JP2561918B2 - 変圧器多重インバータのｐｗｍ方法 - Google Patents
変圧器多重インバータのｐｗｍ方法Info
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、高圧、大容量の可変周波数、可変電圧電
源における変圧器多重インバータのPWM（パルス幅変
調）方法に関するものである。
源における変圧器多重インバータのPWM（パルス幅変
調）方法に関するものである。
第12図は、例えば電気学会技術報告（II部）、第162
号「電力変換装置における自己消弧形素子応用の技術動
向」52ページに示された従来の変圧器多種12相PWMイン
バータの構成図であり、図において、１は電圧平滑用コ
ンデンサ、2,3は各々３相インバータ主回路、4,5は前記
３相インバータ主回路2,3に個別スイッチング素子のON,
OFFパルス信号6,7を与えるPWMパルス信号発生部、８は
前記３相インバータ主回路2,3の出力電圧Va,Vbを多重化
して出力電圧Ｖを得るための多重変圧器である。また、
第13図は第12図の出力電圧基本波のベクトル図である。
号「電力変換装置における自己消弧形素子応用の技術動
向」52ページに示された従来の変圧器多種12相PWMイン
バータの構成図であり、図において、１は電圧平滑用コ
ンデンサ、2,3は各々３相インバータ主回路、4,5は前記
３相インバータ主回路2,3に個別スイッチング素子のON,
OFFパルス信号6,7を与えるPWMパルス信号発生部、８は
前記３相インバータ主回路2,3の出力電圧Va,Vbを多重化
して出力電圧Ｖを得るための多重変圧器である。また、
第13図は第12図の出力電圧基本波のベクトル図である。
次に動作について説明する。先ず出力電圧指令Ｖ＊と
出力周波数指令ｆ＊とを受けた、PWMパルス信号発生部
4,5は３相インバータ主回路2,3の出力電圧Va,Vbの基本
波が夫々30゜の位相差を持つようにON,OFFパルス信号6,
7をそれぞれ発生する。３相インバータ主回路2,3の出力
電圧Va,Vbはインバータ入力直流電圧VdcがPWMされた波
形となり、その基本波は30゜の位相差を有しており、多
重変圧器８で多重化されて出力電圧Ｖとなる。各３相イ
ンバータ主回路2,3の出力電圧Va,Vbは第13図に示すよう
にその基本波Vaf,Vbfを考えるとベクトル合成されて出
力電圧基本波Vfとなり、第５次,7次の高調周波電圧成分
を打ち消す様に多重変圧器８の各巻数比が選ばれてい
る。
出力周波数指令ｆ＊とを受けた、PWMパルス信号発生部
4,5は３相インバータ主回路2,3の出力電圧Va,Vbの基本
波が夫々30゜の位相差を持つようにON,OFFパルス信号6,
7をそれぞれ発生する。３相インバータ主回路2,3の出力
電圧Va,Vbはインバータ入力直流電圧VdcがPWMされた波
形となり、その基本波は30゜の位相差を有しており、多
重変圧器８で多重化されて出力電圧Ｖとなる。各３相イ
ンバータ主回路2,3の出力電圧Va,Vbは第13図に示すよう
にその基本波Vaf,Vbfを考えるとベクトル合成されて出
力電圧基本波Vfとなり、第５次,7次の高調周波電圧成分
を打ち消す様に多重変圧器８の各巻数比が選ばれてい
る。
従来の変圧多重インバータのPWM方法は以上の様に構
成されているので、各インバータの出力電圧基本波位相
差を30゜（12相の場合）持たせる様なPWMパルス信号発
生部が各々必要であるため装置が複雑で高価なものにな
るという問題点があった。また、変圧器出力電圧波形は
第12図の様に個々のインバータが独立したスイッチング
動作をするため（両インバータの零電圧ベクトルが同時
に発生する場合には）最大波高値から零電圧まで電圧の
ステップ変化を生じる可能性があり、高圧用途等に使用
すると、dv/dtが大きく、かつ、負荷電流の高調波リッ
プルも大で負荷に与える電圧サージ面でも厳しいものに
なるなどの問題点があった。また、高出力電圧時にはPW
Mによる出力電圧の変化量が大きくなり負荷に与えるサ
ージ電圧が大となり、かつ電流リップルも大で各インバ
ータのPWMによるスイッチング素子のスイッチング周波
数を余り低くできないという問題点があった。
成されているので、各インバータの出力電圧基本波位相
差を30゜（12相の場合）持たせる様なPWMパルス信号発
生部が各々必要であるため装置が複雑で高価なものにな
るという問題点があった。また、変圧器出力電圧波形は
第12図の様に個々のインバータが独立したスイッチング
動作をするため（両インバータの零電圧ベクトルが同時
に発生する場合には）最大波高値から零電圧まで電圧の
ステップ変化を生じる可能性があり、高圧用途等に使用
すると、dv/dtが大きく、かつ、負荷電流の高調波リッ
プルも大で負荷に与える電圧サージ面でも厳しいものに
なるなどの問題点があった。また、高出力電圧時にはPW
Mによる出力電圧の変化量が大きくなり負荷に与えるサ
ージ電圧が大となり、かつ電流リップルも大で各インバ
ータのPWMによるスイッチング素子のスイッチング周波
数を余り低くできないという問題点があった。
この発明は上記の様な問題点を解消するためになされ
たもので、PWMパルス発生部を一括して一個にまとめる
とともに、出力電圧の電圧ステップ変化が小さく負荷電
流リップルも小で負荷端子電圧Ｖの電圧サージ量を小さ
くし、かつ、全出力電圧領域において比較的出力電圧の
瞬時変化量が少く最小スイッチングを実現できる変圧器
多重インバータのPWM方法を得ることを目的とする。
たもので、PWMパルス発生部を一括して一個にまとめる
とともに、出力電圧の電圧ステップ変化が小さく負荷電
流リップルも小で負荷端子電圧Ｖの電圧サージ量を小さ
くし、かつ、全出力電圧領域において比較的出力電圧の
瞬時変化量が少く最小スイッチングを実現できる変圧器
多重インバータのPWM方法を得ることを目的とする。
この発明に係る変圧器多重インバータのPWM方法は、
変圧器多重インバータの出力電圧を電圧ベクトル表示し
た際の電圧ベクトル平面を、前記電圧ベクトル平面の位
相方向（すなわち原点を中心とする円の円周方向）を前
記変圧器多重インバータの制御周期（すなわちキャリア
周期）毎に、前記電圧ベクトル平面の電圧絶対値方向
（すなわち前記円の径方向）を前記変圧器多重インバー
タにより制御可能な電圧絶対値毎に、夫々分割すること
により、前記電圧ベクトル平面上に複数の領域を想定
し、前記変圧器多重インバータの出力電圧の瞬時値を指
令する出力電圧ベクトル指令値（Ｖ＊）が、前記複数の
領域のどこにあるかを判別する領域判定の第１処理を行
い、前記出力電圧ベクトル指令値を、前記変圧器多重イ
ンバータが出力可能な複数の電圧ベクトル（V0〜V48）
のうち前記判別された領域付近にあるものの加算値とし
て表現するものとし、前記各電圧ベクトルの加算比を算
出する第２処理を行い、前記加算比で前記変圧器多重イ
ンバータの一制御周期（Ts）を按分して前記各電圧ベク
トルの発生時間（Ta〜Td）を算出する第３処理を行い、
前記各電圧ベクトルに対応した前記変圧器多重インバー
タを構成する各スイッチング素子のオンオフ状態の組み
合わせを示すスイッチング関数に基づき、前記加算すべ
き電圧ベクトルとその発生時間から前記変圧器多重イン
バータの一制御周期におけるPWMパルス信号を発生する
第４処理を行い、以後、上記第１処理から第４処理を前
記変圧器多重インバータの制御周期毎に繰り返すことを
特徴とするものである。
変圧器多重インバータの出力電圧を電圧ベクトル表示し
た際の電圧ベクトル平面を、前記電圧ベクトル平面の位
相方向（すなわち原点を中心とする円の円周方向）を前
記変圧器多重インバータの制御周期（すなわちキャリア
周期）毎に、前記電圧ベクトル平面の電圧絶対値方向
（すなわち前記円の径方向）を前記変圧器多重インバー
タにより制御可能な電圧絶対値毎に、夫々分割すること
により、前記電圧ベクトル平面上に複数の領域を想定
し、前記変圧器多重インバータの出力電圧の瞬時値を指
令する出力電圧ベクトル指令値（Ｖ＊）が、前記複数の
領域のどこにあるかを判別する領域判定の第１処理を行
い、前記出力電圧ベクトル指令値を、前記変圧器多重イ
ンバータが出力可能な複数の電圧ベクトル（V0〜V48）
のうち前記判別された領域付近にあるものの加算値とし
て表現するものとし、前記各電圧ベクトルの加算比を算
出する第２処理を行い、前記加算比で前記変圧器多重イ
ンバータの一制御周期（Ts）を按分して前記各電圧ベク
トルの発生時間（Ta〜Td）を算出する第３処理を行い、
前記各電圧ベクトルに対応した前記変圧器多重インバー
タを構成する各スイッチング素子のオンオフ状態の組み
合わせを示すスイッチング関数に基づき、前記加算すべ
き電圧ベクトルとその発生時間から前記変圧器多重イン
バータの一制御周期におけるPWMパルス信号を発生する
第４処理を行い、以後、上記第１処理から第４処理を前
記変圧器多重インバータの制御周期毎に繰り返すことを
特徴とするものである。
この発明における変圧器多重インバータのPWM制御方
法は、前記変圧器多重インバータの出力電圧の瞬時値を
指令する出力電圧ベクトル指令値が、分割された電圧ベ
クトル平面上の複数の領域のどこにあるかを判別する領
域判定の第１処理、前記出力電圧ベクトル指令値を、前
記変圧器多重インバータが出力可能な複数の電圧ベクト
ルのうち前記判別された領域付近にあるものの加算値と
して表現するものとし、前記各電圧ベクトルの加算比を
算出する第２処理、前記加算比で前記変圧器多重インバ
ータの一制御周期を按分して前記各電圧ベクトルの発生
時間を算出する第３処理、前記各電圧ベクトルに対応し
た前記変圧器多重インバータを構成する各スイッチング
素子のオンオフ状態の組み合わせを示すスイッチング関
数に基づき、前記加算すべき電圧ベクトルとその発生時
間から前記変圧器多重インバータの一制御周期における
PWMパルス信号を発生する第４処理を順次に行い、以
後、上記第１処理から第４処理を前記変圧器多重インバ
ータの制御周期毎に繰り返すものである。
法は、前記変圧器多重インバータの出力電圧の瞬時値を
指令する出力電圧ベクトル指令値が、分割された電圧ベ
クトル平面上の複数の領域のどこにあるかを判別する領
域判定の第１処理、前記出力電圧ベクトル指令値を、前
記変圧器多重インバータが出力可能な複数の電圧ベクト
ルのうち前記判別された領域付近にあるものの加算値と
して表現するものとし、前記各電圧ベクトルの加算比を
算出する第２処理、前記加算比で前記変圧器多重インバ
ータの一制御周期を按分して前記各電圧ベクトルの発生
時間を算出する第３処理、前記各電圧ベクトルに対応し
た前記変圧器多重インバータを構成する各スイッチング
素子のオンオフ状態の組み合わせを示すスイッチング関
数に基づき、前記加算すべき電圧ベクトルとその発生時
間から前記変圧器多重インバータの一制御周期における
PWMパルス信号を発生する第４処理を順次に行い、以
後、上記第１処理から第４処理を前記変圧器多重インバ
ータの制御周期毎に繰り返すものである。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。図
中、第12図と同一の部分は同一の符号をもって図示した
第１図において、９はON,OFFパルス信号6,7を一括して
発生する一括PWMパルス信号発生部である。また、第２
図は第１図の３相インバータ主回路2,3及び多重変圧器
８の説明図で、SUA〜SZA,SUB〜SZBはそれぞれ各３相イ
ンバータ主回路2,3のスイッチング素子を機械的なスイ
ッチ記号で等価的に表現したものである。そして簡単化
のため、還流ダイオードは省略している。また多重変圧
器８は、巻数比1:nと のものを使用し、一方の３相インバータ主回路２による
該多重変圧器８の出力電圧をVUA〜VWA、他方の３相イン
バータ主回路３による該出力電圧をVUB〜VWBとしてい
る。
中、第12図と同一の部分は同一の符号をもって図示した
第１図において、９はON,OFFパルス信号6,7を一括して
発生する一括PWMパルス信号発生部である。また、第２
図は第１図の３相インバータ主回路2,3及び多重変圧器
８の説明図で、SUA〜SZA,SUB〜SZBはそれぞれ各３相イ
ンバータ主回路2,3のスイッチング素子を機械的なスイ
ッチ記号で等価的に表現したものである。そして簡単化
のため、還流ダイオードは省略している。また多重変圧
器８は、巻数比1:nと のものを使用し、一方の３相インバータ主回路２による
該多重変圧器８の出力電圧をVUA〜VWA、他方の３相イン
バータ主回路３による該出力電圧をVUB〜VWBとしてい
る。
次に動作について説明する。まず、第２図における多
重変圧器の例は12相多重を示すもので、インバータ装置
は２組存在し、各３相インバータ主回路2,3の多重変圧
器８の出力電圧VUA〜VWA,VUB〜VWBについて最初に考え
る。各インバータのスイッチング素子SU〜SZのON,OFFを
ONを“1",OFFを“0"としてその状態をスイッチング関数
Sfを用いて表現すると第３図の様に示すことができる。
すなわち、各インバータ毎に８通りのスイッチング関数
Sfが存在する。このスイッチング関数Sfを各３相インバ
ータ主回路2,3についてSfA,SfB,とし、該SfAとSfBに対
するVUA〜VWA,VUB〜VWBの関係を求めると第４図及び第
５図の様になる。この結果より、多重変圧器８の出力巻
線に出力される電圧で形成される空間的な電圧ベクトル
は第６図（ｂ），（ｃ）の如く表わされる。同図におい
て、VnA,VnB（ｎ＝０〜７）はｎが各インバータのスイ
ッチング関数Sfを示し、Ａは２の３相インバータ主回
路、Ｂは３の３相インバータによる電圧であることを示
す。次に前記３相インバータ主回路2,3の２組のインバ
ータの出力の組合わせを考えると多重変圧器８の出力電
圧ベクトルは第７図（ａ）の様に表さわれ、同図（ｂ）
の如く に示される49種の電圧ベクトルが利用可能で、各電圧ベ
クトル発生時の３相インバータ主回路2,3のインバータ
スイッチング状態はスイッチング関数（SfA,SfB）の形
で表現できる。また、第８図はこれら電圧ベクトル発生
時の多重変圧器８の出力電圧瞬時値を約1/2周期分拡大
して示したものである。ここで定周期キャリア方式のPW
Mを考えると、周期Tsのキャリア周期中の適当な電圧ベ
クトルの組合わせとそれらの電圧ベクトルの発生時間比
Tn/Ts を適当に調整することにより、平均的に所望の位相θ＊
と電圧絶対値としての波高 を有する電圧の発生が可能となる。ここで、種々の電圧
ベクトルの組合わせが考えられるが、評価関数として所
望の波高 と位相θ＊の平均的電圧ベクトルを発生させるのに多重
変圧器８の変圧器出力線間電圧瞬時値のPWMによる選択
された電圧ベクトルを用いる。そして前記電圧ベクトル
の波高 と位相θ＊との組合せの中での電圧ベクトル変化時のス
テップ変化量が最少となる条件を考える。すなわち、第
７図及び第８図より、この様な評価関数の下での電圧ベ
クトルの組合わせは、位相θ＊が30゜毎の領域において
考えれば良く、第９図の様な位相θ＊と波高 の領域分離が考えられる。（ここで同図においての使
用は領域分割数の増加を招き実用上問題があるため断念
する。）９図において、，は前記第７図の波高 に相当し同様に、，は ，は ，は は に相当し、線分▲▼＝１に規格化したものである。
第９図において、波形 がa,b,c,dで囲まれた領域内（領域Ｉ）にある場合には
，，，の各電圧ベクトルの組み合わせとなり、
また、同様に波高 が，,g,hで囲まれる領域内（領域II）の場合，
，，の組み合わせ,g,h,，で囲まれる領域内
（領域III）の場合には各電圧ベクトル，，，
の組み合わせとなり、e,f,oで囲まれる領域内（領域I
V）の場合には電圧ベクトル，，の組み合わせ
で、PWMを実施する。一例として領域ＩでのPWMについて
説明する。まず、領域Ｉと領域IIの判定は（１）〜
（８）式に従って波高 が領域Ｉ内にあることを判定する。
重変圧器の例は12相多重を示すもので、インバータ装置
は２組存在し、各３相インバータ主回路2,3の多重変圧
器８の出力電圧VUA〜VWA,VUB〜VWBについて最初に考え
る。各インバータのスイッチング素子SU〜SZのON,OFFを
ONを“1",OFFを“0"としてその状態をスイッチング関数
Sfを用いて表現すると第３図の様に示すことができる。
すなわち、各インバータ毎に８通りのスイッチング関数
Sfが存在する。このスイッチング関数Sfを各３相インバ
ータ主回路2,3についてSfA,SfB,とし、該SfAとSfBに対
するVUA〜VWA,VUB〜VWBの関係を求めると第４図及び第
５図の様になる。この結果より、多重変圧器８の出力巻
線に出力される電圧で形成される空間的な電圧ベクトル
は第６図（ｂ），（ｃ）の如く表わされる。同図におい
て、VnA,VnB（ｎ＝０〜７）はｎが各インバータのスイ
ッチング関数Sfを示し、Ａは２の３相インバータ主回
路、Ｂは３の３相インバータによる電圧であることを示
す。次に前記３相インバータ主回路2,3の２組のインバ
ータの出力の組合わせを考えると多重変圧器８の出力電
圧ベクトルは第７図（ａ）の様に表さわれ、同図（ｂ）
の如く に示される49種の電圧ベクトルが利用可能で、各電圧ベ
クトル発生時の３相インバータ主回路2,3のインバータ
スイッチング状態はスイッチング関数（SfA,SfB）の形
で表現できる。また、第８図はこれら電圧ベクトル発生
時の多重変圧器８の出力電圧瞬時値を約1/2周期分拡大
して示したものである。ここで定周期キャリア方式のPW
Mを考えると、周期Tsのキャリア周期中の適当な電圧ベ
クトルの組合わせとそれらの電圧ベクトルの発生時間比
Tn/Ts を適当に調整することにより、平均的に所望の位相θ＊
と電圧絶対値としての波高 を有する電圧の発生が可能となる。ここで、種々の電圧
ベクトルの組合わせが考えられるが、評価関数として所
望の波高 と位相θ＊の平均的電圧ベクトルを発生させるのに多重
変圧器８の変圧器出力線間電圧瞬時値のPWMによる選択
された電圧ベクトルを用いる。そして前記電圧ベクトル
の波高 と位相θ＊との組合せの中での電圧ベクトル変化時のス
テップ変化量が最少となる条件を考える。すなわち、第
７図及び第８図より、この様な評価関数の下での電圧ベ
クトルの組合わせは、位相θ＊が30゜毎の領域において
考えれば良く、第９図の様な位相θ＊と波高 の領域分離が考えられる。（ここで同図においての使
用は領域分割数の増加を招き実用上問題があるため断念
する。）９図において、，は前記第７図の波高 に相当し同様に、，は ，は ，は は に相当し、線分▲▼＝１に規格化したものである。
第９図において、波形 がa,b,c,dで囲まれた領域内（領域Ｉ）にある場合には
，，，の各電圧ベクトルの組み合わせとなり、
また、同様に波高 が，,g,hで囲まれる領域内（領域II）の場合，
，，の組み合わせ,g,h,，で囲まれる領域内
（領域III）の場合には各電圧ベクトル，，，
の組み合わせとなり、e,f,oで囲まれる領域内（領域I
V）の場合には電圧ベクトル，，の組み合わせ
で、PWMを実施する。一例として領域ＩでのPWMについて
説明する。まず、領域Ｉと領域IIの判定は（１）〜
（８）式に従って波高 が領域Ｉ内にあることを判定する。
但し、 ここで、，，，の電圧ベクトル発生時間をそれ
ぞれTa,Tb,Tc,Tdとすると Ta＋Tb＋Tc＋Td＝Ts ……（２） 即ち、キャリアー周期Ts間に，，，の４つの電
圧ベクトルを切り換える。この切り換え方は、自由でス
イッチングの最少となる切り換えを行なう。
ぞれTa,Tb,Tc,Tdとすると Ta＋Tb＋Tc＋Td＝Ts ……（２） 即ち、キャリアー周期Ts間に，，，の４つの電
圧ベクトルを切り換える。この切り換え方は、自由でス
イッチングの最少となる切り換えを行なう。
前記（３），（４）の両式より、 （５），（６）式に次の（７）式の条例を代入する。
よってキャリアー周期Tsを（８）式に従って４分割
し、各電圧ベクトルを切り換えて第１図各３相インバー
タ主回路（２），（３）の一括したPWMを実行すること
ができる。
し、各電圧ベクトルを切り換えて第１図各３相インバー
タ主回路（２），（３）の一括したPWMを実行すること
ができる。
次に、表記関数として所望の波高 と位相θ＊の平均的電圧ベクトルを発生するのに、多重
変圧器８の変圧器出力線間瞬時値のPWMによる選択され
た電圧ベクトルの組合せの中での電圧ベクトル変化時の
ステップ変化量が小さく、かつスイッチング数の最少と
なる条件を考える。第10図に、電圧ベクトル変更時の全
インバータにおけるスイッチング数を示す。第７図，第
８図及び第10図より、この様な評価関数の下での電圧ベ
クトルの組合わせは位相θ＊が30゜毎の領域において考
えれば良く、第11図の様な位相θ＊と波高 の領域分離が考えられる。
変圧器８の変圧器出力線間瞬時値のPWMによる選択され
た電圧ベクトルの組合せの中での電圧ベクトル変化時の
ステップ変化量が小さく、かつスイッチング数の最少と
なる条件を考える。第10図に、電圧ベクトル変更時の全
インバータにおけるスイッチング数を示す。第７図，第
８図及び第10図より、この様な評価関数の下での電圧ベ
クトルの組合わせは位相θ＊が30゜毎の領域において考
えれば良く、第11図の様な位相θ＊と波高 の領域分離が考えられる。
出力電圧のPWMによる電圧ベクトル切り換え時の瞬時
変化量を最少とするには、第８図，第10図より（の使
用は、領域が実用上困難な程多くなるため考えない。）
（，，，），（，，，），（g,h,，
），（，，）の４領域に分離すれば良いが、該
（，，）の領域はスイッチング的に考えて評価が
低く、（g,h,）で囲まれる領域を，，でPWMす
る方が好ましい。第11図において，は第７図 ，は は に相当し、線分▲▼＝１に規格化したものである。
第11図において、出力電圧ベクトル指令値 がa,b,c,dで囲まれた領域内（領域Ｉ）にある場合には
，，，の各電圧ベクトルの組み合わせとなり、
また同様に波高 が，,g,hで囲まれる領域内（領域II）の場合には各
電圧ベクトル，，，の組み合わせ、g,h,oで囲
まれる領域内（領域III）の場合には各電圧ベクトル
，，の組み合わせでPWMを実施する。
変化量を最少とするには、第８図，第10図より（の使
用は、領域が実用上困難な程多くなるため考えない。）
（，，，），（，，，），（g,h,，
），（，，）の４領域に分離すれば良いが、該
（，，）の領域はスイッチング的に考えて評価が
低く、（g,h,）で囲まれる領域を，，でPWMす
る方が好ましい。第11図において，は第７図 ，は は に相当し、線分▲▼＝１に規格化したものである。
第11図において、出力電圧ベクトル指令値 がa,b,c,dで囲まれた領域内（領域Ｉ）にある場合には
，，，の各電圧ベクトルの組み合わせとなり、
また同様に波高 が，,g,hで囲まれる領域内（領域II）の場合には各
電圧ベクトル，，，の組み合わせ、g,h,oで囲
まれる領域内（領域III）の場合には各電圧ベクトル
，，の組み合わせでPWMを実施する。
PWMは、キャリアー周期Tsを使用する各電圧ベクトル
の発生時間比で分割して、各電圧ベクトル発生時間を所
望の出力電圧ベクトルの波高 を平均的に発生する様に決定する。即ち、今第11図での
領域Ｉで考えるなら、，，，の各ベクトル発生
時間Ta,Tb,Tc,Tdとして、 を満足する様Ta,Tb,Tc,Tdを決定すれば良いことがわか
る。以下各領域について波高 と位相θ＊と各電圧ベクトル発生時間との関係を説明す
る。
の発生時間比で分割して、各電圧ベクトル発生時間を所
望の出力電圧ベクトルの波高 を平均的に発生する様に決定する。即ち、今第11図での
領域Ｉで考えるなら、，，，の各ベクトル発生
時間Ta,Tb,Tc,Tdとして、 を満足する様Ta,Tb,Tc,Tdを決定すれば良いことがわか
る。以下各領域について波高 と位相θ＊と各電圧ベクトル発生時間との関係を説明す
る。
＜領域Ｉ＞ 但し、Vmaxは第11図発生時の電圧 ∴０Ｋ１ として ここで前記（10），（12），（13）式より、 波高 が第11図▲▼，▲▼上を移動する場合の条件
は、 となるため、（９），（14），（15）式と（16）或いは
（17）式より、次の結果を得る。
は、 となるため、（９），（14），（15）式と（16）或いは
（17）式より、次の結果を得る。
但し、K2０時はK2＝０として （Ta/Ts），（Tb/Ts）を計算する。
この領域のＫの範囲は で、電圧ベクトル発生順は、→→→が最少スイ
ッチングとなる。
ッチングとなる。
＜領域II＞ Ｉと同様に、，，，の発生時間をTc,Td,Ti,T
jとすると、 で、→→→が最少スイッチング（，は第７
図（ｂ）でもわかる様に各２組のスイッチングが存在す
るため、スイッチング数の少ない方を選択する。） ＜領域III＞ ，，の発生時間をそれぞれTi,Tj,Toとすると Ｋの範囲は で、は第７図（ｂ）の様に ４種のスイッチングが存在し、，は各２種であるた
め、スイッチング数最少の組み合わせを選択する。
jとすると、 で、→→→が最少スイッチング（，は第７
図（ｂ）でもわかる様に各２組のスイッチングが存在す
るため、スイッチング数の少ない方を選択する。） ＜領域III＞ ，，の発生時間をそれぞれTi,Tj,Toとすると Ｋの範囲は で、は第７図（ｂ）の様に ４種のスイッチングが存在し、，は各２種であるた
め、スイッチング数最少の組み合わせを選択する。
以上の様に、所望の電圧ベクトル指令の波高 と位相θ＊とにより、（25），（31），（36）式に従っ
て領域判定を行ない、各領域の電圧ベクトル発生時間を
導出し、該時間に従って各電圧ベクトルを発生する第７
図に示す各インバータのスイッチング関数SfA,SfBにてP
WM信号パルスを発生すればよい。
て領域判定を行ない、各領域の電圧ベクトル発生時間を
導出し、該時間に従って各電圧ベクトルを発生する第７
図に示す各インバータのスイッチング関数SfA,SfBにてP
WM信号パルスを発生すればよい。
なお、上記実施例では、12相変圧器の多重インバータ
のPWM方式について説明したが、18相,24相等のインバー
タに使用しても同様のPWMとしての効果を奏する。
のPWM方式について説明したが、18相,24相等のインバー
タに使用しても同様のPWMとしての効果を奏する。
以上のように、この発明によれば、変圧器多重インバ
ータの出力電圧の瞬時値を指令する出力電圧ベクトル指
令値が、分割された電圧ベクトル平面上の複数の領域の
どこにあるかを判別する領域判定の第１処理、前記出力
電圧ベクトル指令値を、前記変圧器多重インバータが出
力可能な複数の電圧ベクトルのうち前記判別された領域
付近にあるものの加算値として表現するものとし、前記
各電圧ベクトルの加算比を算出する第２処理、前記加算
比で前記変圧器多重インバータの一制御周期を按分して
前記各電圧ベクトルの発生時間を算出する第３処理、前
記各電圧ベクトルに対応した前記変圧器多重インバータ
を構成する各スイッチング素子のオンオフ状態の組み合
わせを示すスイッチング関数に基づき、前記加算すべき
電圧ベクトルとその発生時間から前記変圧器多重インバ
ータの一制御周期におけるPWMパルス信号を発生する第
４処理を順次に行い、以後、上記第１処理から第４処理
を前記変圧器多重インバータの制御周期毎に繰り返すよ
うに構成したので、PWM部が小形，安価となり、出力電
圧サージ，出力電流リップルの小さな多重インバータの
提供と共にGTO等のスイッチング数を高くとれない素子
の全領域PWMが可能になり、スイッチングロスの軽減が
図れる等の優れた効果がある。
ータの出力電圧の瞬時値を指令する出力電圧ベクトル指
令値が、分割された電圧ベクトル平面上の複数の領域の
どこにあるかを判別する領域判定の第１処理、前記出力
電圧ベクトル指令値を、前記変圧器多重インバータが出
力可能な複数の電圧ベクトルのうち前記判別された領域
付近にあるものの加算値として表現するものとし、前記
各電圧ベクトルの加算比を算出する第２処理、前記加算
比で前記変圧器多重インバータの一制御周期を按分して
前記各電圧ベクトルの発生時間を算出する第３処理、前
記各電圧ベクトルに対応した前記変圧器多重インバータ
を構成する各スイッチング素子のオンオフ状態の組み合
わせを示すスイッチング関数に基づき、前記加算すべき
電圧ベクトルとその発生時間から前記変圧器多重インバ
ータの一制御周期におけるPWMパルス信号を発生する第
４処理を順次に行い、以後、上記第１処理から第４処理
を前記変圧器多重インバータの制御周期毎に繰り返すよ
うに構成したので、PWM部が小形，安価となり、出力電
圧サージ，出力電流リップルの小さな多重インバータの
提供と共にGTO等のスイッチング数を高くとれない素子
の全領域PWMが可能になり、スイッチングロスの軽減が
図れる等の優れた効果がある。
第１図は、この発明の一実施例による12相多重インバー
タの構成を示すブロック図。 第２図は、第１図のインバータ主回路及び多重変圧器の
詳細図。 第３図は、第１図のインバータ主回路１台のスイッチン
グ関数Sfの関係図。 第４図，第５図はそれぞれ第１図の３相インバータ主回
路のスイッチング関数SfAとSfBとその時の多重変圧器出
力相電圧に占める各３相インバータ主回路出力電圧の関
係図。 第６図（ａ）は、多重変圧器出力巻線図、（ｂ），
（ｃ）は各インバータがスイッチング状態SfA,SfBにあ
る場合の多重変圧器出力巻線上で考えて発生する空間的
な電圧ベクトル図。 第７図、（ａ）は多重変圧器出力に発生しうる全電圧ベ
クトル図、（ｂ）はその時の各電圧ベクトルを発生する
ために必要な各インバータのスイッチング状態SfA,SfB
の組み合わせテーブル図。 第８図は、出力電圧基本波の約1/2周期分の各電圧ベク
トルの多重変圧器出力線間に現れる瞬時電圧値を示す
図。 第９図及び第11図は第７図（ａ）を60゜間の電圧ベクト
ルに限定して規格化したベクトル図。 第10図は、第７図（ａ）を60゜間の電圧ベクトルに限定
し、各電圧ベクトル間の推移時の全インバータにおける
スイッチング数を示した説明図。 第12図は従来の多重インバータシステムの構成図、第13
図は第12図の各インバータ出力電圧基本波が多重変圧器
によりベクトル合成される時の出力１相分の基本波ベク
トル図である。 図において、 2,3は３相インバータ主回路、6,7はオン，オフパルス信
号、８は多重変圧器、９は一括PWMパルス信号発生部で
ある。 なお、図中、同一符号は同一または相当部分を示す。
タの構成を示すブロック図。 第２図は、第１図のインバータ主回路及び多重変圧器の
詳細図。 第３図は、第１図のインバータ主回路１台のスイッチン
グ関数Sfの関係図。 第４図，第５図はそれぞれ第１図の３相インバータ主回
路のスイッチング関数SfAとSfBとその時の多重変圧器出
力相電圧に占める各３相インバータ主回路出力電圧の関
係図。 第６図（ａ）は、多重変圧器出力巻線図、（ｂ），
（ｃ）は各インバータがスイッチング状態SfA,SfBにあ
る場合の多重変圧器出力巻線上で考えて発生する空間的
な電圧ベクトル図。 第７図、（ａ）は多重変圧器出力に発生しうる全電圧ベ
クトル図、（ｂ）はその時の各電圧ベクトルを発生する
ために必要な各インバータのスイッチング状態SfA,SfB
の組み合わせテーブル図。 第８図は、出力電圧基本波の約1/2周期分の各電圧ベク
トルの多重変圧器出力線間に現れる瞬時電圧値を示す
図。 第９図及び第11図は第７図（ａ）を60゜間の電圧ベクト
ルに限定して規格化したベクトル図。 第10図は、第７図（ａ）を60゜間の電圧ベクトルに限定
し、各電圧ベクトル間の推移時の全インバータにおける
スイッチング数を示した説明図。 第12図は従来の多重インバータシステムの構成図、第13
図は第12図の各インバータ出力電圧基本波が多重変圧器
によりベクトル合成される時の出力１相分の基本波ベク
トル図である。 図において、 2,3は３相インバータ主回路、6,7はオン，オフパルス信
号、８は多重変圧器、９は一括PWMパルス信号発生部で
ある。 なお、図中、同一符号は同一または相当部分を示す。
Claims (1)
- 【請求項１】直流電源に接続された複数の３相インバー
タ主回路によって夫々位相差を有する３相交流を出力
し、この出力された夫々の３相交流を１次入力とする多
相多重変圧器で合成する変圧器多重インバータのPWM制
御方法において、 変圧器多重インバータの出力電圧を電圧ベクトル表示し
た際の電圧ベクトル平面を、 前記電圧ベクトル平面の位相方向を前記変圧器多重イン
バータの制御周期毎に、 前記電圧ベクトル平面の電圧絶対値方向を前記変圧器多
重インバータにより制御可能な電圧絶対値毎に、 夫々分割することにより、前記電圧ベクトル平面上に複
数の領域を想定し、 前記変圧器多重インバータの出力電圧の瞬時値を指令す
る出力電圧ベクトル指令値（Ｖ＊）が、前記複数の領域
のどこにあるかを判別する領域判定の第１処理を行い、 前記出力電圧ベクトル指令値を、前記変圧器多重インバ
ータが出力可能な複数の電圧ベクトル（V0〜V48）のう
ち前記判別された領域付近にあるものの加算値として表
現するものとし、前記各電圧ベクトルの加算比を算出す
る第２処理を行い、 前記加算比で前記変圧器多重インバータの一制御周期
（Ts）を按分して前記各電圧ベクトルの発生時間（Ta〜
Td）を算出する第３処理を行い、 前記各電圧ベクトルに対応した前記変圧器多重インバー
タを構成する各スイッチング素子のオンオフ状態の組み
合わせを示すスイッチング関数に基づき、前記加算すべ
き電圧ベクトルとその発生時間から前記変圧器多重イン
バータの一制御周期におけるPWMパルス信号を発生する
第４処理を行い、 以後、上記第１処理から第４処理を前記変圧器多重イン
バータの制御周期毎に繰り返すことを特徴とする変圧器
多重インバータのPWM制御方法。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61268928A JP2561918B2 (ja) | 1986-11-12 | 1986-11-12 | 変圧器多重インバータのｐｗｍ方法 |
| KR1019870010468A KR900008394B1 (ko) | 1986-11-12 | 1987-09-21 | 변압기다중인버터의 펄스폭변조(pwm)방식 |
| US07/307,182 US5132892A (en) | 1986-11-12 | 1989-02-02 | PWM controller used in a multiple inverter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61268928A JP2561918B2 (ja) | 1986-11-12 | 1986-11-12 | 変圧器多重インバータのｐｗｍ方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63124769A JPS63124769A (ja) | 1988-05-28 |
| JP2561918B2 true JP2561918B2 (ja) | 1996-12-11 |
Family
ID=17465225
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61268928A Expired - Fee Related JP2561918B2 (ja) | 1986-11-12 | 1986-11-12 | 変圧器多重インバータのｐｗｍ方法 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2561918B2 (ja) |
| KR (1) | KR900008394B1 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0697763B1 (en) * | 1994-03-02 | 2001-06-20 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Multi-coupled power converter and its controlling method |
| KR20040037857A (ko) * | 2002-10-30 | 2004-05-08 | 한국전력공사 | 보조회로를 이용한 다-펄스 ｈｖｄｃ 시스템 |
| KR102032869B1 (ko) * | 2018-02-09 | 2019-10-17 | 주식회사 뉴파워 프라즈마 | Dc-ac 인버터를 포함하는 전원 장치 및 전원 제어 방법 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5925592A (ja) * | 1982-08-02 | 1984-02-09 | Toyota Central Res & Dev Lab Inc | インバ−タの制御方法および装置 |
| JPS60174072A (ja) * | 1984-02-20 | 1985-09-07 | Toshiba Corp | 電力変換器の電流制御装置 |
| JPS61109472A (ja) * | 1984-10-30 | 1986-05-27 | Mitsubishi Electric Corp | 多重ｐｗｍインバ−タ |
-
1986
- 1986-11-12 JP JP61268928A patent/JP2561918B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1987
- 1987-09-21 KR KR1019870010468A patent/KR900008394B1/ko not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63124769A (ja) | 1988-05-28 |
| KR900008394B1 (ko) | 1990-11-17 |
| KR880006829A (ko) | 1988-07-25 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |