc と共にコンパレータ１６に入力され、その大小関
係に基づいてパルス幅変調を行うゲートパルスＧp が出
力され、ＮＰＣインバータ４がＰＷＭ制御される。
【００１２】従って、電圧基準の振幅Ｖ1*がしきい値Ｖ
1xより小さいとき、第１の電圧基準変換手段１４によ
り、各相の電圧基準に前述の所定のバイアスが加算又は
減算され、ＮＰＣインバータ４は最小パルス幅を保証し
ながら電圧基準Ｖu*, Ｖv*, Ｖw*に対応したゼロクロス
近傍の線間電圧を出力する。また、電圧基準の振幅Ｖ1*
がしきい値Ｖ1x以上のとき、第２の電圧基準変換手段１
３により、いずれか１相の電圧基準の絶対値がＶmin よ
り小さいとき、該相の電圧基準がその極性のＶmin で固
定され、他の２相の電圧基準が線間電圧が変化しないよ
うに補正され、ＮＰＣインバータ４は最小パルス幅を保
証しながら電圧基準Ｖu*, Ｖv*, Ｖw*に対応した線間電
圧を出力する。
1xより小さいとき、第１の電圧基準変換手段１４によ
り、各相の電圧基準に前述の所定のバイアスが加算又は
減算され、ＮＰＣインバータ４は最小パルス幅を保証し
ながら電圧基準Ｖu*, Ｖv*, Ｖw*に対応したゼロクロス
近傍の線間電圧を出力する。また、電圧基準の振幅Ｖ1*
がしきい値Ｖ1x以上のとき、第２の電圧基準変換手段１
３により、いずれか１相の電圧基準の絶対値がＶmin よ
り小さいとき、該相の電圧基準がその極性のＶmin で固
定され、他の２相の電圧基準が線間電圧が変化しないよ
うに補正され、ＮＰＣインバータ４は最小パルス幅を保
証しながら電圧基準Ｖu*, Ｖv*, Ｖw*に対応した線間電
圧を出力する。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】ＮＰＣインバータは中
性点電位を一定にして運転しなければならないが、負荷
電流の影響を受け、出力周波数の３倍の周波数で中性点
電位が変動するという特徴をもっている。この中性点電
位の変動は、正弦波で与えられる電圧基準の２相が正に
なる期間と負になる期間が１周期のうちに交互に３回発
生することに起因する。すなわち、２相が正の場合、該
２相の負荷電流は直流電源１の正側Ｐから中性点Ｃに流
れ、２相が負の場合、中性点Ｃから直流電源１の負側Ｎ
に流れることにより中性点電位が変動する。この中性点
電位の変動量は、負荷電流の増大に応じて増大し、周波
数の増大に応じて減少する。
性点電位を一定にして運転しなければならないが、負荷
電流の影響を受け、出力周波数の３倍の周波数で中性点
電位が変動するという特徴をもっている。この中性点電
位の変動は、正弦波で与えられる電圧基準の２相が正に
なる期間と負になる期間が１周期のうちに交互に３回発
生することに起因する。すなわち、２相が正の場合、該
２相の負荷電流は直流電源１の正側Ｐから中性点Ｃに流
れ、２相が負の場合、中性点Ｃから直流電源１の負側Ｎ
に流れることにより中性点電位が変動する。この中性点
電位の変動量は、負荷電流の増大に応じて増大し、周波
数の増大に応じて減少する。
【００１４】第１の電圧基準変換手段１４が選択された
場合、極性切替周波数Ｆpnで各相の電圧基準の極性を正
負に切り替えるので、切替周期の１周期に１回の割合で
スイッチング周波数が増加する。また、３相全ての電圧
基準の極性が揃うので、中性点電位の変動周波数は出力
周波数の３倍とはならず、極性切替周波数Ｆpnに等しく
なる。従って、Ｆpnを高くすれば中性点電位の変動を抑
制する効果が得られる。しかし、極性切替周波数Ｆpnを
大きくすると、スイッチング周波数が増え、スイッチン
グによる電力損失が増加するという問題が生じる。ま
た、電圧基準の振幅Ｖ1*がしきい値Ｖ1xの近傍にあると
き、第１の電圧基準変換手段１４と第２の電圧基準変換
手段１３の切り替えが頻繁に発生し、この結果スイッチ
ング周波数が増加するという問題があった。
場合、極性切替周波数Ｆpnで各相の電圧基準の極性を正
負に切り替えるので、切替周期の１周期に１回の割合で
スイッチング周波数が増加する。また、３相全ての電圧
基準の極性が揃うので、中性点電位の変動周波数は出力
周波数の３倍とはならず、極性切替周波数Ｆpnに等しく
なる。従って、Ｆpnを高くすれば中性点電位の変動を抑
制する効果が得られる。しかし、極性切替周波数Ｆpnを
大きくすると、スイッチング周波数が増え、スイッチン
グによる電力損失が増加するという問題が生じる。ま
た、電圧基準の振幅Ｖ1*がしきい値Ｖ1xの近傍にあると
き、第１の電圧基準変換手段１４と第２の電圧基準変換
手段１３の切り替えが頻繁に発生し、この結果スイッチ
ング周波数が増加するという問題があった。
【００１５】本発明は、上記問題に鑑みてなされたもの
で、その目的とするところは、スイッチング周波数を増
加することなく中性点電位の変動を効果的に抑制するＮ
ＰＣインバータの制御装置を提供することにある。
で、その目的とするところは、スイッチング周波数を増
加することなく中性点電位の変動を効果的に抑制するＮ
ＰＣインバータの制御装置を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明のＮＰＣインバータの制御装置は、中性点を
有する直流電圧を出力する直流電源と、前記直流電圧を
ＰＷＭ制御して３相交流電圧に変換するＮＰＣインバー
タと、電圧基準の振幅と最小パルス幅で定められる所定
値とを比較して第１、第２のＰＷＭモードを決定するモ
ード選択部と、第１のＰＷＭモードのとき、一定の周期
で極性が正負に変化し最小パルス幅を確保する所定のバ
イアス値を各相の電圧基準に加算する第１の電圧基準変
換手段と、第２のＰＷＭモードのときで、１相の電圧基
準が最小パルス幅で定められる所定値より小さいとき、
該相の電圧基準を最小パルス幅を確保する値で固定する
と共に、他の２相の電圧基準を線間電圧が前記電圧基準
に対応した値となるように補正する第２の電圧基準変換
手段と、第１のＰＷＭモードのとき、ＰＷＭ制御の変調
周波数を低下させる変調周波数切換手段を備え、最小パ
ルス幅を確保し、かつ線間電圧を前記電圧基準に対応し
た値となるように制御すると共に、第１のＰＷＭモード
で変調周波数を低下させ、スイッチングによる電力損失
を増加させることなく前記一定の周期を短くし、中性点
電位の変動を抑制する。（請求項１）更に、前記モード
選択部は、電圧基準の振幅が最小パルス幅で定められる
所定値より小さいとき第１のＰＷＭモードと決定し、電
圧基準の振幅が前記所定値より少し高い値のとき第２の
ＰＷＭモードと決定して、モードの切換え時にヒステリ
シス特性を持たせ、電圧基準の振幅が前記最小パルス幅
で定められる所定値付近で運転される場合に、頻繁なモ
ード切換えを防止しスイッチングによる電力損失の増加
を抑制する。（請求項２）
め、本発明のＮＰＣインバータの制御装置は、中性点を
有する直流電圧を出力する直流電源と、前記直流電圧を
ＰＷＭ制御して３相交流電圧に変換するＮＰＣインバー
タと、電圧基準の振幅と最小パルス幅で定められる所定
値とを比較して第１、第２のＰＷＭモードを決定するモ
ード選択部と、第１のＰＷＭモードのとき、一定の周期
で極性が正負に変化し最小パルス幅を確保する所定のバ
イアス値を各相の電圧基準に加算する第１の電圧基準変
換手段と、第２のＰＷＭモードのときで、１相の電圧基
準が最小パルス幅で定められる所定値より小さいとき、
該相の電圧基準を最小パルス幅を確保する値で固定する
と共に、他の２相の電圧基準を線間電圧が前記電圧基準
に対応した値となるように補正する第２の電圧基準変換
手段と、第１のＰＷＭモードのとき、ＰＷＭ制御の変調
周波数を低下させる変調周波数切換手段を備え、最小パ
ルス幅を確保し、かつ線間電圧を前記電圧基準に対応し
た値となるように制御すると共に、第１のＰＷＭモード
で変調周波数を低下させ、スイッチングによる電力損失
を増加させることなく前記一定の周期を短くし、中性点
電位の変動を抑制する。（請求項１）更に、前記モード
選択部は、電圧基準の振幅が最小パルス幅で定められる
所定値より小さいとき第１のＰＷＭモードと決定し、電
圧基準の振幅が前記所定値より少し高い値のとき第２の
ＰＷＭモードと決定して、モードの切換え時にヒステリ
シス特性を持たせ、電圧基準の振幅が前記最小パルス幅
で定められる所定値付近で運転される場合に、頻繁なモ
ード切換えを防止しスイッチングによる電力損失の増加
を抑制する。（請求項２）
【００１７】
【発明の実施の形態】本発明によるＮＰＣインバータの
制御装置の請求項１に対応する実施の形態を図１に示
す。図１の構成において、１７は変調周波数切換手段
で、モード選択部１２から与えられるモード信号ＭPWM
が１のとき、キャリア周波数設定部１５ａの設定周波数
を１／２にして出力し、モード信号ＭPWM が０のとき、
キャリア周波数設定部１５ａの設定周波数をそのまま出
力し、モード信号の１、０に応じて変調周波数Ｆc を切
換えるものである。キャリア発生部１５は変調周波数切
換手段１７で切換えられた変調周波数Ｆc の三角波のキ
ャリアＳc を発生する。その他の要素は従来（図４）と
同じもので構成される。
制御装置の請求項１に対応する実施の形態を図１に示
す。図１の構成において、１７は変調周波数切換手段
で、モード選択部１２から与えられるモード信号ＭPWM
が１のとき、キャリア周波数設定部１５ａの設定周波数
を１／２にして出力し、モード信号ＭPWM が０のとき、
キャリア周波数設定部１５ａの設定周波数をそのまま出
力し、モード信号の１、０に応じて変調周波数Ｆc を切
換えるものである。キャリア発生部１５は変調周波数切
換手段１７で切換えられた変調周波数Ｆc の三角波のキ
ャリアＳc を発生する。その他の要素は従来（図４）と
同じもので構成される。
【００１８】上記構成において、演算部１１から出力さ
れる電圧基準の振幅Ｖ1*が最小パルス幅で定められる所
定のしきい値Ｖ1x未満（Ｖ1*＜Ｖ1x）の場合、モード選
択部１２から１のモード信号ＭPWM が出力され、しきい
値Ｖ1x以上（Ｖ1*≧Ｖ1x）の場合、モード選択部１２か
ら０のモード信号ＭPWM が出力される。モード信号ＭPW
M が１の場合、変換手段選択部１８により、第１の電圧
基準変換手段１４の機能を有効にすると同時に、変調周
波数切換手段１７により変調周波数Ｆc をキャリア周波
数設定部１５ａの設定周波数の１／２に低減する。ま
た、モード信号ＭPWM が０の場合、変換手段選択部１８
により、第２の電圧基準変換手段１３の機能が有効にさ
れ、それぞれ座標変換部１０から出力された各相の電圧
基準Ｖu*,Ｖv*, Ｖw*が前述したようにＶu2*,Ｖv2*,Ｖw
2* に変換される。
れる電圧基準の振幅Ｖ1*が最小パルス幅で定められる所
定のしきい値Ｖ1x未満（Ｖ1*＜Ｖ1x）の場合、モード選
択部１２から１のモード信号ＭPWM が出力され、しきい
値Ｖ1x以上（Ｖ1*≧Ｖ1x）の場合、モード選択部１２か
ら０のモード信号ＭPWM が出力される。モード信号ＭPW
M が１の場合、変換手段選択部１８により、第１の電圧
基準変換手段１４の機能を有効にすると同時に、変調周
波数切換手段１７により変調周波数Ｆc をキャリア周波
数設定部１５ａの設定周波数の１／２に低減する。ま
た、モード信号ＭPWM が０の場合、変換手段選択部１８
により、第２の電圧基準変換手段１３の機能が有効にさ
れ、それぞれ座標変換部１０から出力された各相の電圧
基準Ｖu*,Ｖv*, Ｖw*が前述したようにＶu2*,Ｖv2*,Ｖw
2* に変換される。
【００１９】第１の電圧基準変換手段１４の機能が有効
にされた場合、図２に示すように、各相の電圧基準Ｖu
*, Ｖv*, Ｖw*に極性切替周波数Ｆpnで定まる周期Ｔ1
の矩形波状のバイアス電圧が加えられ、変換された電圧
基準Ｖu2*,Ｖv2*,Ｖw2* は周期Ｔ1 で正負に１回変化す
る。キャリアＳc の周期Ｔ0 は変調周波数Ｆc で定ま
り、通常の変調周期の２倍となる。図２は極性切替周波
数Ｆpnを変調周波数Ｆc の１／５に設定した例である。
第２の電圧基準変換手段１３の機能が有効にされた場
合、キャリアＳc の周期Ｔ0 はキャリア周波数設定部１
５ａの設定周波数で定まる通常の変調周期に切換えら
れ、図３に示すように、従来と同様に制御される。
にされた場合、図２に示すように、各相の電圧基準Ｖu
*, Ｖv*, Ｖw*に極性切替周波数Ｆpnで定まる周期Ｔ1
の矩形波状のバイアス電圧が加えられ、変換された電圧
基準Ｖu2*,Ｖv2*,Ｖw2* は周期Ｔ1 で正負に１回変化す
る。キャリアＳc の周期Ｔ0 は変調周波数Ｆc で定ま
り、通常の変調周期の２倍となる。図２は極性切替周波
数Ｆpnを変調周波数Ｆc の１／５に設定した例である。
第２の電圧基準変換手段１３の機能が有効にされた場
合、キャリアＳc の周期Ｔ0 はキャリア周波数設定部１
５ａの設定周波数で定まる通常の変調周期に切換えら
れ、図３に示すように、従来と同様に制御される。
【００２０】本実施例では、モード信号ＭPWM が１の場
合、前述したように電圧基準に所定のバイアスが加算又
は減算され、ＮＰＣインバータ４は電圧基準のゼロクロ
ス近傍において最小パルス幅を保証しながら電圧基準Ｖ
u*, Ｖv*, Ｖw*に対応した滑らかな正弦波の線間電圧を
出力する。この場合、変調周波数Ｆc が通常の１／２に
低減され、極性切替周波数Ｆpnを大きく設定しても通常
の変調周波数Ｆc より低くなる。電圧基準が低い領域で
は一般的に出力周波数も低いので、高調波含有率も低
く、制御性能は低下しない。従って、極性切替周波数Ｆ
pnを大きく設定してもスイッチングによる電力損失が通
常より増加することなく中性点電位の変動を効果的に抑
制することができる。
合、前述したように電圧基準に所定のバイアスが加算又
は減算され、ＮＰＣインバータ４は電圧基準のゼロクロ
ス近傍において最小パルス幅を保証しながら電圧基準Ｖ
u*, Ｖv*, Ｖw*に対応した滑らかな正弦波の線間電圧を
出力する。この場合、変調周波数Ｆc が通常の１／２に
低減され、極性切替周波数Ｆpnを大きく設定しても通常
の変調周波数Ｆc より低くなる。電圧基準が低い領域で
は一般的に出力周波数も低いので、高調波含有率も低
く、制御性能は低下しない。従って、極性切替周波数Ｆ
pnを大きく設定してもスイッチングによる電力損失が通
常より増加することなく中性点電位の変動を効果的に抑
制することができる。
【００２１】また、図１のモード選択部１２は、電圧基
準の振幅Ｖ1*が最小パルス幅で定められる所定のしきい
値Ｖ1x未満（Ｖ1*＜Ｖ1x）のとき、モード信号ＭPWM を
１とし、Ｖ1xに僅かな値ΔＶを加えたしきい値以上（Ｖ
1*≧Ｖ1x＋ΔＶ）のとき、モード信号ＭPWM を０とする
ようにして、モードの切換え時にヒステリシス特性を持
つ構成とし、電圧基準の振幅Ｖ1*が最小パルス幅で定め
られる所定値Ｖ1x付近で運転される場合に、チャタリン
グの発生を防止してモード切換えによるスイッチング周
波数の増加を抑制することができる。（請求項２）
準の振幅Ｖ1*が最小パルス幅で定められる所定のしきい
値Ｖ1x未満（Ｖ1*＜Ｖ1x）のとき、モード信号ＭPWM を
１とし、Ｖ1xに僅かな値ΔＶを加えたしきい値以上（Ｖ
1*≧Ｖ1x＋ΔＶ）のとき、モード信号ＭPWM を０とする
ようにして、モードの切換え時にヒステリシス特性を持
つ構成とし、電圧基準の振幅Ｖ1*が最小パルス幅で定め
られる所定値Ｖ1x付近で運転される場合に、チャタリン
グの発生を防止してモード切換えによるスイッチング周
波数の増加を抑制することができる。（請求項２）
【００２２】
【発明の効果】本発明によれば、電圧基準の振幅が最小
パルス幅で定まる所定値以下の低電圧領域で、スイッチ
ング周波数を増加させることなく中性点電位の変動を抑
制するＮＰＣインバータの制御装置を提供することがで
きる。
パルス幅で定まる所定値以下の低電圧領域で、スイッチ
ング周波数を増加させることなく中性点電位の変動を抑
制するＮＰＣインバータの制御装置を提供することがで
きる。
【図１】本発明の請求項１に対応するＮＰＣインバータ
の制御装置の実施例を示す構成図。
の制御装置の実施例を示す構成図。
【図２】上記実施例の第２の電圧基準変換手段１３の作
用を説明するための電圧波形図
用を説明するための電圧波形図
【図３】上記実施例の第１の電圧基準変換手段１４の作
用を説明するための電圧波形図
用を説明するための電圧波形図
【図４】従来のＮＰＣインバータの制御装置の構成図。
１…直流電源 ２、３…コン
デンサ ４…ＮＰＣインバータ ５…電動機 ６…回転角検出器 ７…電流検出
器 ８…差分器 ９…制御部 １０…座標変換部 １１…演算部 １２…モード選択部 １３…第２の
電圧基準変換手段 １４…第１の電圧基準変換手段 １４ａ…極性
切換信号発生部 １５…キャリア発生部 １５ａ…変調
周波数設定部 １６…コンパレータ １７…変調周
波数切換部 １８…変換手段選択部
デンサ ４…ＮＰＣインバータ ５…電動機 ６…回転角検出器 ７…電流検出
器 ８…差分器 ９…制御部 １０…座標変換部 １１…演算部 １２…モード選択部 １３…第２の
電圧基準変換手段 １４…第１の電圧基準変換手段 １４ａ…極性
切換信号発生部 １５…キャリア発生部 １５ａ…変調
周波数設定部 １６…コンパレータ １７…変調周
波数切換部 １８…変換手段選択部
Claims (2)
- 【請求項１】中性点を有する直流電圧を出力する直流電
源と、前記直流電圧をＰＷＭ制御して３相交流電圧に変
換するＮＰＣインバータと、電圧基準の振幅と最小パル
ス幅で定められる所定値とを比較して第１、第２のＰＷ
Ｍモードを決定するモード選択部と、第１のＰＷＭモー
ドのとき、一定の周期内で極性が正負に変化し最小パル
ス幅を確保する所定のバイアス値を各相の電圧基準に加
算する第１の電圧基準変換手段と、第２のＰＷＭモード
のときで、１相の電圧基準が最小パルス幅で定められる
所定値より小さいとき、該相の電圧基準を最小パルス幅
を確保する値で固定すると共に、他の２相の電圧基準を
線間電圧が前記電圧基準に対応した値となるように補正
する第２の電圧基準変換手段と、第１のＰＷＭモードの
とき、ＰＷＭ制御の変調周波数を低下させる変調周波数
切換手段を備え、第１のＰＷＭモードでスイッチングに
よる電力損失を抑制することを特徴とするＮＰＣインバ
ータの制御装置。 - 【請求項２】請求項１に記載のＮＰＣインバータの制御
装置において、前記モード選択部は、電圧基準の振幅が
最小パルス幅で定められる所定値より小さいとき第１の
ＰＷＭモードと決定し、電圧基準の振幅が前記所定値よ
り少し高い値のとき第２のＰＷＭモードと決定して、モ
ードの切換え時にヒステリシス特性を持つことを特徴と
するＮＰＣインバータの制御装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8023793A JPH09215336A (ja) | 1996-02-09 | 1996-02-09 | Ｎｐｃインバータの制御装置 |
| US08/766,476 US5790396A (en) | 1995-12-19 | 1996-12-12 | Neutral point clamped (NPC) inverter control system |
| CA002193269A CA2193269C (en) | 1995-12-19 | 1996-12-18 | Npc inverter control system |
| CN96121324A CN1055580C (zh) | 1995-12-19 | 1996-12-19 | Npc(中性点箝位)逆变器控制系统 |
| KR1019960067912A KR100240905B1 (ko) | 1995-12-19 | 1996-12-19 | Npc 인버터 제어 시스템 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8023793A JPH09215336A (ja) | 1996-02-09 | 1996-02-09 | Ｎｐｃインバータの制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09215336A true JPH09215336A (ja) | 1997-08-15 |
Family
ID=12120212
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8023793A Pending JPH09215336A (ja) | 1995-12-19 | 1996-02-09 | Ｎｐｃインバータの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09215336A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0911950A2 (en) * | 1997-10-23 | 1999-04-28 | General Electric Company | High power motor drive converter system and modulation control |
| JP2007295649A (ja) * | 2006-04-21 | 2007-11-08 | Meidensha Corp | モータの可変速駆動装置 |
| JP2014082839A (ja) * | 2012-10-15 | 2014-05-08 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | ３レベル電力変換装置 |
-
1996
- 1996-02-09 JP JP8023793A patent/JPH09215336A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0911950A2 (en) * | 1997-10-23 | 1999-04-28 | General Electric Company | High power motor drive converter system and modulation control |
| EP0911950A3 (en) * | 1997-10-23 | 2001-04-11 | General Electric Company | High power motor drive converter system and modulation control |
| JP2007295649A (ja) * | 2006-04-21 | 2007-11-08 | Meidensha Corp | モータの可変速駆動装置 |
| JP2014082839A (ja) * | 2012-10-15 | 2014-05-08 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | ３レベル電力変換装置 |
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