JPS62272870A - コンバ−タ装置 - Google Patents
コンバ−タ装置Info
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- JPS62272870A JPS62272870A JP61116357A JP11635786A JPS62272870A JP S62272870 A JPS62272870 A JP S62272870A JP 61116357 A JP61116357 A JP 61116357A JP 11635786 A JP11635786 A JP 11635786A JP S62272870 A JPS62272870 A JP S62272870A
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- Japan
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- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/145—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/155—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/162—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only in a bridge configuration
- H02M7/1623—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only in a bridge configuration with control circuit
- H02M7/1626—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only in a bridge configuration with control circuit with automatic control of the output voltage or current
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
３、発明の詳細な説明
〔産業上の利用分野〕
この発明は、複数のコンバータユニットを縦続接続して
なるコンバータ装置に関する。
なるコンバータ装置に関する。
第３図は、例えば、１９７１年、ＷＩＬＥＹ−ＩＮＴＥ
Ｒ３ＣＩＥＮＣＥ社発行のｒＴｈｙｒｉｓｔｏｒ Ｐ
ｈａｓｅ−ＣｏｎｔｒｏｌｌｅｄＣｏｎｖｅｒｔｅｒｓ
ａｎｄ Ｃｙｃｌｏｃ。
Ｒ３ＣＩＥＮＣＥ社発行のｒＴｈｙｒｉｓｔｏｒ Ｐ
ｈａｓｅ−ＣｏｎｔｒｏｌｌｅｄＣｏｎｖｅｒｔｅｒｓ
ａｎｄ Ｃｙｃｌｏｃ。
ｎｖｅｒｔｅｒｓＪ （Ｂ、Ｒ，Ｐｅ１ｌｙ著）に
１示された従来の非対称制御のサイクロコンバータのブ
ロック図である。同図において、１および２はコンバー
タユニット、３は負荷装置である。コンバータユニット
１および２は、具体的には、第６図に示すような６相ブ
リツジコンバータで構成することができる。第６図にお
いて、４はサイリスク、５．６および７は絶縁トランス
であって、該絶縁トランスの入力電圧ｅと出力電圧ｅ。
１示された従来の非対称制御のサイクロコンバータのブ
ロック図である。同図において、１および２はコンバー
タユニット、３は負荷装置である。コンバータユニット
１および２は、具体的には、第６図に示すような６相ブ
リツジコンバータで構成することができる。第６図にお
いて、４はサイリスク、５．６および７は絶縁トランス
であって、該絶縁トランスの入力電圧ｅと出力電圧ｅ。
、とは同位相、出力電圧ｅ。１と出力電圧ｅｏｂとは３
０度の位相差を有している。
０度の位相差を有している。
次に、このコンバータ装置の動作を、第４図に示すベク
トル図を参照して説明する。
トル図を参照して説明する。
第４図は、コンバータユニット１．２の出力電圧ｅｏａ
、ｅｏｂと、負荷装置３に印加される電圧Ｖｏおよび負
荷電流ＩＯとの関係を示すベクトル図であって、同図（
ｉ）、（ｉｔ）および（ｉｉｉ ）は、コンバータユニ
ット１．２が最大電圧を出力した時の電圧Ｖｏの値を１
とした時、それぞれ、Ｖｏ＝１、Ｖ ｏ ＝ ０．７５
およびＶ ｏ −０，２５の場合の例である。ここでφ
Ｏは電圧・電流の位相差である。
、ｅｏｂと、負荷装置３に印加される電圧Ｖｏおよび負
荷電流ＩＯとの関係を示すベクトル図であって、同図（
ｉ）、（ｉｔ）および（ｉｉｉ ）は、コンバータユニ
ット１．２が最大電圧を出力した時の電圧Ｖｏの値を１
とした時、それぞれ、Ｖｏ＝１、Ｖ ｏ ＝ ０．７５
およびＶ ｏ −０，２５の場合の例である。ここでφ
Ｏは電圧・電流の位相差である。
第４図に示すように、非対称制御の場合、２台のコンバ
ータユニット１．２のうちいずれか一方は常に最大電圧
を出力するようにしておき、他方のコンバータユニット
の出力電圧を調整することにより負荷装置３に印加する
電圧を調整する。この非対称制御に対し、■。、＝■。
ータユニット１．２のうちいずれか一方は常に最大電圧
を出力するようにしておき、他方のコンバータユニット
の出力電圧を調整することにより負荷装置３に印加する
電圧を調整する。この非対称制御に対し、■。、＝■。
ｂ−Ｖｏ ／２となるように両コンバータユニット１．
２の出力電圧を同時に調整する対称制御があるが、この
対称制御による場合は、コンバータユニット１．２の入
力電源の力率が上記非対称制御の場合に比して悪くなる
。
２の出力電圧を同時に調整する対称制御があるが、この
対称制御による場合は、コンバータユニット１．２の入
力電源の力率が上記非対称制御の場合に比して悪くなる
。
第５図は、対称制御の場合と非対称制御の場合との入力
電源の基本波の無効電力の比率をｒｏ＝一定として比較
したものであって、例えば、負荷装置３の印加電圧■。
電源の基本波の無効電力の比率をｒｏ＝一定として比較
したものであって、例えば、負荷装置３の印加電圧■。
が■。１の場合、対称制御ではＱｌの無効電力が生じる
のに対し、従来の非対称制御ではＱｔの無効電力で済み
、無効電力をＱ３だけ低減することができる。なお、第
５図はコンバータユニット１．２を構成するサイリスタ
４が理想的なスイッチとして動作するものとしている。
のに対し、従来の非対称制御ではＱｔの無効電力で済み
、無効電力をＱ３だけ低減することができる。なお、第
５図はコンバータユニット１．２を構成するサイリスタ
４が理想的なスイッチとして動作するものとしている。
従来の非対称制御法は、以上のように、２台のコンバー
タユニットのうちいずれか一方が常に最大電圧を出力す
るようにサイリスタを転流する位相制御角を固定してい
るので、例えば、第６図のコンバータの場合には、出力
電圧■。を調整することのできる周期が対称制御の場合
の２倍になり、出力電圧Ｖ０を調整して負荷電流■。を
制御する場合に細かい精密な制御ができなくなるという
問題がある他、両コンバータユニット１．２の転流が同
時に行われる場合には、特に、誘導性負荷の場合に、対
称制御の場合に比べて負荷電流■。
タユニットのうちいずれか一方が常に最大電圧を出力す
るようにサイリスタを転流する位相制御角を固定してい
るので、例えば、第６図のコンバータの場合には、出力
電圧■。を調整することのできる周期が対称制御の場合
の２倍になり、出力電圧Ｖ０を調整して負荷電流■。を
制御する場合に細かい精密な制御ができなくなるという
問題がある他、両コンバータユニット１．２の転流が同
時に行われる場合には、特に、誘導性負荷の場合に、対
称制御の場合に比べて負荷電流■。
のリップルが増大するという問題があった。
この発明は、上記したような従来の問題を解消するため
になされたもので、対称制御の場合に比して入力電源の
力率を改善できるとともに、精密な電圧制御を行うこと
ができ、更に、従来に比し、負荷電流のリップルを低減
することができるコンバータ装置を得ることを目的とす
る。
になされたもので、対称制御の場合に比して入力電源の
力率を改善できるとともに、精密な電圧制御を行うこと
ができ、更に、従来に比し、負荷電流のリップルを低減
することができるコンバータ装置を得ることを目的とす
る。
この発明は上記目的を達成するため、縦続接続されたコ
ンバータユニットの位相制御角を零でないほぼ一定の角
度差に維持して出力電圧を制御する出力電圧領域を有す
るようにしたものである。
ンバータユニットの位相制御角を零でないほぼ一定の角
度差に維持して出力電圧を制御する出力電圧領域を有す
るようにしたものである。
この発明では、縦続接続されているコンバータユニット
の個々の位相制御角は固定されないため、コンバータの
総合出力電圧は従来の非対称制御の場合に比して短い周
期で精密に調整することができ、負荷電流のリップルも
低減される。
の個々の位相制御角は固定されないため、コンバータの
総合出力電圧は従来の非対称制御の場合に比して短い周
期で精密に調整することができ、負荷電流のリップルも
低減される。
〔発明の実施例〕
以下、この発明の一実施例を図面を参照して説明する。
第１図において、１０は分割器であって、コンバータが
負荷装置３に出力すべき電圧値に相当する電圧指令値Ｖ
。′から各コンバータユニット１および２がそれぞれ出
力すべき電圧値■。、および■。、に比例する電圧指令
値Ｖ。ｒおよびＶ。ｂ′を演算して出力する。１１およ
び１２は分割器１０から電圧指令値Ｖ。ｒおよび■。−
を受けて該電圧指令値■。、゛および■。−に応じてコ
ンパータユニット１および２のゲートタイミングを決定
するゲートパルス発生器、１３および１４はゲートパル
ス発生器１１および１２が送出するゲートパルスを増幅
してコンバータユニット１および２にそれぞれ送出する
ゲートパルス増幅器である。
負荷装置３に出力すべき電圧値に相当する電圧指令値Ｖ
。′から各コンバータユニット１および２がそれぞれ出
力すべき電圧値■。、および■。、に比例する電圧指令
値Ｖ。ｒおよびＶ。ｂ′を演算して出力する。１１およ
び１２は分割器１０から電圧指令値Ｖ。ｒおよび■。−
を受けて該電圧指令値■。、゛および■。−に応じてコ
ンパータユニット１および２のゲートタイミングを決定
するゲートパルス発生器、１３および１４はゲートパル
ス発生器１１および１２が送出するゲートパルスを増幅
してコンバータユニット１および２にそれぞれ送出する
ゲートパルス増幅器である。
他の構成は前記第３図に示したものと同じであるので、
同一符号を付しその説明は省略する。
同一符号を付しその説明は省略する。
次に、このコンバータ装置の動作について説明する。
コンバータユニット１および２の入力電源の電圧位相は
絶縁トランス５〜７を用いて３０度ずつずらせてあり、
コンバータユニット１および２はそれぞれ６０度毎に転
流される。分割器１０は、コンバータユニット１および
２の転流を等間隔とするため、コンバータユニット１お
よび２の位相制御角が６０度もしくは１２０度の角度差
を有するように電圧指令値Ｖ６ｍ”およびｖ、−を作成
する。
絶縁トランス５〜７を用いて３０度ずつずらせてあり、
コンバータユニット１および２はそれぞれ６０度毎に転
流される。分割器１０は、コンバータユニット１および
２の転流を等間隔とするため、コンバータユニット１お
よび２の位相制御角が６０度もしくは１２０度の角度差
を有するように電圧指令値Ｖ６ｍ”およびｖ、−を作成
する。
以下、この分割器１０の動作を、例えば、コンバータユ
ニット１の位相制御角をコンバータユニット２の位相制
御角よりも６０度進める場合について説明する。
ニット１の位相制御角をコンバータユニット２の位相制
御角よりも６０度進める場合について説明する。
位相制御角が０度の時のコンバータユニット１および２
の最大出力電圧をＡ／２とし、コンバータユニット１お
よび２の位相制御角を、それぞれ、α。およびα。とす
ると、コンバータユニット１および２の出力電圧は次式
となる。
の最大出力電圧をＡ／２とし、コンバータユニット１お
よび２の位相制御角を、それぞれ、α。およびα。とす
ると、コンバータユニット１および２の出力電圧は次式
となる。
■。、＝ （Ａ／２）ｃ ｏ ｓα１ ・・・・・・・
・（１）■。ｂ＝ （Ａ／ ２ ） ｃ ｏ ｓ （
αｔ、＋６０’） ・・（２）両電圧の和が負荷装置
３に供給される電圧■。
・（１）■。ｂ＝ （Ａ／ ２ ） ｃ ｏ ｓ （
αｔ、＋６０’） ・・（２）両電圧の和が負荷装置
３に供給される電圧■。
となるから、■。とα、の関係は次式となる。
ｖ ｏ −ｖ ａｓ ＋ｖ ｏｈ
−（巧／２）Ａｃｏｓ（α、＋３０°）・ ・ ・ ・
・ ・（３） 従って、コンバータユニット１の位相制御角α１、コン
バータユニット２の位相制御角α。
・ ・（３） 従って、コンバータユニット１の位相制御角α１、コン
バータユニット２の位相制御角α。
は次式となる。
ａ、−ｃｏｓ−’（２Ｖｏ／、／’ＴＡ） ３０’
（４）α、＝αａ＋ｓｏ’ ＝ｃｏｓ−’ （２Ｖ０／ ｆｆＡ）＋３０’ ｆ
５）それ故、分割器１０は、（１）式と（４）式から求
まる、Ｖｏ、＝ （Ａ／２）ｃ ｏ ｓ−’ （（２Ｖ
。／ｆ′３Ａ）−３０°〕 ・・・・・・・・・・・・
（６）に相当する電圧指令値ＶＯａ。とＶＯｂ” ＝Ｖ
ｏ”−ｖ Ｏａ”を出力する構成とする。
（４）α、＝αａ＋ｓｏ’ ＝ｃｏｓ−’ （２Ｖ０／ ｆｆＡ）＋３０’ ｆ
５）それ故、分割器１０は、（１）式と（４）式から求
まる、Ｖｏ、＝ （Ａ／２）ｃ ｏ ｓ−’ （（２Ｖ
。／ｆ′３Ａ）−３０°〕 ・・・・・・・・・・・・
（６）に相当する電圧指令値ＶＯａ。とＶＯｂ” ＝Ｖ
ｏ”−ｖ Ｏａ”を出力する構成とする。
なお、（ａ）電圧指令値ｖ 、１″が正のある値（この
時のα、をα０、とする）を越えると、上記（４）式で
与えられるα、が小さくなり過ぎて転流不能となり、逆
に、山）電圧指令値ｖ、＋１が負のある値（この時のα
１をαｍＭＡＸとする）を越えると、上記（４）式で与
えられるα。が大きくなり過ぎて転流不能となるので、
位相制御角α、およびα。が一定の角度差を保って出力
電圧■。が調整される範囲は、 （、／Ｔ／２） Ａｃ ｏ ｓ （αｌＩＭＡＸ＋
３０ ’ ） ＜ Ｖ。
時のα、をα０、とする）を越えると、上記（４）式で
与えられるα、が小さくなり過ぎて転流不能となり、逆
に、山）電圧指令値ｖ、＋１が負のある値（この時のα
１をαｍＭＡＸとする）を越えると、上記（４）式で与
えられるα。が大きくなり過ぎて転流不能となるので、
位相制御角α、およびα。が一定の角度差を保って出力
電圧■。が調整される範囲は、 （、／Ｔ／２） Ａｃ ｏ ｓ （αｌＩＭＡＸ＋
３０ ’ ） ＜ Ｖ。
＜ （、／’ｒ／ ２） Ａ ＣＯＳ Ｃ＆ｍＩ４＋Ｎ
＋ ３０’ ）の範囲となるが、上記（ａ）の場合には
、α、をα、８．Ｎに固定してα１を調整する従来の非
対称制御に切換えるか、或いは、対称制御に切換えるこ
とにより、コンバータユニット１および２が出力できる
正の最大電圧まで制御することができる。また、上記（
ｂｌの場合にはα。をその最大値に固定してαｂを調整
する従来の非対称制御に切換えるか、或いは、対称制御
に切換えることにより、コンバータユニット１および２
が出力できる負の最大電圧まで制御することができる。
＋ ３０’ ）の範囲となるが、上記（ａ）の場合には
、α、をα、８．Ｎに固定してα１を調整する従来の非
対称制御に切換えるか、或いは、対称制御に切換えるこ
とにより、コンバータユニット１および２が出力できる
正の最大電圧まで制御することができる。また、上記（
ｂｌの場合にはα。をその最大値に固定してαｂを調整
する従来の非対称制御に切換えるか、或いは、対称制御
に切換えることにより、コンバータユニット１および２
が出力できる負の最大電圧まで制御することができる。
対称制御とする場合は、ｖＯ＋ａ” ＝Ｖｌｌｂ” ＝
ｖＯ”／２を分割器１０により演算出力させ、従来の非
対称制御とする場合には、例えば、電圧■。の出力範囲
が、−ＮＶ。、８−≦−■。工＋ＰＶ。、■で、対応す
る電圧指令値Ｖ。“の範囲を、−ｎＶ６ ” ＜ｖ＠
” ＜＋ｐｖ０”とし、コンバー＜ Ｖ ＠１． ＜
＋ ２ Ｐ Ｖ ＯＭＡＸ） 、Ｖ ｏ℃＞（ｐｖ（、
”−ｎＶｏ”）／２の範囲ではｖ。、＝ｐ ｖｏ ”
／２、ｖ 、 、＋１ ＝ｖ、 ＊ ｐ ｖ、 ＊
／ ２、を作成し、Ｖ（１” ＜ （ｐＶｏ ”
ｎＶｏ ” ）／２の範囲テハＶｏｂ＝−ｎＶｏ ”
／２、■、、＊ ＝ ｖ６ ” ＋ ｎ Ｖ ６ ”／
２、を作成させればよい。
ｖＯ”／２を分割器１０により演算出力させ、従来の非
対称制御とする場合には、例えば、電圧■。の出力範囲
が、−ＮＶ。、８−≦−■。工＋ＰＶ。、■で、対応す
る電圧指令値Ｖ。“の範囲を、−ｎＶ６ ” ＜ｖ＠
” ＜＋ｐｖ０”とし、コンバー＜ Ｖ ＠１． ＜
＋ ２ Ｐ Ｖ ＯＭＡＸ） 、Ｖ ｏ℃＞（ｐｖ（、
”−ｎＶｏ”）／２の範囲ではｖ。、＝ｐ ｖｏ ”
／２、ｖ 、 、＋１ ＝ｖ、 ＊ ｐ ｖ、 ＊
／ ２、を作成し、Ｖ（１” ＜ （ｐＶｏ ”
ｎＶｏ ” ）／２の範囲テハＶｏｂ＝−ｎＶｏ ”
／２、■、、＊ ＝ ｖ６ ” ＋ ｎ Ｖ ６ ”／
２、を作成させればよい。
上記の構成とすることにより、コンバータ出力電圧■。
と入力電源の基本波無効電力との関係は第２図に示すよ
うになり、■。＝０の時は対称制御に比べて約１／３の
無効電力の改善ができる。
うになり、■。＝０の時は対称制御に比べて約１／３の
無効電力の改善ができる。
上記実施例では、位相制御角α、とα、の位相差を６０
度として説明したが、１２０度の位相差を持たせると、
より一層、入力電源の無効電力を改善することができる
。
度として説明したが、１２０度の位相差を持たせると、
より一層、入力電源の無効電力を改善することができる
。
また、上記実施例では、コンバータユニット１と２の入
力電源の電圧位相に３０度の位相ずれを持たせているが
、この発明は任意の位相ずれのものには適用することが
でき、例えば、同位相の場合には、位相制御角α、とα
、の位相差を３０度或いは９０度或いは１５０度とする
ことにより転流タイミングを１２相コンバータに対称制
御を用いた場合と同様にすることができ、かつ、入力電
源基本波無効電力を改善することができる。
力電源の電圧位相に３０度の位相ずれを持たせているが
、この発明は任意の位相ずれのものには適用することが
でき、例えば、同位相の場合には、位相制御角α、とα
、の位相差を３０度或いは９０度或いは１５０度とする
ことにより転流タイミングを１２相コンバータに対称制
御を用いた場合と同様にすることができ、かつ、入力電
源基本波無効電力を改善することができる。
また、上記実施例では、コンバータユニット１と２の転
流を常に等間隔で行う場合について説明したが、入力電
源の基本波無効電力の改善を重視する場合には位相制御
角α１とα、の位相差を大きくすることにより改善の度
合いが太き（なるので、コンバータ装置に要求される条
件に応じて位相制御角α、とα、の位相差を決めてもよ
い。
流を常に等間隔で行う場合について説明したが、入力電
源の基本波無効電力の改善を重視する場合には位相制御
角α１とα、の位相差を大きくすることにより改善の度
合いが太き（なるので、コンバータ装置に要求される条
件に応じて位相制御角α、とα、の位相差を決めてもよ
い。
この発明は以上説明した通り、縦続接続された２台のコ
ンバータユニットの位相制御角のいずれか一方を常に固
定することがないので、コンバータの総合出力をそれぞ
れのコンバータユニットで調整することができるので、
精密な制御を行うことができ、負荷に送出する電流のリ
ップルも低減することができ、しかも、対称制御の場合
に比して入力基本波の力率を改善することができる。
ンバータユニットの位相制御角のいずれか一方を常に固
定することがないので、コンバータの総合出力をそれぞ
れのコンバータユニットで調整することができるので、
精密な制御を行うことができ、負荷に送出する電流のリ
ップルも低減することができ、しかも、対称制御の場合
に比して入力基本波の力率を改善することができる。
第１図はこの発明の一実施例を示すブロック図、第２図
は上記実施例における出力電圧と人力電源の基本波無効
電力との関係を示す線図、第３図は従来の非対称制御サ
イクロコンバータのブロック図、第４図は上記従来例を
説明するためのベクトル図、第５図は上記従来例におけ
る出力電圧と入力電源の基本波無効電力との関係を示す
線図、第６図は上記従来例の具体回路図である。 図において、１．２− コンバータユニット、３−負荷
装置、５〜７−・−絶縁トランス、１０・−・分割器、
１１．１２・−ゲートパルス発生器、１３゜１４−ゲー
トパルス増幅器。 なお、図中、同一符号は同一または相当部分を示す。
は上記実施例における出力電圧と人力電源の基本波無効
電力との関係を示す線図、第３図は従来の非対称制御サ
イクロコンバータのブロック図、第４図は上記従来例を
説明するためのベクトル図、第５図は上記従来例におけ
る出力電圧と入力電源の基本波無効電力との関係を示す
線図、第６図は上記従来例の具体回路図である。 図において、１．２− コンバータユニット、３−負荷
装置、５〜７−・−絶縁トランス、１０・−・分割器、
１１．１２・−ゲートパルス発生器、１３゜１４−ゲー
トパルス増幅器。 なお、図中、同一符号は同一または相当部分を示す。
Claims (3)
- （１）縦続接続された複数のコンバータユニットからな
るコンバータ、各コンバータユニットの転流タイミング
をコンバータユニットの入力電源位相と出力すべき電圧
値から決定してゲートパルスを送出するゲートパルス発
生器、上記各コンバータユニットの出力すべき電圧値を
上記コンバータの出力すべき電圧値から演算して上記ゲ
ートパルス発生器に供給する分割器を有するコンバータ
装置において、上記分割器が、上記コンバータの特定の
出力範囲においては、上記コンバータユニットの位相制
御角を零でないほぼ一定の角度差に維持して上記コンバ
ータの出力電圧を調整するよう各コンバータユニットが
それぞれ出力すべき電圧値を決定することを特徴とする
コンバータ装置。 - （２）コンバータユニット相互の入力電源位相をほぼ３
０度とし、位相制御角の角度差をほぼ６０度もしくは１
２０度としたことを特徴とする特許請求の範囲第１項記
載のコンバータ装置。 - （３）コンバータユニット相互の入力電源位相をほぼ０
度もしくは６０度とし、位相制御角の角度差をほぼ３０
度もしくはほぼ９０度もしくは１５０度としたことを特
徴とする特許請求の範囲第１項記載のコンバータ装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61116357A JPH0640742B2 (ja) | 1986-05-19 | 1986-05-19 | コンバ−タ装置 |
| US07/040,795 US4758939A (en) | 1986-05-19 | 1987-04-21 | Converting apparatus and commutation control method therefor |
| DE19873714423 DE3714423A1 (de) | 1986-05-19 | 1987-04-30 | Wandlervorrichtung und zugehoeriges kommutiersteuerverfahren |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61116357A JPH0640742B2 (ja) | 1986-05-19 | 1986-05-19 | コンバ−タ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62272870A true JPS62272870A (ja) | 1987-11-27 |
| JPH0640742B2 JPH0640742B2 (ja) | 1994-05-25 |
Family
ID=14684958
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61116357A Expired - Fee Related JPH0640742B2 (ja) | 1986-05-19 | 1986-05-19 | コンバ−タ装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4758939A (ja) |
| JP (1) | JPH0640742B2 (ja) |
| DE (1) | DE3714423A1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01283062A (ja) * | 1988-05-09 | 1989-11-14 | Mitsubishi Electric Corp | 整流回路の点弧位相制御装置 |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2533513B2 (ja) * | 1987-02-06 | 1996-09-11 | 株式会社日立製作所 | コンバ−タ回路の制御装置 |
| DE4111226A1 (de) * | 1991-04-08 | 1992-10-15 | Asea Brown Boveri | Verfahren zur steuerung elektrischer ventile eines stromrichters |
| KR20040037857A (ko) * | 2002-10-30 | 2004-05-08 | 한국전력공사 | 보조회로를 이용한 다-펄스 ｈｖｄｃ 시스템 |
| JP5792903B2 (ja) * | 2012-07-11 | 2015-10-14 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| CN105379090B (zh) * | 2013-07-15 | 2018-12-21 | 西门子公司 | 用于高压直流应用的模块化多电平直流/直流转换器 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE1204319B (de) * | 1964-06-16 | 1965-11-04 | Siemens Ag | Steuereinrichtung fuer zwei in Reihe geschaltete Gleichrichterbruecken |
| JPS52106453A (en) * | 1976-03-04 | 1977-09-07 | Fuji Electric Co Ltd | Phase control method of ineffective power compensating type power conv erter |
| JPS56112884A (en) * | 1980-02-13 | 1981-09-05 | Hitachi Ltd | Thyristor rectifier |
-
1986
- 1986-05-19 JP JP61116357A patent/JPH0640742B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1987
- 1987-04-21 US US07/040,795 patent/US4758939A/en not_active Expired - Fee Related
- 1987-04-30 DE DE19873714423 patent/DE3714423A1/de active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01283062A (ja) * | 1988-05-09 | 1989-11-14 | Mitsubishi Electric Corp | 整流回路の点弧位相制御装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3714423C2 (ja) | 1991-01-17 |
| US4758939A (en) | 1988-07-19 |
| DE3714423A1 (de) | 1987-11-26 |
| JPH0640742B2 (ja) | 1994-05-25 |
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