JPH10290568A - 多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置およびその制御方法 - Google Patents
多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置およびその制御方法Info
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- JPH10290568A JPH10290568A JP9573797A JP9573797A JPH10290568A JP H10290568 A JPH10290568 A JP H10290568A JP 9573797 A JP9573797 A JP 9573797A JP 9573797 A JP9573797 A JP 9573797A JP H10290568 A JPH10290568 A JP H10290568A
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Abstract
圧の比、すなわち総入出力電圧比を大きくしてシステム
容量を増加させて小型化された多重パルス幅変調サイク
ロコンバータ装置およびその制御方法を提供する。 【解決手段】 ユニット17を例にとれば、最大入力電
源相電圧と最小入力電源相電圧の瞬時値の差Δeが大き
い3相/単相パルス幅変調サイクロコンバータ1、2、
3、4の出力電圧指令を大きく、逆にΔeが小さい3相
/単相パルス幅変調サイクロコンバータ1、2、3、4
の出力電圧指令を小さく計算して出力する。
Description
数の交流電圧から任意の振幅および周波数の交流電圧に
変換する電力変換装置に関し、特に多重パルス幅変調サ
イクロコンバータ(以下多重PWMサイクロコンバータ
と称する)装置およびその制御方法に関する。
れている多重3相PWMサイクロコンバータ方式の電力
変換装置では、複数個の3相/単相パルス幅変調サイク
ロコンバータ(以下、3相/単相PWMサイクロコンバ
ータと称する)で1個のユニットが構成されている。こ
の場合、入力電流を高調波を含まない正弦波に制御する
ためには、各3相/単相PWMサイクロコンバータの入
力電源電圧の振幅を同じに設定することが必要である。
図2(a)は1個の3相/単相PWMサイクロコンバー
タの3相入力電源相電圧er ,es およびet の波形を
示している。同図(b)は(a)の最大入力電源相電圧
emax および図の負方向の最大相電圧値を最小入力電源
相電圧と定義したときの最小電源相電圧emin を示して
いる。同図(c)は(b)の最大入力電源相電圧emax
と最小入力電源相電圧emin の差Δeの変化を示してい
る。ここでΔeは変動するので、Δeの最大値をmax
(Δe)とし、Δeの最小値をmin(Δe)とする。
このとき、入力電源電圧の位相に関係なく、出力できる
電圧値はmin(Δe)以下である。すなわち、1個の
3相/単相PWMサイクロコンバータにおける出力電圧
指令の最大値はmin(Δe)である。このmin(Δ
e)は入力電源線間電圧の最大値すなわちmax(Δ
e)の0.866倍である。よって、1個の3相/単相
PWMサイクロコンバータの入力電源線間電圧の最大値
に対するその3相/単相PWMサイクロコンバータが出
力できる最大電圧の比(以下入出力電圧比と称する)は
0.866である。
御方法では、1個のユニットの3相/単相PWMサイク
ロコンバータの瞬時出力電圧指令値は全部同じである。
すなわち、各3相/単相PWMサイクロコンバータ1〜
nの出力電圧指令値をVi *とし、3相/単相PWMサイ
クロコンバータ1〜nで構成するユニットの総出力電圧
指令値をV*とすれば、Vi *=(V* /n),i=1,
2,・・・,nとなる。前述したように、 Vi * <min(Δei )=min(Δe) となる。よって、 V* =V1 *+V2 *+・・・+Vn *<n×min(Δe) =0.866×n×max(Δe) となる。よって、ユニットの総出力電圧指令の最大値
(以下max(V* )と称する)はmax(Δe)の
0.866×n倍であって、max(V* )=n×mi
n(Δe)=0.866×n×max(Δe)となる。
すなわち、1個の3相/単相PWMサイクロコンバータ
の入力電源線間電圧の最大値のn倍に対するそのn個の
3相/単相PWMサイクロコンバータが構成しているユ
ニットが出力できる最大総電圧の比(以下総入出力電圧
比と称する)は0.866である。
法では、多重3相PWMサイクロコンバータの総入出力
電圧比が0.866であって、多重3相PWMインバー
タの総入出力電圧比0.9549に比べて低く、同じ規
模のスイッチで構成した場合、システム容量が低いとい
う欠点がある。本発明の目的は、多重PWMサイクロコ
ンバータの総入出力電圧比を増大させ、システムを小型
化した電力変換装置を実現する多重PWMサイクロコン
バータの制御方法および装置を提供することである。
調サイクロコンバータ装置の制御方法は、一定電圧一定
周波数の交流電圧から任意の振幅および周波数の交流電
圧に変換する電力変換装置の制御方法であって、mを相
数とすると1組の1次巻線とm×n(m=1,2,3,
・・・,n=2,3,4,・・・)組の2次巻線を持っ
た1個の3相トランスと、前記2次巻線とそれぞれ接続
するm×n個の3相/単相パルス幅変調サイクロコンバ
ータとを備え、前記3相トランスの前記1次巻線は外部
の交流電源と接続し、前記2次巻線は前記3相/単相パ
ルス幅変調サイクロコンバータを含めてn組を1ユニッ
トとするmユニットに編成され、各ユニット内の前記2
次巻線のj組目とj+1組目の間の電気角をθj とし、
θj (j=1,2,・・・,n−1)を所要の角度と
し、かつ前記mユニットの同順位の2次巻線が互いに対
応して、かつ各ユニットにおいて前記3相/単相パルス
幅変調サイクロコンバータを含めたn個のグループを構
成するように接続され、前記3相/単相パルス幅変調サ
イクロコンバータは、前記3相トランスの前記2次巻線
と接続する3相交流端子と、外部に接続する単相交流端
子とを有し、同一の前記ユニット内の3相/単相パルス
幅変調サイクロコンバータの単相交流端子は直列に接続
され、前記ユニットの一方の端子は、m組の前記ユニッ
ト間で接続され、他の一方のm個の端子は駆動対象であ
る外部のm個の入力端子に接続されている多重パルス幅
変調サイクロコンバータ装置の制御方法において、同じ
ユニットでは、n個の3相/単相パルス幅変調サイクロ
コンバータの単相交流端子に出力される交流出力電圧
が、同位相になり、m組のユニット間では基本波電圧位
相の電気角が互いに任意の角度異なる位相となるように
制御し、1組の前記ユニットでは、m組の前記ユニット
間の接続の中心から第i段目(i=1,2,・・・,
n)の3相/単相パルス幅変調サイクロコンバータの最
大入力電源相電圧と最小入力電源相電圧の瞬時値の差を
Δei とし、(Δe1 +Δe2 +・・・+Δen )/n
をΔeとし、前記ユニットの出力電圧指令値をV*と
し、前記ユニットの第i段目(i=1,2,・・・,
n)の3相/単相パルス幅変調サイクロコンバータの出
力電圧指令値をVi *とした時、出力電圧指令Vi *を Vi *=(V* /n)×(Δei /Δe) と計算し出力する。
ータ装置は、mを相数とすると1組の1次巻線とm×n
(m=1,2,3,・・・,n=2,3,4,・・・)
組の2次巻線を持った1個の3相トランスと、前記2次
巻線とそれぞれ接続するm×n個の3相/単相パルス幅
変調サイクロコンバータとを備え、前記3相トランスの
前記1次巻線は外部の交流電源と接続し、前記2次巻線
は前記3相/単相パルス幅変調サイクロコンバータを含
めてn組を1ユニットとするmユニットに編成され、各
ユニット内の前記2次巻線のj組目とj+1組目の間の
電気角をθj とし、θj (j=1,2,・・・,n−
1)を所要の角度とし、かつ前記mユニットの同順位の
2次巻線が互いに対応して、かつ各ユニットにおいて前
記3相/単相パルス幅変調サイクロコンバータを含めた
n個のグループを構成するように接続され、前記3相/
単相パルス幅変調サイクロコンバータは、前記3相トラ
ンスの前記2次巻線と接続する3相交流端子と、外部に
接続する単相交流端子とを有し、同一の前記ユニット内
の3相/単相パルス幅変調サイクロコンバータの単相交
流端子は直列に接続され、前記ユニットの一方の端子
は、m組の前記ユニット間で接続され、他の一方のm個
の端子は駆動対象である外部のm個の入力端子に接続さ
れ、同じ前記ユニットでは、n個の前記3相/単相パル
ス幅変調サイクロコンバータの前記単相交流端子に出力
される交流出力電圧が、同位相になり、m組の前記ユニ
ット間では基本波電圧位相の電気角が互いに任意な角度
異なる位相となるように制御され、1組の前記ユニット
では、m組の前記ユニット間の接続の中心から第i段目
(i=1,2,・・・,n)の3相/単相パルス幅変調
サイクロコンバータの最大入力電源相電圧と最小入力電
源相電圧の瞬時値の差をΔei とし、(Δe1 +Δe2
+・・・+Δen )/nをΔeとし、前記ユニットの出
力電圧指令値をV* とし、このユニットの第i段目(i
=1,2,・・・,n)の3相/単相パルス幅変調サイ
クロコンバータの出力電圧指令値をVi *とした時、出力
電圧指令Vi *を Vi *=(V* /n)×(Δei /Δe) と計算し出力される。
図面を参照して説明する。図1は本発明の多重PWMサ
イクロコンバータ装置の第1実施例(以下例1と称す
る)の構成図、図2(a)は3相/単相サイクロコンバ
ータの入力電源相電圧の波形図、同図(b)は(a)の
最大入力電源相電圧と最小入力電源相電圧の波形図、同
図(c)は(b)の最大入力電源相電圧と最小入力電源
相電圧の差Δeの変化を示す図、図3は例1における1
ユニットの各信号の波形図である。図1の多重PWMサ
イクロコンバータ装置は3相トランス20と3相/単相
PWMサイクロコンバータ1、2、・・・、12とから
なり、交流入力電源13に接続されて交流電動機15を
駆動するように構成されている。
置は3相/単相PWMサイクロコンバータをm×n個の
組み合わせた構成となるが、図1ではm=3,n=4の
例を示している。例1で12個の3相/単相PWMサイ
クロコンバータ1、2、・・・、12の交流端子r,
s,tはそれぞれ3相トランス20の12組の2次巻線
21、22、23、・・・、32に接続されている。3
相トランス20は1組の1次巻線14と12組の2次巻
線21、22、・・・、32を持ち、1次巻線14は交
流電源13に接続される。n個(例1では4個)の3相
/単相PWMサイクロコンバータを1ユニットとして全
体を3ユニットで構成する(例1では1〜4をユニット
17と、5〜8をユニット18と、9〜12をユニット
19とする)。各ユニット内のそれぞれの単相交流端子
a,bは直列に接続され、両端のa,b何れかの端子
(図1ではb)は3組のユニット間でスター接続され、
他の3個の端子(図1ではa)は駆動対象である交流電
動機15の3個の入力端子(c)に接続される。以上の
組み合わせにより、3相入力、3相出力の多重PWMサ
イクロコンバータ方式の電力変換装置が構成されてい
る。
サイクロコンバータ(例1では1〜4、5〜8、9〜1
2)の単相交流端子a,bに出力される交流出力の基本
波電圧が同位相になるように制御され、3組のユニット
間は基本波電圧位相の電気角がお互いに120°位相の
異なる交流出力電圧を発生するように制御される。各3
相/単相PWMサイクロコンバータ1、2、・・・、1
2はそれぞれ単相負荷となるので、電源側の負荷バラン
スを図るため、3相トランス20の2次巻線は3組のユ
ニットのそれぞれの1〜n番目の3相/単相PWMサイ
クロコンバータ同順位のものを1グループにとしたnグ
ループに分け(例1では21、25、29と22、2
6、30と23、27、31と24、28、32の4グ
ループ)各グループ内の誘起電圧位相が等しくなるよう
に同一条件で、かつ各グループ間の位相差θj (j=
1,2,・・・,n−1)が60°÷k(1<k≦n)
あるいは0°となるように巻線を施す(例1ではk=n
=4,θ1 =θ2 =θ3 =15°である)。例1では3
相トランス20の1次巻線14はデルタ接続に、第1の
グループの2次巻線24、28、32はデルタ接続で1
次巻線14に対し電気角が同じであり、第2のグループ
の2次巻線23、27、31は千鳥接続で1次巻線14
に対し電気角15°遅れに、第3のグループの2次巻線
22、26、30はスター接続で1次巻線14に対し電
気角30°遅れに、第4のグループの2次巻線21、2
5、29は千鳥接続で1次巻線14に対し電気角45°
遅れに巻線されている。
力電圧指令をそれぞれV* U、V* V、V* Wとする。V* U、
V* V、V* Wは3相対称正弦波である。各3相/単相PW
Mサイクロコンバータ1、2、・・・、12の出力電圧
指令をそれぞれV1* 、V2 * 、V3* 、V4* 、V5
* 、V6* 、V7* 、V8* 、V9* 、V10* 、V1
1* 、V12* とする。各3相/単相PWMサイクロコ
ンバータ1、2、・・・、12の最大入力電源相電圧と
最小入力電源相電圧の瞬時値の差をそれぞれΔe1 ,Δ
e2 ,Δe3 ,Δe4 ,Δe5 ,Δe6 ,Δe7 ,Δe
8 ,Δe9 ,Δe10,Δe11,Δe12とする。また、各
ユニット17、18、19内の各3相/単相PWMサイ
クロコンバータのΔeの平均値をそれぞれΔe 17、Δe
18、Δe 19としてΔe 17 =(Δe1 +Δe2 +Δe3 +Δe4 )/4 V1* =(V* U/4)×(Δe1 /Δe 17) V2* =(V* U/4)×(Δe2 /Δe 17) V3* =(V* U/4)×(Δe3 /Δe 17) V4* =(V* U/4)×(Δe4 /Δe 17)Δe 18 =(Δe5 +Δe6 +Δe7 +Δe8 )/4 V5* =(V* V/4)×(Δe5 /Δe 18) V6* (V* V/4)×(Δe6 /Δe 18) V7* (V* V/4)×(Δe7 /Δe 18) V8* (V* V/4)×(Δe8 /Δe 18)Δe 19 =(Δe9 +Δe10+Δe11+Δe12)/4 V9* =(V* w/4)×(Δe9 /Δe 19) V10* =(V* w/4)×(Δe10/Δe 19) V11* =(V* w/4)×(Δe11/Δe 19) V12* =(V* w/4)×(Δe12/Δe 19) とする。
のΔe1 ,Δe2 ,Δe3 ,Δe4,Δe 17およびV1*
、V2* 、V3* 、V4* 、V* U/4を示す。ここで
V* U/4はユニット17の各3相/単相PWMサイクロ
コンバータの出力電圧指令の平均値である。この多重P
WMサイクロコンバータ装置の制御方法では1個のユニ
ットの各3相/単相PWMサイクロコンバータのΔeの
瞬時値によって各の3相/単相PWMサイクロコンバー
タの出力電圧指令の瞬時値を決め、すなわち、Δeが大
きい3相/単相PWMサイクロコンバータの出力電圧指
令を大きくする。逆に、Δeが小さいの方の指令を小さ
くする。そのようにすると、 Vi *≦Δei ,i=1,2,3,4 V* U =V1 *+V2 * +V3 *+V4 *≦Δe1 +Δe2 +
Δe3 +Δe4 =4×(Δe1 +Δe2 +Δe3 +Δe
4 )/4=4×Δe 17 となる。上式より、1個のユニットの総出力電圧の指令
値が各3相/単相PWMサイクロコンバータのΔeの平
均値(以下Δeと称する)のn倍を超えられないことと
なる。すなわち、max(V* )はΔeの最小値(以下
min(Δe)と称す)のn(例1ではn=4)倍と等
しく、 max(V* )=n×min(Δe)=p×n×max
(Δe) となる。なお、p[=min(Δe)/max(Δ
e)]は1個のユニットの各3相/単相PWMサイクロ
コンバータのΔeの平均値の最小値と1個の3相/単相
PWMサイクロコンバータのΔeの最大値との比であ
る。上式より、pは総入出力電圧比と等しい。例1で
は、総入出力電圧比はΔe 17の最小値とΔe1 (あるい
はΔe2 、Δe3 、Δe4 )の最大値の比(0.95)
となる。
WMサイクロコンバータの出力電圧指令の波形は総出力
電圧指令の波形(例1は正弦波)と異るが、同ユニット
の各3相/単相PWMサイクロコンバータ出力電圧指令
の平均値の波形は総出力電圧の波形と同じである。図4
は本発明の多重PWMサイクロコンバータ装置の第2実
施例(以下例2と称する)の構成図、図5は例2におけ
る1ユニットの各信号の波形図である。例2の多重PW
Mサイクロコンバータ装置は、図1の例1の3相トラン
ス20を3相トランス40に、例1の3相トランス20
の1次巻線14を3相トランス40の1次巻線16に、
例1の3相トランス20の2次巻線21〜32を3相ト
ランス40の2次巻線41〜52に変更したもので、駆
動対象15と3相/単相PWMサイクロコンバータ1〜
12と交流電源13は図1と同じである。
0の2次巻線の構成である。例2の場合には、3相トラ
ンス40の2次巻線は3組のユニットのそれぞれの1〜
n番目の3相/単相PWMサイクロコンバータ同順位の
ものを1グループにとしたnグループに分け(例2では
41、45、49と42、46、50と43、47、5
1と44、48、52の4グループ)、またn個のグル
ープをkセットに分け(1≦k≦n)、各セット内の誘
超電圧位相が等しくなるように同一条件で、かつ各セッ
ト間では60°÷kの位相差となるように巻線を施す。
(例2ではn=4,k=2,θ1 =0°,θ2 =30
°,θ3 =0°である)。例2では3相トランス40の
1次巻線16はデルタ接続に、第1のグループの2次巻
線44、48、52と第2のグループの2次巻線43、
47、51はデルタ接続で1次巻線16に対し電気角が
同じであり、第3のグループの2次巻線42、46、5
0と第4のグループの2次巻線41、45、49はスタ
ー接続で1次巻線16に対し電気角30°遅れに巻線さ
れている。
ンバータの制御方法すなわち各3相/単相PWMサイク
ロコンバータの出力電圧指令の計算は例1と同じであ
る。図5に例として例2の場合のユニット17のΔe
1 、Δe2 、Δe3 、Δe4 Δe 17およびV1* 、V2*
、V3* 、V4* 、V* U/4を示す。この場合には、
Δe1 =Δe2 、Δe3 =Δe4 、V1* =V2* 、V
3* =V4* となり、総入出力電圧比はΔe 17の最小値
とΔe1 (あるいはΔe2 、Δe3 、Δe4 )の最大値
の比(0.933)となる。例1のn(n=4)と例2
のn(n=4)が同じであるが、総入出力電圧比は例1
の場合0.95で、例2の場合0.933である。しか
し、例2の場合には3相トランスの1次巻線の電流波形
の高次高調波は例1の場合より小さい。
に、本発明の多重PWMサイクロコンバータ装置におい
て、総入出力電圧比は1個のユニットの各3相/単相P
WMサイクロコンバータのΔeの平均値(Δe)の最小
値と1個の3相/単相PWMサイクロコンバータのΔe
の最大値の比pとなる。図6にk=2,3,4,8の場
合の1個のユニットの各3相/単相PWMサイクロコン
バータのΔeの平均値(Δe)が太い実線で示されてい
る。また、kに対応する総入出力電圧比の値を表1に示
す。
出力電圧比は0.9549となって、多重PWMインバ
ータの総入出力電圧比と同じ値となる。k=4の場合は
多重PWMインバータの総入出力電圧比とほぼ同じであ
る。また、k=2の場合でも、総入出力電圧比が0.9
33となり、総入出力電圧比の増加が実現されている。
相PWMサイクロコンバータの出力電圧の位相を制御
し、また、1個のユニットの3相/単相PWMサイクロ
コンバータの出力電圧指令の瞬時値を、最大入力電源相
電圧と最小入力電源相電圧の瞬時値の差Δeが大きいと
きは大きく、逆にΔeが小さいときは小さく計算して出
力することにより、多重PWMインバータに匹敵する総
入出力電圧比が実現するという効果がある。
第1実施例の構成図である。
電源相電圧の波形図、(b)は(a)の最大入力電源相
電圧と最小入力電源相電圧の波形図、(c)は(b)の
最大入力電源相電圧と最小入力電源相電圧の差Δeの変
化を示す図である。
る。
第2実施例の構成図である。
る。
3相/単相PWMサイクロコンバータのΔeの平均値を
示す図である。
ンバータ 13 交流電源 14、16 1次巻線 15 交流電動機 17、18、19 ユニット 20、40 3相トランス 21、22、・・・32、41、42、・・・、52
2次巻線
Claims (2)
- 【請求項1】 一定電圧一定周波数の交流電圧から任意
の振幅および周波数の交流電圧に変換する電力変換装置
の制御方法であって、 mを相数とすると、1組の1次巻線とm×n(m=1,
2,3,・・・,n=2,3,4,・・・)組の2次巻
線を持った1個の3相トランスと、前記2次巻線とそれ
ぞれ接続するm×n個の3相/単相パルス幅変調サイク
ロコンバータとを備え、 前記3相トランスの前記1次巻線は外部の交流電源と接
続し、前記2次巻線は前記3相/単相パルス幅変調サイ
クロコンバータを含めてn組を1ユニットとするmユニ
ットに編成され、各ユニット内の前記2次巻線のj組目
とj+1組目の間の電気角をθj とし、θj (j=1,
2,・・・,n−1)を所要の角度とし、かつ前記mユ
ニットの同順位の2次巻線が互いに対応して、かつ各ユ
ニットにおいて前記3相/単相パルス幅変調サイクロコ
ンバータを含めたn個のグループを構成するように接続
され、 前記3相/単相パルス幅変調サイクロコンバータは、前
記3相トランスの前記2次巻線と接続する3相交流端子
と、外部に接続する単相交流端子とを有し、 同一の前記ユニット内の3相/単相パルス幅変調サイク
ロコンバータの単相交流端子は直列に接続され、前記ユ
ニットの一方の端子は、m組の前記ユニット間で接続さ
れ、他の一方のm個の端子は駆動対象である外部のm個
の入力端子に接続されている多重パルス幅変調サイクロ
コンバータ装置の制御方法において、 同じ前記ユニットでは、n個の前記3相/単相パルス幅
変調サイクロコンバータの前記単相交流端子に出力され
る交流出力電圧が、同位相になり、m組の前記ユニット
間では基本波電圧位相の電気角が互いに所要の角度異な
る位相となるように制御し、 1組の前記ユニットでは、m組の前記ユニット間の接続
の中心から第i段目(i=1,2,・・・,n)の3相
/単相パルス幅変調サイクロコンバータの最大入力電源
相電圧と最小入力電源相電圧の瞬時値の差をΔei と
し、(Δe1 +Δe2 +・・・+Δen )/nをΔeと
し、前記ユニットの出力電圧指令値をV*とし、前記ユ
ニットの第i段目(i=1,2,・・・,n)の3相/
単相パルス幅変調サイクロコンバータの出力電圧指令値
をVi *とした時、出力電圧指令Vi *を Vi *=(V* /n)×(Δei /Δe) と計算し出力することを特徴とする多重パルス幅変調サ
イクロコンバータ装置の制御方法。 - 【請求項2】 一定電圧一定周波数の交流電圧から任意
の振幅および周波数の交流電圧に変換する電力変換装置
であって、 mを相数とすると、1組の1次巻線とm×n(m=1,
2,3,・・・,n=2,3,4,・・・)組の2次巻
線を持った1個の3相トランスと、前記2次巻線とそれ
ぞれ接続するm×n個の3相/単相パルス幅変調サイク
ロコンバータとを備え、 前記3相トランスの前記1次巻線は外部の交流電源と接
続し、前記2次巻線は前記3相/単相パルス幅変調サイ
クロコンバータを含めてn組を1ユニットとするmユニ
ットに編成され、各ユニット内の前記2次巻線のj組目
とj+1組目の間の電気角をθj とし、θj (j=1,
2,・・・,n−1)を所要の角度とし、かつ前記mユ
ニットの同順位の2次巻線が互いに対応して、かつ各ユ
ニットにおいて前記3相/単相パルス幅変調サイクロコ
ンバータを含めたn個のグループを構成するように接続
され、前記3相/単相パルス幅変調サイクロコンバータ
は、前記3相トランスの前記2次巻線と接続する3相交
流端子と、外部に接続する単相交流端子とを有し、 同一の前記ユニット内の3相/単相パルス幅変調サイク
ロコンバータの単相交流端子は直列に接続され、前記ユ
ニットの一方の端子は、m組の前記ユニット間で接続さ
れ、他の一方のm個の端子は駆動対象である外部のm個
の入力端子に接続され、 同じ前記ユニットでは、n個の前記3相/単相パルス幅
変調サイクロコンバータの前記単相交流端子に出力され
る交流出力電圧が、同位相になり、m組の前記ユニット
間では基本波電圧位相の電気角が互いに所要の角度異な
る位相となるように制御され、1組の前記ユニットで
は、m組の前記ユニット間の接続の中心から第i段目
(i=1,2,・・・,n)の3相/単相パルス幅変調
サイクロコンバータの最大入力電源相電圧と最小入力電
源相電圧の瞬時値の差をΔei とし、(Δe1 +Δe2
+・・・+Δen )/nをΔeとし、前記ユニットの出
力電圧指令値をV* とし、前記ユニットの第i段目(i
=1,2,・・・,n)の3相/単相パルス幅変調サイ
クロコンバータの出力電圧指令値をVi *とした時、出力
電圧指令Vi *を Vi *=(V* /n)×(Δei /Δe) と計算し出力する多重パルス幅変調サイクロコンバータ
装置。
Priority Applications (1)
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---|---|---|---|
JP09573797A JP3856053B2 (ja) | 1997-04-14 | 1997-04-14 | 直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置およびその制御方法 |
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JP09573797A JP3856053B2 (ja) | 1997-04-14 | 1997-04-14 | 直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置およびその制御方法 |
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JPH10290568A true JPH10290568A (ja) | 1998-10-27 |
JP3856053B2 JP3856053B2 (ja) | 2006-12-13 |
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JP09573797A Expired - Lifetime JP3856053B2 (ja) | 1997-04-14 | 1997-04-14 | 直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置およびその制御方法 |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2006174559A (ja) * | 2004-12-14 | 2006-06-29 | Yaskawa Electric Corp | 直列多重マトリックスコンバータの電流極性検出判定方法および装置 |
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-
1997
- 1997-04-14 JP JP09573797A patent/JP3856053B2/ja not_active Expired - Lifetime
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JP4617864B2 (ja) * | 2004-12-14 | 2011-01-26 | 株式会社安川電機 | 直列多重マトリックスコンバータの電流極性検出判定方法および装置 |
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