JPH10290568A - 多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置およびその制御方法 - Google Patents
多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置およびその制御方法Info
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- JPH10290568A JPH10290568A JP9573797A JP9573797A JPH10290568A JP H10290568 A JPH10290568 A JP H10290568A JP 9573797 A JP9573797 A JP 9573797A JP 9573797 A JP9573797 A JP 9573797A JP H10290568 A JPH10290568 A JP H10290568A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 入力電源線間電圧に対する出力できる最大電
圧の比、すなわち総入出力電圧比を大きくしてシステム
容量を増加させて小型化された多重パルス幅変調サイク
ロコンバータ装置およびその制御方法を提供する。 【解決手段】 ユニット１７を例にとれば、最大入力電
源相電圧と最小入力電源相電圧の瞬時値の差Δｅが大き
い３相／単相パルス幅変調サイクロコンバータ１、２、
３、４の出力電圧指令を大きく、逆にΔｅが小さい３相
／単相パルス幅変調サイクロコンバータ１、２、３、４
の出力電圧指令を小さく計算して出力する。
圧の比、すなわち総入出力電圧比を大きくしてシステム
容量を増加させて小型化された多重パルス幅変調サイク
ロコンバータ装置およびその制御方法を提供する。 【解決手段】 ユニット１７を例にとれば、最大入力電
源相電圧と最小入力電源相電圧の瞬時値の差Δｅが大き
い３相／単相パルス幅変調サイクロコンバータ１、２、
３、４の出力電圧指令を大きく、逆にΔｅが小さい３相
／単相パルス幅変調サイクロコンバータ１、２、３、４
の出力電圧指令を小さく計算して出力する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、一定電圧一定周波
数の交流電圧から任意の振幅および周波数の交流電圧に
変換する電力変換装置に関し、特に多重パルス幅変調サ
イクロコンバータ（以下多重ＰＷＭサイクロコンバータ
と称する）装置およびその制御方法に関する。
数の交流電圧から任意の振幅および周波数の交流電圧に
変換する電力変換装置に関し、特に多重パルス幅変調サ
イクロコンバータ（以下多重ＰＷＭサイクロコンバータ
と称する）装置およびその制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＰＣＴ／ＪＰ９６／０２４９５に開示さ
れている多重３相ＰＷＭサイクロコンバータ方式の電力
変換装置では、複数個の３相／単相パルス幅変調サイク
ロコンバータ（以下、３相／単相ＰＷＭサイクロコンバ
ータと称する）で１個のユニットが構成されている。こ
の場合、入力電流を高調波を含まない正弦波に制御する
ためには、各３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの入
力電源電圧の振幅を同じに設定することが必要である。
図２（ａ）は１個の３相／単相ＰＷＭサイクロコンバー
タの３相入力電源相電圧ｅr ，ｅs およびｅt の波形を
示している。同図（ｂ）は（ａ）の最大入力電源相電圧
ｅmax および図の負方向の最大相電圧値を最小入力電源
相電圧と定義したときの最小電源相電圧ｅmin を示して
いる。同図（ｃ）は（ｂ）の最大入力電源相電圧ｅmax
と最小入力電源相電圧ｅmin の差Δｅの変化を示してい
る。ここでΔｅは変動するので、Δｅの最大値をｍａｘ
（Δｅ）とし、Δｅの最小値をｍｉｎ（Δｅ）とする。
このとき、入力電源電圧の位相に関係なく、出力できる
電圧値はｍｉｎ（Δｅ）以下である。すなわち、１個の
３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータにおける出力電圧
指令の最大値はｍｉｎ（Δｅ）である。このｍｉｎ（Δ
ｅ）は入力電源線間電圧の最大値すなわちｍａｘ（Δ
ｅ）の０．８６６倍である。よって、１個の３相／単相
ＰＷＭサイクロコンバータの入力電源線間電圧の最大値
に対するその３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータが出
力できる最大電圧の比（以下入出力電圧比と称する）は
０．８６６である。
れている多重３相ＰＷＭサイクロコンバータ方式の電力
変換装置では、複数個の３相／単相パルス幅変調サイク
ロコンバータ（以下、３相／単相ＰＷＭサイクロコンバ
ータと称する）で１個のユニットが構成されている。こ
の場合、入力電流を高調波を含まない正弦波に制御する
ためには、各３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの入
力電源電圧の振幅を同じに設定することが必要である。
図２（ａ）は１個の３相／単相ＰＷＭサイクロコンバー
タの３相入力電源相電圧ｅr ，ｅs およびｅt の波形を
示している。同図（ｂ）は（ａ）の最大入力電源相電圧
ｅmax および図の負方向の最大相電圧値を最小入力電源
相電圧と定義したときの最小電源相電圧ｅmin を示して
いる。同図（ｃ）は（ｂ）の最大入力電源相電圧ｅmax
と最小入力電源相電圧ｅmin の差Δｅの変化を示してい
る。ここでΔｅは変動するので、Δｅの最大値をｍａｘ
（Δｅ）とし、Δｅの最小値をｍｉｎ（Δｅ）とする。
このとき、入力電源電圧の位相に関係なく、出力できる
電圧値はｍｉｎ（Δｅ）以下である。すなわち、１個の
３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータにおける出力電圧
指令の最大値はｍｉｎ（Δｅ）である。このｍｉｎ（Δ
ｅ）は入力電源線間電圧の最大値すなわちｍａｘ（Δ
ｅ）の０．８６６倍である。よって、１個の３相／単相
ＰＷＭサイクロコンバータの入力電源線間電圧の最大値
に対するその３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータが出
力できる最大電圧の比（以下入出力電圧比と称する）は
０．８６６である。
【０００３】従来の多重ＰＷＭサイクロコンバータの制
御方法では、１個のユニットの３相／単相ＰＷＭサイク
ロコンバータの瞬時出力電圧指令値は全部同じである。
すなわち、各３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１〜
ｎの出力電圧指令値をＶi *とし、３相／単相ＰＷＭサイ
クロコンバータ１〜ｎで構成するユニットの総出力電圧
指令値をＶ*とすれば、Ｖi *＝（Ｖ* ／ｎ），ｉ＝１，
２，・・・，ｎとなる。前述したように、 Ｖi * ＜ｍｉｎ（Δｅi ）＝ｍｉｎ（Δｅ） となる。よって、 Ｖ* ＝Ｖ1 *＋Ｖ2 *＋・・・＋Ｖn *＜ｎ×ｍｉｎ（Δｅ） ＝０．８６６×ｎ×ｍａｘ（Δｅ） となる。よって、ユニットの総出力電圧指令の最大値
（以下ｍａｘ（Ｖ* ）と称する）はｍａｘ（Δｅ）の
０．８６６×ｎ倍であって、ｍａｘ（Ｖ* ）＝ｎ×ｍｉ
ｎ（Δｅ）＝０．８６６×ｎ×ｍａｘ（Δｅ）となる。
すなわち、１個の３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ
の入力電源線間電圧の最大値のｎ倍に対するそのｎ個の
３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータが構成しているユ
ニットが出力できる最大総電圧の比（以下総入出力電圧
比と称する）は０．８６６である。
御方法では、１個のユニットの３相／単相ＰＷＭサイク
ロコンバータの瞬時出力電圧指令値は全部同じである。
すなわち、各３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１〜
ｎの出力電圧指令値をＶi *とし、３相／単相ＰＷＭサイ
クロコンバータ１〜ｎで構成するユニットの総出力電圧
指令値をＶ*とすれば、Ｖi *＝（Ｖ* ／ｎ），ｉ＝１，
２，・・・，ｎとなる。前述したように、 Ｖi * ＜ｍｉｎ（Δｅi ）＝ｍｉｎ（Δｅ） となる。よって、 Ｖ* ＝Ｖ1 *＋Ｖ2 *＋・・・＋Ｖn *＜ｎ×ｍｉｎ（Δｅ） ＝０．８６６×ｎ×ｍａｘ（Δｅ） となる。よって、ユニットの総出力電圧指令の最大値
（以下ｍａｘ（Ｖ* ）と称する）はｍａｘ（Δｅ）の
０．８６６×ｎ倍であって、ｍａｘ（Ｖ* ）＝ｎ×ｍｉ
ｎ（Δｅ）＝０．８６６×ｎ×ｍａｘ（Δｅ）となる。
すなわち、１個の３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ
の入力電源線間電圧の最大値のｎ倍に対するそのｎ個の
３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータが構成しているユ
ニットが出力できる最大総電圧の比（以下総入出力電圧
比と称する）は０．８６６である。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の制御方
法では、多重３相ＰＷＭサイクロコンバータの総入出力
電圧比が０．８６６であって、多重３相ＰＷＭインバー
タの総入出力電圧比０．９５４９に比べて低く、同じ規
模のスイッチで構成した場合、システム容量が低いとい
う欠点がある。本発明の目的は、多重ＰＷＭサイクロコ
ンバータの総入出力電圧比を増大させ、システムを小型
化した電力変換装置を実現する多重ＰＷＭサイクロコン
バータの制御方法および装置を提供することである。
法では、多重３相ＰＷＭサイクロコンバータの総入出力
電圧比が０．８６６であって、多重３相ＰＷＭインバー
タの総入出力電圧比０．９５４９に比べて低く、同じ規
模のスイッチで構成した場合、システム容量が低いとい
う欠点がある。本発明の目的は、多重ＰＷＭサイクロコ
ンバータの総入出力電圧比を増大させ、システムを小型
化した電力変換装置を実現する多重ＰＷＭサイクロコン
バータの制御方法および装置を提供することである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明の多重パルス幅変
調サイクロコンバータ装置の制御方法は、一定電圧一定
周波数の交流電圧から任意の振幅および周波数の交流電
圧に変換する電力変換装置の制御方法であって、ｍを相
数とすると１組の１次巻線とｍ×ｎ（ｍ＝１，２，３，
・・・，ｎ＝２，３，４，・・・）組の２次巻線を持っ
た１個の３相トランスと、前記２次巻線とそれぞれ接続
するｍ×ｎ個の３相／単相パルス幅変調サイクロコンバ
ータとを備え、前記３相トランスの前記１次巻線は外部
の交流電源と接続し、前記２次巻線は前記３相／単相パ
ルス幅変調サイクロコンバータを含めてｎ組を１ユニッ
トとするｍユニットに編成され、各ユニット内の前記２
次巻線のｊ組目とｊ＋１組目の間の電気角をθj とし、
θj （ｊ＝１，２，・・・，ｎ−１）を所要の角度と
し、かつ前記ｍユニットの同順位の２次巻線が互いに対
応して、かつ各ユニットにおいて前記３相／単相パルス
幅変調サイクロコンバータを含めたｎ個のグループを構
成するように接続され、前記３相／単相パルス幅変調サ
イクロコンバータは、前記３相トランスの前記２次巻線
と接続する３相交流端子と、外部に接続する単相交流端
子とを有し、同一の前記ユニット内の３相／単相パルス
幅変調サイクロコンバータの単相交流端子は直列に接続
され、前記ユニットの一方の端子は、ｍ組の前記ユニッ
ト間で接続され、他の一方のｍ個の端子は駆動対象であ
る外部のｍ個の入力端子に接続されている多重パルス幅
変調サイクロコンバータ装置の制御方法において、同じ
ユニットでは、ｎ個の３相／単相パルス幅変調サイクロ
コンバータの単相交流端子に出力される交流出力電圧
が、同位相になり、ｍ組のユニット間では基本波電圧位
相の電気角が互いに任意の角度異なる位相となるように
制御し、１組の前記ユニットでは、ｍ組の前記ユニット
間の接続の中心から第ｉ段目（ｉ＝１，２，・・・，
ｎ）の３相／単相パルス幅変調サイクロコンバータの最
大入力電源相電圧と最小入力電源相電圧の瞬時値の差を
Δｅi とし、（Δｅ1 ＋Δｅ2 ＋・・・＋Δｅn ）／ｎ
をΔｅとし、前記ユニットの出力電圧指令値をＶ*と
し、前記ユニットの第ｉ段目（ｉ＝１，２，・・・，
ｎ）の３相／単相パルス幅変調サイクロコンバータの出
力電圧指令値をＶi *とした時、出力電圧指令Ｖi *を Ｖi *＝（Ｖ* ／ｎ）×（Δｅi ／Δｅ） と計算し出力する。
調サイクロコンバータ装置の制御方法は、一定電圧一定
周波数の交流電圧から任意の振幅および周波数の交流電
圧に変換する電力変換装置の制御方法であって、ｍを相
数とすると１組の１次巻線とｍ×ｎ（ｍ＝１，２，３，
・・・，ｎ＝２，３，４，・・・）組の２次巻線を持っ
た１個の３相トランスと、前記２次巻線とそれぞれ接続
するｍ×ｎ個の３相／単相パルス幅変調サイクロコンバ
ータとを備え、前記３相トランスの前記１次巻線は外部
の交流電源と接続し、前記２次巻線は前記３相／単相パ
ルス幅変調サイクロコンバータを含めてｎ組を１ユニッ
トとするｍユニットに編成され、各ユニット内の前記２
次巻線のｊ組目とｊ＋１組目の間の電気角をθj とし、
θj （ｊ＝１，２，・・・，ｎ−１）を所要の角度と
し、かつ前記ｍユニットの同順位の２次巻線が互いに対
応して、かつ各ユニットにおいて前記３相／単相パルス
幅変調サイクロコンバータを含めたｎ個のグループを構
成するように接続され、前記３相／単相パルス幅変調サ
イクロコンバータは、前記３相トランスの前記２次巻線
と接続する３相交流端子と、外部に接続する単相交流端
子とを有し、同一の前記ユニット内の３相／単相パルス
幅変調サイクロコンバータの単相交流端子は直列に接続
され、前記ユニットの一方の端子は、ｍ組の前記ユニッ
ト間で接続され、他の一方のｍ個の端子は駆動対象であ
る外部のｍ個の入力端子に接続されている多重パルス幅
変調サイクロコンバータ装置の制御方法において、同じ
ユニットでは、ｎ個の３相／単相パルス幅変調サイクロ
コンバータの単相交流端子に出力される交流出力電圧
が、同位相になり、ｍ組のユニット間では基本波電圧位
相の電気角が互いに任意の角度異なる位相となるように
制御し、１組の前記ユニットでは、ｍ組の前記ユニット
間の接続の中心から第ｉ段目（ｉ＝１，２，・・・，
ｎ）の３相／単相パルス幅変調サイクロコンバータの最
大入力電源相電圧と最小入力電源相電圧の瞬時値の差を
Δｅi とし、（Δｅ1 ＋Δｅ2 ＋・・・＋Δｅn ）／ｎ
をΔｅとし、前記ユニットの出力電圧指令値をＶ*と
し、前記ユニットの第ｉ段目（ｉ＝１，２，・・・，
ｎ）の３相／単相パルス幅変調サイクロコンバータの出
力電圧指令値をＶi *とした時、出力電圧指令Ｖi *を Ｖi *＝（Ｖ* ／ｎ）×（Δｅi ／Δｅ） と計算し出力する。
【０００６】本発明の多重パルス幅変調サイクロコンバ
ータ装置は、ｍを相数とすると１組の１次巻線とｍ×ｎ
（ｍ＝１，２，３，・・・，ｎ＝２，３，４，・・・）
組の２次巻線を持った１個の３相トランスと、前記２次
巻線とそれぞれ接続するｍ×ｎ個の３相／単相パルス幅
変調サイクロコンバータとを備え、前記３相トランスの
前記１次巻線は外部の交流電源と接続し、前記２次巻線
は前記３相／単相パルス幅変調サイクロコンバータを含
めてｎ組を１ユニットとするｍユニットに編成され、各
ユニット内の前記２次巻線のｊ組目とｊ＋１組目の間の
電気角をθj とし、θj （ｊ＝１，２，・・・，ｎ−
１）を所要の角度とし、かつ前記ｍユニットの同順位の
２次巻線が互いに対応して、かつ各ユニットにおいて前
記３相／単相パルス幅変調サイクロコンバータを含めた
ｎ個のグループを構成するように接続され、前記３相／
単相パルス幅変調サイクロコンバータは、前記３相トラ
ンスの前記２次巻線と接続する３相交流端子と、外部に
接続する単相交流端子とを有し、同一の前記ユニット内
の３相／単相パルス幅変調サイクロコンバータの単相交
流端子は直列に接続され、前記ユニットの一方の端子
は、ｍ組の前記ユニット間で接続され、他の一方のｍ個
の端子は駆動対象である外部のｍ個の入力端子に接続さ
れ、同じ前記ユニットでは、ｎ個の前記３相／単相パル
ス幅変調サイクロコンバータの前記単相交流端子に出力
される交流出力電圧が、同位相になり、ｍ組の前記ユニ
ット間では基本波電圧位相の電気角が互いに任意な角度
異なる位相となるように制御され、１組の前記ユニット
では、ｍ組の前記ユニット間の接続の中心から第ｉ段目
（ｉ＝１，２，・・・，ｎ）の３相／単相パルス幅変調
サイクロコンバータの最大入力電源相電圧と最小入力電
源相電圧の瞬時値の差をΔｅi とし、（Δｅ1 ＋Δｅ2
＋・・・＋Δｅn ）／ｎをΔｅとし、前記ユニットの出
力電圧指令値をＶ* とし、このユニットの第ｉ段目（ｉ
＝１，２，・・・，ｎ）の３相／単相パルス幅変調サイ
クロコンバータの出力電圧指令値をＶi *とした時、出力
電圧指令Ｖi *を Ｖi *＝（Ｖ* ／ｎ）×（Δｅi ／Δｅ） と計算し出力される。
ータ装置は、ｍを相数とすると１組の１次巻線とｍ×ｎ
（ｍ＝１，２，３，・・・，ｎ＝２，３，４，・・・）
組の２次巻線を持った１個の３相トランスと、前記２次
巻線とそれぞれ接続するｍ×ｎ個の３相／単相パルス幅
変調サイクロコンバータとを備え、前記３相トランスの
前記１次巻線は外部の交流電源と接続し、前記２次巻線
は前記３相／単相パルス幅変調サイクロコンバータを含
めてｎ組を１ユニットとするｍユニットに編成され、各
ユニット内の前記２次巻線のｊ組目とｊ＋１組目の間の
電気角をθj とし、θj （ｊ＝１，２，・・・，ｎ−
１）を所要の角度とし、かつ前記ｍユニットの同順位の
２次巻線が互いに対応して、かつ各ユニットにおいて前
記３相／単相パルス幅変調サイクロコンバータを含めた
ｎ個のグループを構成するように接続され、前記３相／
単相パルス幅変調サイクロコンバータは、前記３相トラ
ンスの前記２次巻線と接続する３相交流端子と、外部に
接続する単相交流端子とを有し、同一の前記ユニット内
の３相／単相パルス幅変調サイクロコンバータの単相交
流端子は直列に接続され、前記ユニットの一方の端子
は、ｍ組の前記ユニット間で接続され、他の一方のｍ個
の端子は駆動対象である外部のｍ個の入力端子に接続さ
れ、同じ前記ユニットでは、ｎ個の前記３相／単相パル
ス幅変調サイクロコンバータの前記単相交流端子に出力
される交流出力電圧が、同位相になり、ｍ組の前記ユニ
ット間では基本波電圧位相の電気角が互いに任意な角度
異なる位相となるように制御され、１組の前記ユニット
では、ｍ組の前記ユニット間の接続の中心から第ｉ段目
（ｉ＝１，２，・・・，ｎ）の３相／単相パルス幅変調
サイクロコンバータの最大入力電源相電圧と最小入力電
源相電圧の瞬時値の差をΔｅi とし、（Δｅ1 ＋Δｅ2
＋・・・＋Δｅn ）／ｎをΔｅとし、前記ユニットの出
力電圧指令値をＶ* とし、このユニットの第ｉ段目（ｉ
＝１，２，・・・，ｎ）の３相／単相パルス幅変調サイ
クロコンバータの出力電圧指令値をＶi *とした時、出力
電圧指令Ｖi *を Ｖi *＝（Ｖ* ／ｎ）×（Δｅi ／Δｅ） と計算し出力される。
【０００７】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施形態について
図面を参照して説明する。図１は本発明の多重ＰＷＭサ
イクロコンバータ装置の第１実施例（以下例１と称す
る）の構成図、図２（ａ）は３相／単相サイクロコンバ
ータの入力電源相電圧の波形図、同図（ｂ）は（ａ）の
最大入力電源相電圧と最小入力電源相電圧の波形図、同
図（ｃ）は（ｂ）の最大入力電源相電圧と最小入力電源
相電圧の差Δｅの変化を示す図、図３は例１における１
ユニットの各信号の波形図である。図１の多重ＰＷＭサ
イクロコンバータ装置は３相トランス２０と３相／単相
ＰＷＭサイクロコンバータ１、２、・・・、１２とから
なり、交流入力電源１３に接続されて交流電動機１５を
駆動するように構成されている。
図面を参照して説明する。図１は本発明の多重ＰＷＭサ
イクロコンバータ装置の第１実施例（以下例１と称す
る）の構成図、図２（ａ）は３相／単相サイクロコンバ
ータの入力電源相電圧の波形図、同図（ｂ）は（ａ）の
最大入力電源相電圧と最小入力電源相電圧の波形図、同
図（ｃ）は（ｂ）の最大入力電源相電圧と最小入力電源
相電圧の差Δｅの変化を示す図、図３は例１における１
ユニットの各信号の波形図である。図１の多重ＰＷＭサ
イクロコンバータ装置は３相トランス２０と３相／単相
ＰＷＭサイクロコンバータ１、２、・・・、１２とから
なり、交流入力電源１３に接続されて交流電動機１５を
駆動するように構成されている。
【０００８】一般には多重ＰＷＭサイクロコンバータ装
置は３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータをｍ×ｎ個の
組み合わせた構成となるが、図１ではｍ＝３，ｎ＝４の
例を示している。例１で１２個の３相／単相ＰＷＭサイ
クロコンバータ１、２、・・・、１２の交流端子ｒ，
ｓ，ｔはそれぞれ３相トランス２０の１２組の２次巻線
２１、２２、２３、・・・、３２に接続されている。３
相トランス２０は１組の１次巻線１４と１２組の２次巻
線２１、２２、・・・、３２を持ち、１次巻線１４は交
流電源１３に接続される。ｎ個（例１では４個）の３相
／単相ＰＷＭサイクロコンバータを１ユニットとして全
体を３ユニットで構成する（例１では１〜４をユニット
１７と、５〜８をユニット１８と、９〜１２をユニット
１９とする）。各ユニット内のそれぞれの単相交流端子
ａ，ｂは直列に接続され、両端のａ，ｂ何れかの端子
（図１ではｂ）は３組のユニット間でスター接続され、
他の３個の端子（図１ではａ）は駆動対象である交流電
動機１５の３個の入力端子（ｃ）に接続される。以上の
組み合わせにより、３相入力、３相出力の多重ＰＷＭサ
イクロコンバータ方式の電力変換装置が構成されてい
る。
置は３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータをｍ×ｎ個の
組み合わせた構成となるが、図１ではｍ＝３，ｎ＝４の
例を示している。例１で１２個の３相／単相ＰＷＭサイ
クロコンバータ１、２、・・・、１２の交流端子ｒ，
ｓ，ｔはそれぞれ３相トランス２０の１２組の２次巻線
２１、２２、２３、・・・、３２に接続されている。３
相トランス２０は１組の１次巻線１４と１２組の２次巻
線２１、２２、・・・、３２を持ち、１次巻線１４は交
流電源１３に接続される。ｎ個（例１では４個）の３相
／単相ＰＷＭサイクロコンバータを１ユニットとして全
体を３ユニットで構成する（例１では１〜４をユニット
１７と、５〜８をユニット１８と、９〜１２をユニット
１９とする）。各ユニット内のそれぞれの単相交流端子
ａ，ｂは直列に接続され、両端のａ，ｂ何れかの端子
（図１ではｂ）は３組のユニット間でスター接続され、
他の３個の端子（図１ではａ）は駆動対象である交流電
動機１５の３個の入力端子（ｃ）に接続される。以上の
組み合わせにより、３相入力、３相出力の多重ＰＷＭサ
イクロコンバータ方式の電力変換装置が構成されてい
る。
【０００９】同一ユニット内のｎ個の３相／単相ＰＷＭ
サイクロコンバータ（例１では１〜４、５〜８、９〜１
２）の単相交流端子ａ，ｂに出力される交流出力の基本
波電圧が同位相になるように制御され、３組のユニット
間は基本波電圧位相の電気角がお互いに１２０°位相の
異なる交流出力電圧を発生するように制御される。各３
相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１、２、・・・、１
２はそれぞれ単相負荷となるので、電源側の負荷バラン
スを図るため、３相トランス２０の２次巻線は３組のユ
ニットのそれぞれの１〜ｎ番目の３相／単相ＰＷＭサイ
クロコンバータ同順位のものを１グループにとしたｎグ
ループに分け（例１では２１、２５、２９と２２、２
６、３０と２３、２７、３１と２４、２８、３２の４グ
ループ）各グループ内の誘起電圧位相が等しくなるよう
に同一条件で、かつ各グループ間の位相差θj （ｊ＝
１，２，・・・，ｎ−１）が６０°÷ｋ（１＜ｋ≦ｎ）
あるいは０°となるように巻線を施す（例１ではｋ＝ｎ
＝４，θ1 ＝θ2 ＝θ3 ＝１５°である）。例１では３
相トランス２０の１次巻線１４はデルタ接続に、第１の
グループの２次巻線２４、２８、３２はデルタ接続で１
次巻線１４に対し電気角が同じであり、第２のグループ
の２次巻線２３、２７、３１は千鳥接続で１次巻線１４
に対し電気角１５°遅れに、第３のグループの２次巻線
２２、２６、３０はスター接続で１次巻線１４に対し電
気角３０°遅れに、第４のグループの２次巻線２１、２
５、２９は千鳥接続で１次巻線１４に対し電気角４５°
遅れに巻線されている。
サイクロコンバータ（例１では１〜４、５〜８、９〜１
２）の単相交流端子ａ，ｂに出力される交流出力の基本
波電圧が同位相になるように制御され、３組のユニット
間は基本波電圧位相の電気角がお互いに１２０°位相の
異なる交流出力電圧を発生するように制御される。各３
相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１、２、・・・、１
２はそれぞれ単相負荷となるので、電源側の負荷バラン
スを図るため、３相トランス２０の２次巻線は３組のユ
ニットのそれぞれの１〜ｎ番目の３相／単相ＰＷＭサイ
クロコンバータ同順位のものを１グループにとしたｎグ
ループに分け（例１では２１、２５、２９と２２、２
６、３０と２３、２７、３１と２４、２８、３２の４グ
ループ）各グループ内の誘起電圧位相が等しくなるよう
に同一条件で、かつ各グループ間の位相差θj （ｊ＝
１，２，・・・，ｎ−１）が６０°÷ｋ（１＜ｋ≦ｎ）
あるいは０°となるように巻線を施す（例１ではｋ＝ｎ
＝４，θ1 ＝θ2 ＝θ3 ＝１５°である）。例１では３
相トランス２０の１次巻線１４はデルタ接続に、第１の
グループの２次巻線２４、２８、３２はデルタ接続で１
次巻線１４に対し電気角が同じであり、第２のグループ
の２次巻線２３、２７、３１は千鳥接続で１次巻線１４
に対し電気角１５°遅れに、第３のグループの２次巻線
２２、２６、３０はスター接続で１次巻線１４に対し電
気角３０°遅れに、第４のグループの２次巻線２１、２
５、２９は千鳥接続で１次巻線１４に対し電気角４５°
遅れに巻線されている。
【００１０】例１では各ユニット１７、１８、１９の出
力電圧指令をそれぞれＶ* U、Ｖ* V、Ｖ* Wとする。Ｖ* U、
Ｖ* V、Ｖ* Wは３相対称正弦波である。各３相／単相ＰＷ
Ｍサイクロコンバータ１、２、・・・、１２の出力電圧
指令をそれぞれＶ１* 、Ｖ２ * 、Ｖ３* 、Ｖ４* 、Ｖ５
* 、Ｖ６* 、Ｖ７* 、Ｖ８* 、Ｖ９* 、Ｖ１０* 、Ｖ１
１* 、Ｖ１２* とする。各３相／単相ＰＷＭサイクロコ
ンバータ１、２、・・・、１２の最大入力電源相電圧と
最小入力電源相電圧の瞬時値の差をそれぞれΔｅ1 ，Δ
ｅ2 ，Δｅ3 ，Δｅ4 ，Δｅ5 ，Δｅ6 ，Δｅ7 ，Δｅ
8 ，Δｅ9 ，Δｅ10，Δｅ11，Δｅ12とする。また、各
ユニット１７、１８、１９内の各３相／単相ＰＷＭサイ
クロコンバータのΔｅの平均値をそれぞれΔｅ 17、Δｅ
18、Δｅ 19としてΔｅ 17 ＝（Δｅ1 ＋Δｅ2 ＋Δｅ3 ＋Δｅ4 ）／４ Ｖ１* ＝（Ｖ* U／４）×（Δｅ1 ／Δｅ 17） Ｖ２* ＝（Ｖ* U／４）×（Δｅ2 ／Δｅ 17） Ｖ３* ＝（Ｖ* U／４）×（Δｅ3 ／Δｅ 17） Ｖ４* ＝（Ｖ* U／４）×（Δｅ4 ／Δｅ 17）Δｅ 18 ＝（Δｅ5 ＋Δｅ6 ＋Δｅ7 ＋Δｅ8 ）／４ Ｖ５* ＝（Ｖ* V／４）×（Δｅ5 ／Δｅ 18） Ｖ６* （Ｖ* V／４）×（Δｅ6 ／Δｅ 18） Ｖ７* （Ｖ* V／４）×（Δｅ7 ／Δｅ 18） Ｖ８* （Ｖ* V／４）×（Δｅ8 ／Δｅ 18）Δｅ 19 ＝（Δｅ9 ＋Δｅ10＋Δｅ11＋Δｅ12）／４ Ｖ９* ＝（Ｖ* w／４）×（Δｅ9 ／Δｅ 19） Ｖ１０* ＝（Ｖ* w／４）×（Δｅ10／Δｅ 19） Ｖ１１* ＝（Ｖ* w／４）×（Δｅ11／Δｅ 19） Ｖ１２* ＝（Ｖ* w／４）×（Δｅ12／Δｅ 19） とする。
力電圧指令をそれぞれＶ* U、Ｖ* V、Ｖ* Wとする。Ｖ* U、
Ｖ* V、Ｖ* Wは３相対称正弦波である。各３相／単相ＰＷ
Ｍサイクロコンバータ１、２、・・・、１２の出力電圧
指令をそれぞれＶ１* 、Ｖ２ * 、Ｖ３* 、Ｖ４* 、Ｖ５
* 、Ｖ６* 、Ｖ７* 、Ｖ８* 、Ｖ９* 、Ｖ１０* 、Ｖ１
１* 、Ｖ１２* とする。各３相／単相ＰＷＭサイクロコ
ンバータ１、２、・・・、１２の最大入力電源相電圧と
最小入力電源相電圧の瞬時値の差をそれぞれΔｅ1 ，Δ
ｅ2 ，Δｅ3 ，Δｅ4 ，Δｅ5 ，Δｅ6 ，Δｅ7 ，Δｅ
8 ，Δｅ9 ，Δｅ10，Δｅ11，Δｅ12とする。また、各
ユニット１７、１８、１９内の各３相／単相ＰＷＭサイ
クロコンバータのΔｅの平均値をそれぞれΔｅ 17、Δｅ
18、Δｅ 19としてΔｅ 17 ＝（Δｅ1 ＋Δｅ2 ＋Δｅ3 ＋Δｅ4 ）／４ Ｖ１* ＝（Ｖ* U／４）×（Δｅ1 ／Δｅ 17） Ｖ２* ＝（Ｖ* U／４）×（Δｅ2 ／Δｅ 17） Ｖ３* ＝（Ｖ* U／４）×（Δｅ3 ／Δｅ 17） Ｖ４* ＝（Ｖ* U／４）×（Δｅ4 ／Δｅ 17）Δｅ 18 ＝（Δｅ5 ＋Δｅ6 ＋Δｅ7 ＋Δｅ8 ）／４ Ｖ５* ＝（Ｖ* V／４）×（Δｅ5 ／Δｅ 18） Ｖ６* （Ｖ* V／４）×（Δｅ6 ／Δｅ 18） Ｖ７* （Ｖ* V／４）×（Δｅ7 ／Δｅ 18） Ｖ８* （Ｖ* V／４）×（Δｅ8 ／Δｅ 18）Δｅ 19 ＝（Δｅ9 ＋Δｅ10＋Δｅ11＋Δｅ12）／４ Ｖ９* ＝（Ｖ* w／４）×（Δｅ9 ／Δｅ 19） Ｖ１０* ＝（Ｖ* w／４）×（Δｅ10／Δｅ 19） Ｖ１１* ＝（Ｖ* w／４）×（Δｅ11／Δｅ 19） Ｖ１２* ＝（Ｖ* w／４）×（Δｅ12／Δｅ 19） とする。
【００１１】図３に例として例１の場合のユニット１７
のΔｅ1 ，Δｅ2 ，Δｅ3 ，Δｅ4，Δｅ 17およびＶ１*
、Ｖ２* 、Ｖ３* 、Ｖ４* 、Ｖ* U／４を示す。ここで
Ｖ* U／４はユニット１７の各３相／単相ＰＷＭサイクロ
コンバータの出力電圧指令の平均値である。この多重Ｐ
ＷＭサイクロコンバータ装置の制御方法では１個のユニ
ットの各３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータのΔｅの
瞬時値によって各の３相／単相ＰＷＭサイクロコンバー
タの出力電圧指令の瞬時値を決め、すなわち、Δｅが大
きい３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの出力電圧指
令を大きくする。逆に、Δｅが小さいの方の指令を小さ
くする。そのようにすると、 Ｖi *≦Δｅi ，ｉ＝１，２，３，４ Ｖ* U ＝Ｖ1 *＋Ｖ2 * ＋Ｖ3 *＋Ｖ4 *≦Δｅ1 ＋Δｅ2 ＋
Δｅ3 ＋Δｅ4 ＝４×（Δｅ1 ＋Δｅ2 ＋Δｅ3 ＋Δｅ
4 ）／４＝４×Δｅ 17 となる。上式より、１個のユニットの総出力電圧の指令
値が各３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータのΔｅの平
均値（以下Δｅと称する）のｎ倍を超えられないことと
なる。すなわち、ｍａｘ（Ｖ* ）はΔｅの最小値（以下
ｍｉｎ（Δｅ）と称す）のｎ（例１ではｎ＝４）倍と等
しく、 ｍａｘ（Ｖ* ）＝ｎ×ｍｉｎ（Δｅ）＝ｐ×ｎ×ｍａｘ
（Δｅ） となる。なお、ｐ［＝ｍｉｎ（Δｅ）／ｍａｘ（Δ
ｅ）］は１個のユニットの各３相／単相ＰＷＭサイクロ
コンバータのΔｅの平均値の最小値と１個の３相／単相
ＰＷＭサイクロコンバータのΔｅの最大値との比であ
る。上式より、ｐは総入出力電圧比と等しい。例１で
は、総入出力電圧比はΔｅ 17の最小値とΔｅ1 （あるい
はΔｅ2 、Δｅ3 、Δｅ4 ）の最大値の比（０．９５）
となる。
のΔｅ1 ，Δｅ2 ，Δｅ3 ，Δｅ4，Δｅ 17およびＶ１*
、Ｖ２* 、Ｖ３* 、Ｖ４* 、Ｖ* U／４を示す。ここで
Ｖ* U／４はユニット１７の各３相／単相ＰＷＭサイクロ
コンバータの出力電圧指令の平均値である。この多重Ｐ
ＷＭサイクロコンバータ装置の制御方法では１個のユニ
ットの各３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータのΔｅの
瞬時値によって各の３相／単相ＰＷＭサイクロコンバー
タの出力電圧指令の瞬時値を決め、すなわち、Δｅが大
きい３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの出力電圧指
令を大きくする。逆に、Δｅが小さいの方の指令を小さ
くする。そのようにすると、 Ｖi *≦Δｅi ，ｉ＝１，２，３，４ Ｖ* U ＝Ｖ1 *＋Ｖ2 * ＋Ｖ3 *＋Ｖ4 *≦Δｅ1 ＋Δｅ2 ＋
Δｅ3 ＋Δｅ4 ＝４×（Δｅ1 ＋Δｅ2 ＋Δｅ3 ＋Δｅ
4 ）／４＝４×Δｅ 17 となる。上式より、１個のユニットの総出力電圧の指令
値が各３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータのΔｅの平
均値（以下Δｅと称する）のｎ倍を超えられないことと
なる。すなわち、ｍａｘ（Ｖ* ）はΔｅの最小値（以下
ｍｉｎ（Δｅ）と称す）のｎ（例１ではｎ＝４）倍と等
しく、 ｍａｘ（Ｖ* ）＝ｎ×ｍｉｎ（Δｅ）＝ｐ×ｎ×ｍａｘ
（Δｅ） となる。なお、ｐ［＝ｍｉｎ（Δｅ）／ｍａｘ（Δ
ｅ）］は１個のユニットの各３相／単相ＰＷＭサイクロ
コンバータのΔｅの平均値の最小値と１個の３相／単相
ＰＷＭサイクロコンバータのΔｅの最大値との比であ
る。上式より、ｐは総入出力電圧比と等しい。例１で
は、総入出力電圧比はΔｅ 17の最小値とΔｅ1 （あるい
はΔｅ2 、Δｅ3 、Δｅ4 ）の最大値の比（０．９５）
となる。
【００１２】また１個のユニットでは、各３相／単相Ｐ
ＷＭサイクロコンバータの出力電圧指令の波形は総出力
電圧指令の波形（例１は正弦波）と異るが、同ユニット
の各３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ出力電圧指令
の平均値の波形は総出力電圧の波形と同じである。図４
は本発明の多重ＰＷＭサイクロコンバータ装置の第２実
施例（以下例２と称する）の構成図、図５は例２におけ
る１ユニットの各信号の波形図である。例２の多重ＰＷ
Ｍサイクロコンバータ装置は、図１の例１の３相トラン
ス２０を３相トランス４０に、例１の３相トランス２０
の１次巻線１４を３相トランス４０の１次巻線１６に、
例１の３相トランス２０の２次巻線２１〜３２を３相ト
ランス４０の２次巻線４１〜５２に変更したもので、駆
動対象１５と３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１〜
１２と交流電源１３は図１と同じである。
ＷＭサイクロコンバータの出力電圧指令の波形は総出力
電圧指令の波形（例１は正弦波）と異るが、同ユニット
の各３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ出力電圧指令
の平均値の波形は総出力電圧の波形と同じである。図４
は本発明の多重ＰＷＭサイクロコンバータ装置の第２実
施例（以下例２と称する）の構成図、図５は例２におけ
る１ユニットの各信号の波形図である。例２の多重ＰＷ
Ｍサイクロコンバータ装置は、図１の例１の３相トラン
ス２０を３相トランス４０に、例１の３相トランス２０
の１次巻線１４を３相トランス４０の１次巻線１６に、
例１の３相トランス２０の２次巻線２１〜３２を３相ト
ランス４０の２次巻線４１〜５２に変更したもので、駆
動対象１５と３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１〜
１２と交流電源１３は図１と同じである。
【００１３】例２と例１の異るところは３相トランス４
０の２次巻線の構成である。例２の場合には、３相トラ
ンス４０の２次巻線は３組のユニットのそれぞれの１〜
ｎ番目の３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ同順位の
ものを１グループにとしたｎグループに分け（例２では
４１、４５、４９と４２、４６、５０と４３、４７、５
１と４４、４８、５２の４グループ）、またｎ個のグル
ープをｋセットに分け（１≦ｋ≦ｎ）、各セット内の誘
超電圧位相が等しくなるように同一条件で、かつ各セッ
ト間では６０°÷ｋの位相差となるように巻線を施す。
（例２ではｎ＝４，ｋ＝２，θ1 ＝０°，θ2 ＝３０
°，θ3 ＝０°である）。例２では３相トランス４０の
１次巻線１６はデルタ接続に、第１のグループの２次巻
線４４、４８、５２と第２のグループの２次巻線４３、
４７、５１はデルタ接続で１次巻線１６に対し電気角が
同じであり、第３のグループの２次巻線４２、４６、５
０と第４のグループの２次巻線４１、４５、４９はスタ
ー接続で１次巻線１６に対し電気角３０°遅れに巻線さ
れている。
０の２次巻線の構成である。例２の場合には、３相トラ
ンス４０の２次巻線は３組のユニットのそれぞれの１〜
ｎ番目の３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ同順位の
ものを１グループにとしたｎグループに分け（例２では
４１、４５、４９と４２、４６、５０と４３、４７、５
１と４４、４８、５２の４グループ）、またｎ個のグル
ープをｋセットに分け（１≦ｋ≦ｎ）、各セット内の誘
超電圧位相が等しくなるように同一条件で、かつ各セッ
ト間では６０°÷ｋの位相差となるように巻線を施す。
（例２ではｎ＝４，ｋ＝２，θ1 ＝０°，θ2 ＝３０
°，θ3 ＝０°である）。例２では３相トランス４０の
１次巻線１６はデルタ接続に、第１のグループの２次巻
線４４、４８、５２と第２のグループの２次巻線４３、
４７、５１はデルタ接続で１次巻線１６に対し電気角が
同じであり、第３のグループの２次巻線４２、４６、５
０と第４のグループの２次巻線４１、４５、４９はスタ
ー接続で１次巻線１６に対し電気角３０°遅れに巻線さ
れている。
【００１４】例２では、各３相／単相ＰＷＭサイクロコ
ンバータの制御方法すなわち各３相／単相ＰＷＭサイク
ロコンバータの出力電圧指令の計算は例１と同じであ
る。図５に例として例２の場合のユニット１７のΔｅ
1 、Δｅ2 、Δｅ3 、Δｅ4 Δｅ 17およびＶ１* 、Ｖ２*
、Ｖ３* 、Ｖ４* 、Ｖ* U／４を示す。この場合には、
Δｅ1 ＝Δｅ2 、Δｅ3 ＝Δｅ4 、Ｖ１* ＝Ｖ２* 、Ｖ
３* ＝Ｖ４* となり、総入出力電圧比はΔｅ 17の最小値
とΔｅ1 （あるいはΔｅ2 、Δｅ3 、Δｅ4 ）の最大値
の比（０．９３３）となる。例１のｎ（ｎ＝４）と例２
のｎ（ｎ＝４）が同じであるが、総入出力電圧比は例１
の場合０．９５で、例２の場合０．９３３である。しか
し、例２の場合には３相トランスの１次巻線の電流波形
の高次高調波は例１の場合より小さい。
ンバータの制御方法すなわち各３相／単相ＰＷＭサイク
ロコンバータの出力電圧指令の計算は例１と同じであ
る。図５に例として例２の場合のユニット１７のΔｅ
1 、Δｅ2 、Δｅ3 、Δｅ4 Δｅ 17およびＶ１* 、Ｖ２*
、Ｖ３* 、Ｖ４* 、Ｖ* U／４を示す。この場合には、
Δｅ1 ＝Δｅ2 、Δｅ3 ＝Δｅ4 、Ｖ１* ＝Ｖ２* 、Ｖ
３* ＝Ｖ４* となり、総入出力電圧比はΔｅ 17の最小値
とΔｅ1 （あるいはΔｅ2 、Δｅ3 、Δｅ4 ）の最大値
の比（０．９３３）となる。例１のｎ（ｎ＝４）と例２
のｎ（ｎ＝４）が同じであるが、総入出力電圧比は例１
の場合０．９５で、例２の場合０．９３３である。しか
し、例２の場合には３相トランスの１次巻線の電流波形
の高次高調波は例１の場合より小さい。
【００１５】例１、例２の実施例において説明したよう
に、本発明の多重ＰＷＭサイクロコンバータ装置におい
て、総入出力電圧比は１個のユニットの各３相／単相Ｐ
ＷＭサイクロコンバータのΔｅの平均値（Δｅ）の最小
値と１個の３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータのΔｅ
の最大値の比ｐとなる。図６にｋ＝２，３，４，８の場
合の１個のユニットの各３相／単相ＰＷＭサイクロコン
バータのΔｅの平均値（Δｅ）が太い実線で示されてい
る。また、ｋに対応する総入出力電圧比の値を表１に示
す。
に、本発明の多重ＰＷＭサイクロコンバータ装置におい
て、総入出力電圧比は１個のユニットの各３相／単相Ｐ
ＷＭサイクロコンバータのΔｅの平均値（Δｅ）の最小
値と１個の３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータのΔｅ
の最大値の比ｐとなる。図６にｋ＝２，３，４，８の場
合の１個のユニットの各３相／単相ＰＷＭサイクロコン
バータのΔｅの平均値（Δｅ）が太い実線で示されてい
る。また、ｋに対応する総入出力電圧比の値を表１に示
す。
【００１６】
【表１】 この表にみるように、ｎ，ｋが無限大の場合には、総入
出力電圧比は０．９５４９となって、多重ＰＷＭインバ
ータの総入出力電圧比と同じ値となる。ｋ＝４の場合は
多重ＰＷＭインバータの総入出力電圧比とほぼ同じであ
る。また、ｋ＝２の場合でも、総入出力電圧比が０．９
３３となり、総入出力電圧比の増加が実現されている。
出力電圧比は０．９５４９となって、多重ＰＷＭインバ
ータの総入出力電圧比と同じ値となる。ｋ＝４の場合は
多重ＰＷＭインバータの総入出力電圧比とほぼ同じであ
る。また、ｋ＝２の場合でも、総入出力電圧比が０．９
３３となり、総入出力電圧比の増加が実現されている。
【００１７】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、３相／単
相ＰＷＭサイクロコンバータの出力電圧の位相を制御
し、また、１個のユニットの３相／単相ＰＷＭサイクロ
コンバータの出力電圧指令の瞬時値を、最大入力電源相
電圧と最小入力電源相電圧の瞬時値の差Δｅが大きいと
きは大きく、逆にΔｅが小さいときは小さく計算して出
力することにより、多重ＰＷＭインバータに匹敵する総
入出力電圧比が実現するという効果がある。
相ＰＷＭサイクロコンバータの出力電圧の位相を制御
し、また、１個のユニットの３相／単相ＰＷＭサイクロ
コンバータの出力電圧指令の瞬時値を、最大入力電源相
電圧と最小入力電源相電圧の瞬時値の差Δｅが大きいと
きは大きく、逆にΔｅが小さいときは小さく計算して出
力することにより、多重ＰＷＭインバータに匹敵する総
入出力電圧比が実現するという効果がある。
【図１】本発明の多重ＰＷＭサイクロコンバータ装置の
第１実施例の構成図である。
第１実施例の構成図である。
【図２】（ａ）は３相／単相サイクロコンバータの入力
電源相電圧の波形図、（ｂ）は（ａ）の最大入力電源相
電圧と最小入力電源相電圧の波形図、（ｃ）は（ｂ）の
最大入力電源相電圧と最小入力電源相電圧の差Δｅの変
化を示す図である。
電源相電圧の波形図、（ｂ）は（ａ）の最大入力電源相
電圧と最小入力電源相電圧の波形図、（ｃ）は（ｂ）の
最大入力電源相電圧と最小入力電源相電圧の差Δｅの変
化を示す図である。
【図３】図１における１ユニットの各信号の波形図であ
る。
る。
【図４】本発明の多重ＰＷＭサイクロコンバータ装置の
第２実施例の構成図である。
第２実施例の構成図である。
【図５】図４における１ユニットの各信号の波形図であ
る。
る。
【図６】図１および図４における１個のユニット内の各
３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータのΔｅの平均値を
示す図である。
３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータのΔｅの平均値を
示す図である。
１、２、・・・、１２ ３相／単相ＰＷＭサイクロコ
ンバータ １３ 交流電源 １４、１６ １次巻線 １５ 交流電動機 １７、１８、１９ ユニット ２０、４０ ３相トランス ２１、２２、・・・３２、４１、４２、・・・、５２
２次巻線
ンバータ １３ 交流電源 １４、１６ １次巻線 １５ 交流電動機 １７、１８、１９ ユニット ２０、４０ ３相トランス ２１、２２、・・・３２、４１、４２、・・・、５２
２次巻線
Claims (2)
- 【請求項１】 一定電圧一定周波数の交流電圧から任意
の振幅および周波数の交流電圧に変換する電力変換装置
の制御方法であって、 ｍを相数とすると、１組の１次巻線とｍ×ｎ（ｍ＝１，
２，３，・・・，ｎ＝２，３，４，・・・）組の２次巻
線を持った１個の３相トランスと、前記２次巻線とそれ
ぞれ接続するｍ×ｎ個の３相／単相パルス幅変調サイク
ロコンバータとを備え、 前記３相トランスの前記１次巻線は外部の交流電源と接
続し、前記２次巻線は前記３相／単相パルス幅変調サイ
クロコンバータを含めてｎ組を１ユニットとするｍユニ
ットに編成され、各ユニット内の前記２次巻線のｊ組目
とｊ＋１組目の間の電気角をθj とし、θj （ｊ＝１，
２，・・・，ｎ−１）を所要の角度とし、かつ前記ｍユ
ニットの同順位の２次巻線が互いに対応して、かつ各ユ
ニットにおいて前記３相／単相パルス幅変調サイクロコ
ンバータを含めたｎ個のグループを構成するように接続
され、 前記３相／単相パルス幅変調サイクロコンバータは、前
記３相トランスの前記２次巻線と接続する３相交流端子
と、外部に接続する単相交流端子とを有し、 同一の前記ユニット内の３相／単相パルス幅変調サイク
ロコンバータの単相交流端子は直列に接続され、前記ユ
ニットの一方の端子は、ｍ組の前記ユニット間で接続さ
れ、他の一方のｍ個の端子は駆動対象である外部のｍ個
の入力端子に接続されている多重パルス幅変調サイクロ
コンバータ装置の制御方法において、 同じ前記ユニットでは、ｎ個の前記３相／単相パルス幅
変調サイクロコンバータの前記単相交流端子に出力され
る交流出力電圧が、同位相になり、ｍ組の前記ユニット
間では基本波電圧位相の電気角が互いに所要の角度異な
る位相となるように制御し、 １組の前記ユニットでは、ｍ組の前記ユニット間の接続
の中心から第ｉ段目（ｉ＝１，２，・・・，ｎ）の３相
／単相パルス幅変調サイクロコンバータの最大入力電源
相電圧と最小入力電源相電圧の瞬時値の差をΔｅi と
し、（Δｅ1 ＋Δｅ2 ＋・・・＋Δｅn ）／ｎをΔｅと
し、前記ユニットの出力電圧指令値をＶ*とし、前記ユ
ニットの第ｉ段目（ｉ＝１，２，・・・，ｎ）の３相／
単相パルス幅変調サイクロコンバータの出力電圧指令値
をＶi *とした時、出力電圧指令Ｖi *を Ｖi *＝（Ｖ* ／ｎ）×（Δｅi ／Δｅ） と計算し出力することを特徴とする多重パルス幅変調サ
イクロコンバータ装置の制御方法。 - 【請求項２】 一定電圧一定周波数の交流電圧から任意
の振幅および周波数の交流電圧に変換する電力変換装置
であって、 ｍを相数とすると、１組の１次巻線とｍ×ｎ（ｍ＝１，
２，３，・・・，ｎ＝２，３，４，・・・）組の２次巻
線を持った１個の３相トランスと、前記２次巻線とそれ
ぞれ接続するｍ×ｎ個の３相／単相パルス幅変調サイク
ロコンバータとを備え、 前記３相トランスの前記１次巻線は外部の交流電源と接
続し、前記２次巻線は前記３相／単相パルス幅変調サイ
クロコンバータを含めてｎ組を１ユニットとするｍユニ
ットに編成され、各ユニット内の前記２次巻線のｊ組目
とｊ＋１組目の間の電気角をθj とし、θj （ｊ＝１，
２，・・・，ｎ−１）を所要の角度とし、かつ前記ｍユ
ニットの同順位の２次巻線が互いに対応して、かつ各ユ
ニットにおいて前記３相／単相パルス幅変調サイクロコ
ンバータを含めたｎ個のグループを構成するように接続
され、前記３相／単相パルス幅変調サイクロコンバータ
は、前記３相トランスの前記２次巻線と接続する３相交
流端子と、外部に接続する単相交流端子とを有し、 同一の前記ユニット内の３相／単相パルス幅変調サイク
ロコンバータの単相交流端子は直列に接続され、前記ユ
ニットの一方の端子は、ｍ組の前記ユニット間で接続さ
れ、他の一方のｍ個の端子は駆動対象である外部のｍ個
の入力端子に接続され、 同じ前記ユニットでは、ｎ個の前記３相／単相パルス幅
変調サイクロコンバータの前記単相交流端子に出力され
る交流出力電圧が、同位相になり、ｍ組の前記ユニット
間では基本波電圧位相の電気角が互いに所要の角度異な
る位相となるように制御され、１組の前記ユニットで
は、ｍ組の前記ユニット間の接続の中心から第ｉ段目
（ｉ＝１，２，・・・，ｎ）の３相／単相パルス幅変調
サイクロコンバータの最大入力電源相電圧と最小入力電
源相電圧の瞬時値の差をΔｅi とし、（Δｅ1 ＋Δｅ2
＋・・・＋Δｅn ）／ｎをΔｅとし、前記ユニットの出
力電圧指令値をＶ* とし、前記ユニットの第ｉ段目（ｉ
＝１，２，・・・，ｎ）の３相／単相パルス幅変調サイ
クロコンバータの出力電圧指令値をＶi *とした時、出力
電圧指令Ｖi *を Ｖi *＝（Ｖ* ／ｎ）×（Δｅi ／Δｅ） と計算し出力する多重パルス幅変調サイクロコンバータ
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09573797A JP3856053B2 (ja) | 1997-04-14 | 1997-04-14 | 直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置およびその制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09573797A JP3856053B2 (ja) | 1997-04-14 | 1997-04-14 | 直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置およびその制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10290568A true JPH10290568A (ja) | 1998-10-27 |
| JP3856053B2 JP3856053B2 (ja) | 2006-12-13 |
Family
ID=14145807
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09573797A Expired - Lifetime JP3856053B2 (ja) | 1997-04-14 | 1997-04-14 | 直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置およびその制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3856053B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006174559A (ja) * | 2004-12-14 | 2006-06-29 | Yaskawa Electric Corp | 直列多重マトリックスコンバータの電流極性検出判定方法および装置 |
| JP2006238645A (ja) * | 2005-02-25 | 2006-09-07 | Yaskawa Electric Corp | 直列多重マトリクスコンバータ |
| CN113726191A (zh) * | 2021-08-13 | 2021-11-30 | 许继集团有限公司 | 一种同相供电装置的基波控制和谐波补偿方法及装置 |
| CN114050751A (zh) * | 2021-11-25 | 2022-02-15 | 云南电网有限责任公司电力科学研究院 | 一种移相变压器合环调电档位计算方法 |
-
1997
- 1997-04-14 JP JP09573797A patent/JP3856053B2/ja not_active Expired - Lifetime
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| JP2006174559A (ja) * | 2004-12-14 | 2006-06-29 | Yaskawa Electric Corp | 直列多重マトリックスコンバータの電流極性検出判定方法および装置 |
| JP4617864B2 (ja) * | 2004-12-14 | 2011-01-26 | 株式会社安川電機 | 直列多重マトリックスコンバータの電流極性検出判定方法および装置 |
| JP2006238645A (ja) * | 2005-02-25 | 2006-09-07 | Yaskawa Electric Corp | 直列多重マトリクスコンバータ |
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