JPH0640742B2 - コンバ−タ装置 - Google Patents
コンバ−タ装置Info
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- JPH0640742B2 JPH0640742B2 JP61116357A JP11635786A JPH0640742B2 JP H0640742 B2 JPH0640742 B2 JP H0640742B2 JP 61116357 A JP61116357 A JP 61116357A JP 11635786 A JP11635786 A JP 11635786A JP H0640742 B2 JPH0640742 B2 JP H0640742B2
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- Japan
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/145—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/155—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/162—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only in a bridge configuration
- H02M7/1623—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only in a bridge configuration with control circuit
- H02M7/1626—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only in a bridge configuration with control circuit with automatic control of the output voltage or current
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、複数のコンバータユニツトを縦続接続して
なるコンバータ装置に関する。
なるコンバータ装置に関する。
第３図は、例えば、１９７１年、ＷＩＬＥＹ−ＩＮＴＥ
ＲＳＣＩＥＮＣＥ社発行の「Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ Ｐｈ
ａｓｅ−Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ
ａｎｄ Ｃｙｃｌｏｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ」（Ｂ．
Ｒ．Ｐｅｌｌｙ著）に示された従来の非対称制御のサイ
クロコンバータのブロック図である。同図において、１
および２はコンバータユニツト、３は負荷装置である。
コンバータユニツト１および２は、具体的には、第６図
に示すような６相ブリツジコンバータで構成することが
できる。第６図において、４はサイリスタ、５、６およ
び７は絶縁トランスであつて、該絶縁トランスの入力電
圧ｅと出力電圧ｅ0aとは同位相、出力電圧ｅ0aと出力電
圧ｅ0bとは３０度の位相差を有している。
ＲＳＣＩＥＮＣＥ社発行の「Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ Ｐｈ
ａｓｅ−Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ
ａｎｄ Ｃｙｃｌｏｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ」（Ｂ．
Ｒ．Ｐｅｌｌｙ著）に示された従来の非対称制御のサイ
クロコンバータのブロック図である。同図において、１
および２はコンバータユニツト、３は負荷装置である。
コンバータユニツト１および２は、具体的には、第６図
に示すような６相ブリツジコンバータで構成することが
できる。第６図において、４はサイリスタ、５、６およ
び７は絶縁トランスであつて、該絶縁トランスの入力電
圧ｅと出力電圧ｅ0aとは同位相、出力電圧ｅ0aと出力電
圧ｅ0bとは３０度の位相差を有している。
次に、このコンバータ装置の動作を、第４図に示すベク
トル図を参照して説明する。
トル図を参照して説明する。
第４図は、コンバータユニツト１、２の出力電圧ｅ0a、
ｅ0bと、負荷装置３に印加される電圧Ｖｏおよび負荷電
流Ｉｏとの関係を示すベクトル図であつて、同図
（ｉ）、（ii）および（iii）は、コンバータユニツト
１、２が最大電圧を出力した時の電圧Ｖｏの値を１とし
た時、それぞれ、Ｖｏ＝１、Ｖｏ＝０．７５およびＶｏ
＝０．２５の場合の例である。ここでφｏは電圧・電流
の位相差である。
ｅ0bと、負荷装置３に印加される電圧Ｖｏおよび負荷電
流Ｉｏとの関係を示すベクトル図であつて、同図
（ｉ）、（ii）および（iii）は、コンバータユニツト
１、２が最大電圧を出力した時の電圧Ｖｏの値を１とし
た時、それぞれ、Ｖｏ＝１、Ｖｏ＝０．７５およびＶｏ
＝０．２５の場合の例である。ここでφｏは電圧・電流
の位相差である。
第４図に示すように、非対称制御の場合、２台のコンバ
ータユニツト１、２のうちいずれか一方は常に最大電圧
を出力するようにしておき、他方のコンバータユニツト
の出力電圧を調整することにより負荷装置３に印加する
電圧を調整する。この非対称制御に対し、Ｖ0a＝Ｖob＝
Ｖ０／２となるように両コンバータユニツト１、２の出
力電圧を同時に調整する対称制御があるが、この対称制
御による場合は、コンバータユニツト１、２の入力電源
の力率が上記非対称制御の場合に比して悪くなる。
ータユニツト１、２のうちいずれか一方は常に最大電圧
を出力するようにしておき、他方のコンバータユニツト
の出力電圧を調整することにより負荷装置３に印加する
電圧を調整する。この非対称制御に対し、Ｖ0a＝Ｖob＝
Ｖ０／２となるように両コンバータユニツト１、２の出
力電圧を同時に調整する対称制御があるが、この対称制
御による場合は、コンバータユニツト１、２の入力電源
の力率が上記非対称制御の場合に比して悪くなる。
第５図は、対称制御の場合と非対称制御の場合との入力
電源の基本波の無効電力の比率をＩ０＝一定として比較
したものであつて、例えば、負荷装置３の印加電圧Ｖｏ
がＶ０１の場合、対称制御ではＱ１の無効電力が生じる
のに対し、従来の非対称制御ではＱ２の無効電力で済
み、無効電力をＱ３だけ低減することができる。なお、
第５図はコンバータユニツト１、２を構成するサイリス
タ４が理想的なスイツチとして動作するものとしてい
る。
電源の基本波の無効電力の比率をＩ０＝一定として比較
したものであつて、例えば、負荷装置３の印加電圧Ｖｏ
がＶ０１の場合、対称制御ではＱ１の無効電力が生じる
のに対し、従来の非対称制御ではＱ２の無効電力で済
み、無効電力をＱ３だけ低減することができる。なお、
第５図はコンバータユニツト１、２を構成するサイリス
タ４が理想的なスイツチとして動作するものとしてい
る。
従来の非対象制御法は、以上のように、２台のコンバー
タユニツトのうちいずれか一方が常に最大電圧を出力す
るようにサイリスタを転流する位相制御角を固定してい
るので、例えば、第６図のコンバータの場合には、出力
電圧Ｖ０を調整することのできる周期が対称制御の場合
の２倍になり、出力電圧Ｖ０を調整して負荷電流Ｉ０を
制御する場合に細かい精密な制御ができなくなるという
問題がある他、両コンバータユニツト１、２の転流が同
時に行われる場合には、特に、誘導性負荷の場合に、対
称制御の場合に比べて負荷電流Ｉ０のリツプルが増大す
るという問題があつた。
タユニツトのうちいずれか一方が常に最大電圧を出力す
るようにサイリスタを転流する位相制御角を固定してい
るので、例えば、第６図のコンバータの場合には、出力
電圧Ｖ０を調整することのできる周期が対称制御の場合
の２倍になり、出力電圧Ｖ０を調整して負荷電流Ｉ０を
制御する場合に細かい精密な制御ができなくなるという
問題がある他、両コンバータユニツト１、２の転流が同
時に行われる場合には、特に、誘導性負荷の場合に、対
称制御の場合に比べて負荷電流Ｉ０のリツプルが増大す
るという問題があつた。
この発明は、上記したような従来の問題を解消するため
になされたもので、対称制御の場合に比して入力電源の
力率を改善できるとともに、精密な電圧制御を行うこと
ができ、更に、従来に比し、負荷電流のリツプルを低減
することができるコンバータ装置を得ることを目的とす
る。
になされたもので、対称制御の場合に比して入力電源の
力率を改善できるとともに、精密な電圧制御を行うこと
ができ、更に、従来に比し、負荷電流のリツプルを低減
することができるコンバータ装置を得ることを目的とす
る。
この発明は上記目的を達成するため、縦続接続されたコ
ンバータユニツトの位相制御角を零でないほぼ一定の角
度差に維持して出力電圧を制御する出力電圧領域を有す
るようにしたものである。
ンバータユニツトの位相制御角を零でないほぼ一定の角
度差に維持して出力電圧を制御する出力電圧領域を有す
るようにしたものである。
この発明では、縦続接続されているコンバータユニツト
の個々の位相制御角は固定されないため、コンバータの
総合出力電圧は従来の非対称制御の場合に比して短い周
期で精密に調整することができ、負荷電流のリツプルも
低減される。
の個々の位相制御角は固定されないため、コンバータの
総合出力電圧は従来の非対称制御の場合に比して短い周
期で精密に調整することができ、負荷電流のリツプルも
低減される。
以下、この発明の一実施例を図面を参照して説明する。
第１図において、１０は分割器であつて、コンバータが
負荷装置３に出力すべき電圧値に相当する電圧指令値ｖ
０ ＊から各コンバータユニツト１および２がそれぞれ出
力すべき電圧値ＶoaおよびＶobに比例する電圧指令値ｖ
0a ＊およびｖob ＊を演算して出力する。１１および１２
は分割器１０から電圧指令値ｖ0a ＊およびｖob ＊を受け
て該電圧指令値ｖ0a ＊およびｖob ＊に応じてコンバータ
ユニツト１および２のゲートタイミングを決定するゲー
トパルス発生器、１３および１４はゲートパルス発生器
１１および１２が送出するゲートパルスを増幅してコン
バータユニツト１および２にそれぞれ送出するゲートパ
ルス増幅器である。
負荷装置３に出力すべき電圧値に相当する電圧指令値ｖ
０ ＊から各コンバータユニツト１および２がそれぞれ出
力すべき電圧値ＶoaおよびＶobに比例する電圧指令値ｖ
0a ＊およびｖob ＊を演算して出力する。１１および１２
は分割器１０から電圧指令値ｖ0a ＊およびｖob ＊を受け
て該電圧指令値ｖ0a ＊およびｖob ＊に応じてコンバータ
ユニツト１および２のゲートタイミングを決定するゲー
トパルス発生器、１３および１４はゲートパルス発生器
１１および１２が送出するゲートパルスを増幅してコン
バータユニツト１および２にそれぞれ送出するゲートパ
ルス増幅器である。
他の構成は前記第３図に示したものと同じであるので、
同一符号を付しその説明は省略する。
同一符号を付しその説明は省略する。
次に、このコンバータ装置の動作について説明する。
コンバータユニツト１および２の入力電源の電圧位相は
絶縁トランス５〜７を用いて３０度ずつずらせてあり、
コンバータユニツト１および２はそれぞれ６０度毎に転
流される。分割器１０は、コンバータユニツト１および
２の転流を等間隔とするため、コンバータユニツト１お
よび２の位相制御角が６０度もしくは１２０度の角度差
を有するように電圧指令値ｖ0a ＊およびｖob ＊を作成す
る。
絶縁トランス５〜７を用いて３０度ずつずらせてあり、
コンバータユニツト１および２はそれぞれ６０度毎に転
流される。分割器１０は、コンバータユニツト１および
２の転流を等間隔とするため、コンバータユニツト１お
よび２の位相制御角が６０度もしくは１２０度の角度差
を有するように電圧指令値ｖ0a ＊およびｖob ＊を作成す
る。
以下、この分割器１０の動作を、例えば、コンバータユ
ニツト１の位相制御角をコンバータユニツト２の位相制
御角よりも６０度進める場合について説明する。
ニツト１の位相制御角をコンバータユニツト２の位相制
御角よりも６０度進める場合について説明する。
位相制御角が０度の時のコンバータユニツト１および２
の最大出力電圧をＡ／２とし、コンバータユニツト１お
よび２の位相制御角を、それぞれ、αａおよびαｂとす
ると、コンバータユニツト１および２の出力電圧は次式
となる。
の最大出力電圧をＡ／２とし、コンバータユニツト１お
よび２の位相制御角を、それぞれ、αａおよびαｂとす
ると、コンバータユニツト１および２の出力電圧は次式
となる。
Ｖ0a＝（Ａ／２）ｃｏｓαａ・・・・・・・・(1) Ｖ0b＝（Ａ／２）ｃｏｓ（αｂ＋６００）・・(2) 両電圧の和が負荷装置３に供給される電圧Ｖ０となるか
ら、Ｖ０とαａの関係は次式となる。
ら、Ｖ０とαａの関係は次式となる。
従つて、コンバータユニツト１の位相制御角αａ、コン
バータユニツト２の位相制御角αｂは次式となる。
バータユニツト２の位相制御角αｂは次式となる。
それ故、分割器１０は、(1)式と(4)式から求まる、 に相当する電圧指令値ｖ0a ＊とｖ0b ＊＝ｖ０ ＊−ｖ0a ＊
を出力する構成とする。
を出力する構成とする。
なお、(a)電圧指令値ｖ０ ＊が正のある値（この時のα
ａをαaMINとする）を越えると、上記(4)式で与えられ
るαａが小さくなり過ぎて転流不能となり、逆に、(b)
電圧指令値ｖ０ ＊が負のある値（この時のαａをαaMAX
とする）を越えると、上記(4)式で与えられるαａが大
きくなり過ぎて転流不能となるので、位相制御角αａお
よびαｂが一定の角度差を保つて出力電圧Ｖ０が調整さ
れる範囲は、 の範囲となるが、上記(a)の場合には、αａをαaMINに
固定してαｂを調整する従来の非対称制御に切換える
か、或いは、対称制御に切換えることにより、コンバー
タユニツト１および２が出力できる正の最大電圧まで制
御することができる。また、上記(b)の場合にはαａを
その最大値に固定してαｂを調整する従来の非対称制御
に切換えるか、或いは、対称制御に切換えることによ
り、コンバータユニツト１および２が出力できる負の最
大電圧まで制御することができる。
ａをαaMINとする）を越えると、上記(4)式で与えられ
るαａが小さくなり過ぎて転流不能となり、逆に、(b)
電圧指令値ｖ０ ＊が負のある値（この時のαａをαaMAX
とする）を越えると、上記(4)式で与えられるαａが大
きくなり過ぎて転流不能となるので、位相制御角αａお
よびαｂが一定の角度差を保つて出力電圧Ｖ０が調整さ
れる範囲は、 の範囲となるが、上記(a)の場合には、αａをαaMINに
固定してαｂを調整する従来の非対称制御に切換える
か、或いは、対称制御に切換えることにより、コンバー
タユニツト１および２が出力できる正の最大電圧まで制
御することができる。また、上記(b)の場合にはαａを
その最大値に固定してαｂを調整する従来の非対称制御
に切換えるか、或いは、対称制御に切換えることによ
り、コンバータユニツト１および２が出力できる負の最
大電圧まで制御することができる。
対称制御とする場合は、ｖ0a ＊＝ｖ0b ＊＝ｖ０ ＊／２を
分割器１０により演算出力させ、従来の非対称制御とす
る場合には、例えば、電圧Ｖ０の出力範囲が、−ＮＶ
0MAXＶ０＋ＰＶ0MAXで、対応する電圧指令値ｖ０ ＊
の範囲を、−ｎｖ０ ＊ｖ０ ＊＋ｐｖ０ ＊とし、コン
バータユニツト１と２の出力範囲が等しい場合 ｖ０ ＊（ｐｖ０ ＊−ｎｖ０ ＊）／２の範囲ではｖ0a＝
ｐｖ０ ＊／２、ｖob ＊＝ｖ０ ＊−ｐｖ０ ＊／２、を作成
し、ｖ０ ＊（ｐｖ０ ＊／ｎｖ０ ＊）／２の範囲ではｖ
0b＝−ｎｖ０ ＊／２、ｖ0a ＊＝ｖ０ ＊＋ｎｖ０ ＊／２、
を作成させればよい。
分割器１０により演算出力させ、従来の非対称制御とす
る場合には、例えば、電圧Ｖ０の出力範囲が、−ＮＶ
0MAXＶ０＋ＰＶ0MAXで、対応する電圧指令値ｖ０ ＊
の範囲を、−ｎｖ０ ＊ｖ０ ＊＋ｐｖ０ ＊とし、コン
バータユニツト１と２の出力範囲が等しい場合 ｖ０ ＊（ｐｖ０ ＊−ｎｖ０ ＊）／２の範囲ではｖ0a＝
ｐｖ０ ＊／２、ｖob ＊＝ｖ０ ＊−ｐｖ０ ＊／２、を作成
し、ｖ０ ＊（ｐｖ０ ＊／ｎｖ０ ＊）／２の範囲ではｖ
0b＝−ｎｖ０ ＊／２、ｖ0a ＊＝ｖ０ ＊＋ｎｖ０ ＊／２、
を作成させればよい。
上記の構成とすることにより、コンバータ出力電圧Ｖ０
と入力電源の基本波無効電力との関係は第２図に示すよ
うになり、Ｖ０＝０の時は対称制御に比べて約１／３の
無効電力の改善ができる。
と入力電源の基本波無効電力との関係は第２図に示すよ
うになり、Ｖ０＝０の時は対称制御に比べて約１／３の
無効電力の改善ができる。
上記実施例では、位相制御角αａとαｂの位相差を６０
度として説明したが、１２０度の位相差を持たせると、
より一層、入力電源の無効電力を改善することができ
る。
度として説明したが、１２０度の位相差を持たせると、
より一層、入力電源の無効電力を改善することができ
る。
また、上記実施例では、コンバータユニツト１と２の入
力電源の電圧位相に３０度の位相ずれを持たせている
が、この発明は任意の位相ずれのものには適用すること
ができ、例えば、同位相の場合には、位相制御角αａと
αｂの位相差を３０度或いは９０度或いは１５０度とす
ることにより転流タイミングを１２相コンバータに対称
制御を用いた場合と同様にすることができ、かつ、入力
電源基本波無効電力を改善することができる。
力電源の電圧位相に３０度の位相ずれを持たせている
が、この発明は任意の位相ずれのものには適用すること
ができ、例えば、同位相の場合には、位相制御角αａと
αｂの位相差を３０度或いは９０度或いは１５０度とす
ることにより転流タイミングを１２相コンバータに対称
制御を用いた場合と同様にすることができ、かつ、入力
電源基本波無効電力を改善することができる。
また、上記実施例では、コンバータユニツト１と２の転
流を常に等間隔で行う場合について説明したが、入力電
源の基本波無効電力の改善を重視する場合には位相制御
角αａとαｂの位相差を大きくすることにより改善の度
合いが大きくなるので、コンバータ装置に要求される条
件に応じて位相制御角αａとαｂの位相差を決めてもよ
い。
流を常に等間隔で行う場合について説明したが、入力電
源の基本波無効電力の改善を重視する場合には位相制御
角αａとαｂの位相差を大きくすることにより改善の度
合いが大きくなるので、コンバータ装置に要求される条
件に応じて位相制御角αａとαｂの位相差を決めてもよ
い。
この発明は以上説明した通り、縦続接続された２台のコ
ンバータユニツトの位相制御角のいずれか一方を常に固
定することがないので、コンバータの総合出力をそれぞ
れのコンバータユニツトで調整することができるので、
精密な制御を行うことができ、負荷に送出する電流のリ
ップルも低減することができ、しかも、対称制御の場合
に比して入力基本波の力率を改善することができる。
ンバータユニツトの位相制御角のいずれか一方を常に固
定することがないので、コンバータの総合出力をそれぞ
れのコンバータユニツトで調整することができるので、
精密な制御を行うことができ、負荷に送出する電流のリ
ップルも低減することができ、しかも、対称制御の場合
に比して入力基本波の力率を改善することができる。
第１図はこの発明の一実施例を示すブロツク図、第２図
は上記実施例における出力電圧と入力電源の基本波無効
電力との関係を示す線図、第３図は従来の非対称制御サ
イクロコンバータのブロツク図、第４図は上記従来例を
説明するためのベクトル図、第５図は上記従来例におけ
る出力電圧と入力電源の基本波無効電力との関係を示す
線図、第６図は上記従来例の具体回路図である。 図において、１、２……コンバータユニツト、３……負
荷装置、５〜７……絶縁トランス、１０……分割器、１
１、１２……ゲートパルス発生器、１３，１４……ゲー
トパルス増幅器。 なお、図中、同一符号は同一または相当部分を示す。
は上記実施例における出力電圧と入力電源の基本波無効
電力との関係を示す線図、第３図は従来の非対称制御サ
イクロコンバータのブロツク図、第４図は上記従来例を
説明するためのベクトル図、第５図は上記従来例におけ
る出力電圧と入力電源の基本波無効電力との関係を示す
線図、第６図は上記従来例の具体回路図である。 図において、１、２……コンバータユニツト、３……負
荷装置、５〜７……絶縁トランス、１０……分割器、１
１、１２……ゲートパルス発生器、１３，１４……ゲー
トパルス増幅器。 なお、図中、同一符号は同一または相当部分を示す。
Claims (3)
- 【請求項１】縦続接続された複数のコンバータユニツト
からなるコンバータ、各コンバータユニツトの転流タイ
ミングをコンバータユニツトの入力電源位相と出力すべ
き電圧値から決定してゲートパルスを送出するゲートパ
ルス発生器、上記各コンバータユニツトの出力すべき電
圧値を上記コンバータの出力すべき電圧値から演算して
上記ゲートパルス発生器に供給する分割器を有するコン
バータ装置において、上記分割器が、上記コンバータが
転流不能にならない出力範囲においては、上記コンバー
タユニツトの位相制御角を零でないほぼ一定の角度差に
維持して上記コンバータの出力電圧を調整するよう各コ
ンバータユニツトがそれぞれ出力すべき電圧値を決定す
ることを特徴とするコンバータ装置。 - 【請求項２】コンバータユニツト相互の入力電源位相を
ほぼ３０度とし、位相制御角の角度差をほぼ６０度もし
くは１２０度としたことを特徴とする特許請求の範囲第
１項記載のコンバータ装置。 - 【請求項３】コンバータユニツト相互の入力電源位相を
ほぼ０度もしくは６０度とし、位相制御角の角度差をほ
ぼ３０度もしくはほぼ９０度もしくは１５０度としたこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のコンバータ
装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61116357A JPH0640742B2 (ja) | 1986-05-19 | 1986-05-19 | コンバ−タ装置 |
| US07/040,795 US4758939A (en) | 1986-05-19 | 1987-04-21 | Converting apparatus and commutation control method therefor |
| DE19873714423 DE3714423A1 (de) | 1986-05-19 | 1987-04-30 | Wandlervorrichtung und zugehoeriges kommutiersteuerverfahren |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61116357A JPH0640742B2 (ja) | 1986-05-19 | 1986-05-19 | コンバ−タ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62272870A JPS62272870A (ja) | 1987-11-27 |
| JPH0640742B2 true JPH0640742B2 (ja) | 1994-05-25 |
Family
ID=14684958
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61116357A Expired - Fee Related JPH0640742B2 (ja) | 1986-05-19 | 1986-05-19 | コンバ−タ装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4758939A (ja) |
| JP (1) | JPH0640742B2 (ja) |
| DE (1) | DE3714423A1 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2533513B2 (ja) * | 1987-02-06 | 1996-09-11 | 株式会社日立製作所 | コンバ−タ回路の制御装置 |
| JPH01283062A (ja) * | 1988-05-09 | 1989-11-14 | Mitsubishi Electric Corp | 整流回路の点弧位相制御装置 |
| DE4111226A1 (de) * | 1991-04-08 | 1992-10-15 | Asea Brown Boveri | Verfahren zur steuerung elektrischer ventile eines stromrichters |
| KR20040037857A (ko) * | 2002-10-30 | 2004-05-08 | 한국전력공사 | 보조회로를 이용한 다-펄스 ｈｖｄｃ 시스템 |
| WO2014010474A1 (ja) * | 2012-07-11 | 2014-01-16 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
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