JPH0576179A

JPH0576179A - 電力変換装置

Info

Publication number: JPH0576179A
Application number: JP4049829A
Authority: JP
Inventors: Kazunori Sanada; 和法真田; Takao Kawabata; 隆夫川畑
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1991-03-13
Filing date: 1992-03-06
Publication date: 1993-03-26
Anticipated expiration: 2012-11-05
Also published as: JP2672919B2; EP0503631A2; KR0128346B1; DE69204328D1; EP0503631B1; DE69204328T2; US5285371A; TW198773B; CA2062649A1; CA2062649C; EP0503631A3; KR920019055A

Abstract

(57)【要約】【目的】リンク周波数によらず、フイルタ回路が小型
で、負荷急変等に対する応答が速い電力変換装置を得
る。【構成】第１の周波数の交流電力を発生する第１の電
力変換器２と、その出力を変換器３を介して受け、それ
を任意の出力周波数に変換する第２の電力変換器４と、
変換器２の周波数を決定する第１の周波数回路14と、変
換器４の出力量の指令を発生する出力電圧指令発生回路
12と、第１の周波数より高い第２の周波数を決定する第
２の周波数決定回路10と、回路14と12の信号をもとに回
路10の信号をキャリア信号として変換器４の電気弁の開
閉制御信号を発生する駆動制御回路13b とを設ける。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は無停電電源装置（以
後、ＵＰＳと略す。）や燃料電池発電システム，アクテ
ィブフィルタ，ＶＶＶＦなどに用いて好適な電力変換装
置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１０は例えば、例えば特願平1-211737
号に示された従来の電力変換装置を示すブロック図であ
る。図において、(1) は直流電源、(2) はインバータ回
路、(3) は入力側がインバータ回路(2) に接続された変
圧器、(4) は変圧器(3) の出力側に接続されたサイクロ
コンバータ回路、(5) はサイクロコンバータ回路(4) の
出力側に接続されたフィルタ回路、(6) はフィルタ回路
(5) の出力側に接続された負荷回路である。また、(10)
はキャリア信号発生回路、(11a) はインバータ駆動制御
回路、(12)はサイクロコンバータ(4) の出力電圧や出力
電流などの出力量の指令を作る出力電圧指令発生回路、
(13a) はサイクロコンバータ駆動制御回路である。

【０００３】図１１はインバータ回路(2) 、変圧器(3)
、サイクロコンバータ回路(4) の詳細を示す構成図で
ある。インバータ回路(2) はトランジスタ、ＭＯＳＦＥ
Ｔ等の半導体スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４と、これらと
逆並列に接続されたダイオードＤ１〜Ｄ４から構成され
ている。また、変圧器(3) は１次巻線をインバータ回路
(2) に接続し、２次巻線をサイクロコンバータ回路(4)
に接続している。サイクロコンバータ回路(4) はトラン
ジスタやＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子Ｓ５
〜Ｓ８，Ｓ５′〜Ｓ８′と、これらのスイッチング素子
と逆並列に接続されたダイオードＤ５〜Ｄ８，Ｄ５′〜
Ｄ８′から構成されている。なお、２つの半導体スイッ
チング素子Ｓｎ，Ｓｎ′（ｎ＝５〜８）とこれに逆接続
されたダイオードＤｎ，Ｄｎ′（ｎ＝５〜８）とは通電
方向が制御可能な双方向性スイッチを構成しており、そ
のスイッチ群をＱｎ（ｎ＝５〜８）とする。

【０００４】図１２はインバータ駆動制御回路(11a) の
詳細を示す構成図であり、入力信号の立ち下がりに同期
して出力信号の極性が反転する１／２分周器(100) と、
それに接続されたノット回路(101) から構成され、イン
バータ回路(2) の駆動信号Ｔ１〜Ｔ４を出力する。な
お、駆動信号Ｔ１〜Ｔ４はそれぞれインバータ回路(2)
のスイッチＳ１〜Ｓ４に対応する。

【０００５】図１３はサイクロコンバータ駆動制御回路
(13a) の詳細を示す構成図であり、絶対値回路(102) 、
比較器(103) 、ノット回路(105),(106),(108),(110) 、
１／２分周回路(104),(107) 、極性判別回路(109) 、ア
ンド回路(111)〜(118)、オア回路(119)〜(122)から構成
され、駆動信号Ｔ５〜Ｔ８を出力する。なお、駆動信Ｔ
５〜Ｔ８はそれぞれサイクロコンバータ回路(4) のスイ
ッチ群Ｑ５〜Ｑ８に対応する。

【０００６】次に、前記した従来装置の動作を図１４の
タイミングチャートを用いて説明する。まず、キャリア
信号発生回路(10)から図１４の最上段に示す右上がりの
ノコギリ波状のキャリア信号Ｖｐが出力される。次に、
図１２に示すインバータ駆動制御回路(11a) から以下の
動作によってデューティ比50％の駆動信号Ｔ１〜Ｔ４が
出力される。即ち、キャリア信号Ｖｐが入力されると、
１／２分周器(100) からこの信号に同期し１／２分周さ
れた図１４に示す信号Ｔｘが出力され、ノット回路(10
1) からは信号Ｔｘを符号反転した信号Ｔｙが出力され
る。この結果、信号Ｔｘが駆動信号Ｔ１，Ｔ４として、
信号Ｔｙが駆動信号Ｔ２，Ｔ３としてインバータ回路
(2)に出力される。この駆動信号Ｔ１〜Ｔ４のレベルが
ハイのときはインバータ回路(2) の対応する半導体スイ
ッチング素子Ｓ１〜Ｓ４はオンし、ローのときはオフす
るものとする。又、図１１より半導体スイッチング素子
Ｓ１〜Ｓ４のオンオフと変圧器(3) の２次電圧Ｖ２との
関係は次式のようになる。

【０００７】Ｓ１、Ｓ４がオンのとき：Ｖ２＝ＶｄｃＳ２、Ｓ３がオンのとき：Ｖ２＝−Ｖｄｃ …（１）

【０００８】従って、２次電圧Ｖ２は図１４に示すよう
にデューティ比が50％の矩形波電圧となる。一方、出力
電圧指令発生回路(12)からサイクロコンバータ回路(4)
が出力すべき出力電圧指令信号Ｖｃｃ＊が出力され、キ
ャリア信号Ｖｐとともにサイクロコンバータ駆動制御回
路(13a) に入力される。サイクロコンバータ駆動制御回
路(13a) はこれを受けて次のようにＰＷＭ変調された駆
動信号Ｔ５〜Ｔ８を出力する。まず、出力電圧指令信号
Ｖｃｃ＊は絶対値回路(102) により絶対値信号│Ｖｃｃ
＊│に変換される。この絶対値信号│Ｖｃｃ＊│は、キ
ャリア信号Ｖｐと共に比較器(103) に入力され、比較器
(103) は図１４に示す信号Ｔｐを出力する。信号Ｔｐは
１／２分周器(104) に入力され、信号Ｔａに変換され
る。また、信号Ｔｐがノット回路(106) によって符号反
転された後１／２分周器(107) に入力されると、図１２
に示す信号Ｔｘと同一波形の信号Ｔｂが出力される。さ
らに、信号Ｔａをノット回路(105) に入力すると信号Ｔ
ｃが出力され、信号Ｔｂをノット回路(108) に入力する
と図１２に示す信号Ｔｙと同一波形の信号Ｔｄが出力さ
れる。ここで、信号Ｔａ〜Ｔｄとサイクロコンバータ回
路(4) の出力電圧Ｖｃｃとの関係について説明する。出
力電圧Ｖｃｃの極性を正にしたい場合には、次式に従っ
て、駆動信号Ｔ５〜Ｔ８を決定する。

【０００９】Ｔ５＝Ｔａ、Ｔ６＝Ｔｃ、Ｔ８＝Ｔｂ …（２）

【００１０】この駆動信号Ｔ５〜Ｔ８に応じて、双方
向性スイッチを構成するスイッチ群Ｑｎ（ｎ＝５〜８）
オンオフし（ただし、Ｑｎがオンオフするということは
Ｓｎ，Ｓｎ′が同時にオンオフするものとする。）、サ
イクロコンバータ回路(4) の出力電圧Ｖｃｃが制御され
る。このときのスイッチ群Ｑｎ（ｎ＝５〜８）オンオフ
と前記出力電圧Ｖｃｃとの関係は、次式で示される。

【００１１】Ｑ５、Ｑ８がオンのとき：Ｖｃｃ＝Ｖ２Ｑ６、Ｑ７がオンのとき：Ｖｃｃ＝−Ｖ２ …（３）Ｑ５、Ｑ６がオンのとき：Ｖｃｃ＝０Ｑ７、Ｑ８がオンのとき：Ｖｃｃ＝０

【００１２】従って、上記(2) 式および(3) 式より、図
１４において信号Ｔａ，Ｔｂが共にハイレベルのときＶ
ｃｃ＝Ｖ２、信号Ｔｃ，Ｔｄが共にハイレベルのときＶ
ｃｃ＝−Ｖ２、信号Ｔａ，Ｔｂまたは信号Ｔｂ，Ｔｃが
ハイレベルのときＶｃｃ＝０となるので、サイクロコン
バータ回路(4) の出力電圧Ｖｃｃは図１４の最下段に示
すようにＰＷＭ変調され、かつ極性が正の電圧となる。
反対に、Ｖｃｃの極性を負にしたい場合は、次式に従っ
て駆動信号Ｔ５〜Ｔ８を決定すればよい。

【００１３】Ｔ５＝Ｔｃ、Ｔ６＝Ｔｂ、Ｔ７＝Ｔａ、Ｔ８＝Ｔｄ …（４）

【００１４】次に、図１３の動作説明の続きを説明す
る。極性判別回路(109) から出力電圧指令信号Ｖｃｃ＊
のと極性信号Ｖｓｇｎが出力される。また、ノット回路
(110)から極性信号Ｖｓｇｎを符号反転した信号が出力
される。これらの信号および信号Ｔａ〜Ｔｄはアンド回
路(111)〜(118)を介してオア回路(119)〜(122)に入力さ
れ、出力電圧指令信号Ｖｃｃ＊の極性が正のときはアン
ド回路(111),(114),(116),(117) からそれぞれ信号Ｔ
ａ，Ｔｃ，Ｔｄ，Ｔｂが出力されるので、上記(2)式に
応じた駆動信号がサイクロコンバータ回路(4) のスイッ
チ群Ｑ５〜Ｑ８に出力される。同様にして、出力電圧指
令信号Ｖｃｃ＊の極性が負のとき、上記(4)式に応じた
駆動信号が前記スイッチ群Ｑ５〜Ｑ８に出力される。以
上の動作によって、出力電圧指令発生回路(12)から出力
された交流の出力電圧指令信号Ｖｃｃ＊をＰＷＭ変調し
た波形の電圧Ｖｃｃがサイクロコンバータ回路(4) から
出力される。ここで、サイクロコンバータ回路(4) のス
イッチ群Ｑｎ（ｎ＝５〜８）は、サイクロコンバータ回
路(4) の出力電流を検出し、その極性により、下記のよ
うに片方向のみスイッチングしても前記と同様にＰＷＭ
変調することができる。電流の極性が正のとき、

【００１５】Ｓ５＝Ｔ５、Ｓ６＝Ｔ６、Ｓ７＝Ｔ７、Ｓ８＝Ｔ８ …（５）Ｓ５′〜Ｓ８′はすべてオフ

【００１６】電流の極性が負のとき、

【００１７】Ｓ５〜Ｓ８はすべてオフＳ５′＝Ｔ５、Ｓ６′＝Ｔ６、Ｓ７′＝Ｔ７、Ｓ８′＝Ｔ８ …（６）

【００１８】また、サイクロコンバータ回路(4) の出
力は、フィルタ回路(5) によって出力電圧Ｖｃｃの高調
波成分が除去された後、負荷回路(6) に供給される。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】従来の電力変換装置
は、前記したように直流電力を入力していったん高周波
の交流に変換しその交流電力を使って出力電圧指令信号
に応じた交流電力を出力する。このような直流−交流電
力変換装置は、変圧器を介して高周波の電力（以後、こ
の変圧器を介する周波数をリンク周波数とする。）がや
り取りされるので、一般に高周波中間リンク式電力変換
装置と呼ばれる。この高周波中間リンク式を用いれば絶
縁用の変圧器を通過する電力は出力周波数の数10倍以上
の高周波となるので変圧器を小形軽量化することができ
るが、この方式を大容量の電力変換装置に適用した場
合、高周波で大容量の変圧器を作ることが困難であると
いう問題から、実際はリンク周波数を容量が大きくなる
に従って低くしていく必要がある。ここで、図１０に基
づいて説明した従来の構成ではリンク周波数とＰＷＭ周
波数は１対２になっているので、リンク周波数が低くな
るとサイクロコンバータのＰＷＭ周波数も低くなり、電
力変換器の出力電圧波形の制御性が低下すると同時にフ
ィルタ回路も大型化するという問題点があった。

【００２０】この発明はこのような問題点を解決するた
めになされたもので、リンク周波数によらず、フィルタ
回路が小型で、負荷急変などに対する応答が速い電力変
換装置を得ることを目的とする。

【００２１】

【課題を解決するための手段】この発明にかかわる電力
変換装置は、第１の周波数の交流電力を発生する第１の
電力変換器と、この第１の電力変換器の出力を１次巻線
に受ける変圧器と、この変圧器の２次巻線に入力端子を
接続されて電力を受け、それを任意の出力周波数の電力
に変換する第２の電力変換器と、前記第１の電力変換器
の周波数を決定する第１の周波数決定回路と、前記第２
の電力変換器の出力量の指令を発生する出力電圧指令発
生回路と、前記第１の周波数より高い第２の周波数を決
定する第２の周波数決定回路と、前記第１の周波数決定
回路と前記出力電圧指令発生回路の信号をもとに前記第
２の周波数決定回路の信号をキャリア信号として、前記
第２の電力変換器の電気弁の開閉制御信号を発生する駆
動制御回路とを備えものである。

【００２２】

【作用】この発明においては、第２の駆動制御回路すな
わちサイクロコンバータ駆動制御回路(13b) は、第１の
駆動制御回路すなわちインバータ駆動制御回路(11）か
ら出力されたオンオフ信号のｎ倍（ｎは正の実数）のキ
ャリア信号を使ってＰＷＭ変調された駆動信号を出力す
る。（第２の電力変換器は前記駆動信号に基づきＰＷＭ
変調された第２の周波数の電力を出力する。）

【００２３】

【実施例】以下、この発明の一実施例を図について説明
する。図１〜図４はこの発明の第１の実施例を示し、図
１はその構成図である。(11b) はインバータ駆動制御回
路、(13b) はサイクロコンバータ駆動制御回路、(14)は
リンク周波数決定回路である。なお、直流電源(1) 、イ
ンバータ回路(2) 、変圧器(3) 、サイクロコンバータ回
路(4) 、フィルタ回路(5) 、負荷回路(6) 、キャリア信
号発生回路(10)、出力電圧指令発生回路(12)は従来と同
様である。

【００２４】図２は、インバータ駆動制御回路(11b) の
詳細を示す構成図である。図３は、サイクロコンバータ
駆動制御回路(13b) の詳細な構成を示す構成図である。
（２０１）はリンク周波数決定回路（１４）の出力信号
Ｔｅとコンパレータ（１０３）の出力信号Ｔｐが入力さ
れるアンド回路、（２０２）は上記出力信号Ｔｅが入力
されるノット回路、（２０３）はノット回路（２０２）
の出力信号Ｔｅバーとコンパレータ（１０３）の出力信
号Ｔｐが入力されるアンド回路である。尚、絶対値回路
(102) 、コンパレータ(103) 、ノット回路(105),(108),
(110) 、極性判別回路(109) 、アンド回路(111)〜(11
8)、オア回路(119)〜(122)は従来と同様である。又、信
号Ｔ５〜Ｔ８はそれぞれサイクロコンバータ回路のスイ
ッチング素子群Ｑ５〜Ｑ８の駆動信号である。

【００２５】次に、前記構成の動作を図４のタイミング
チャートを用いて説明する。まず、キャリア信号発生回
路(10)から図４の最上段に示す右上がりのノコギリ波状
のキャリア信号Ｖｐがリンク周波数決定回路(14)とサイ
クロコンバータ駆動制御回路(13b) に出力される。次
に、リンク周波数決定回路(14)で前記キャリア信号を１
／ｎに分周するが、図４は、例えば４分周した場合を示
している。従って、以後図４の例をもとに、ＰＷＭ周波
数がリンク周波数の４倍である場合について説明してい
く。前記リンク周波数決定回路(14)からキャリア信号Ｖ
ｐの立ち下がりに同期し４分周した信号Ｔｅが出力さ
れ、図２に示すインバータ駆動制御回路(11b) のノット
回路(123) でその反転信号Ｔｆが作られる。この結果、
信号Ｔｅが駆動信号Ｔ１，Ｔ４として、信号Ｔｆが駆動
信号Ｔ２，Ｔ３としてインバータ回路(2) に出力され
る。この駆動信号Ｔ１〜Ｔ４のレベルがハイのときはイ
ンバータ回路(2) の対応する半導体スイッチング素子Ｓ
１〜Ｓ４はオンし、ローのときはオフするものとする。
又、図１１より半導体スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオ
ンオフと変圧器(30)の２次電圧Ｖ２との関係は次式のよ
うになる。

【００２６】Ｓ１、Ｓ４がオンのとき：Ｖ２＝ＶｄｃＳ２、Ｓ３がオンのとき：Ｖ２＝−Ｖｄｃ …（７）

【００２７】従って、２次電圧Ｖ２は図４に示すように
デューティ比が50％の周波数がキャリア信号の１／４倍
の矩形波電圧となる。一方、出力電圧指令発生回路(12)
から負荷回路(6) の電流または電圧を制御するためにサ
イクロコンバータ回路(4) が出力すべき出力電圧指令信
号Ｖｃｃ＊が出力され、キャリア信号Ｖｐとリンク周波
数決定回路(14)から出力された信号Ｔｅとともにサイク
ロコンバータ駆動制御回路(13b) に入力される。サイク
ロコンバータ駆動制御回路(13b) はこれを受けて次のよ
うにＰＷＭ変調された駆動信号Ｔ５〜Ｔ８を出力する。
まず、出力電圧指令信号Ｖｃｃ＊は絶対値回路(102) に
より絶対値信号│Ｖｃｃ＊│に変換される。この絶対値
信号│Ｖｃｃ＊│は、キャリア信号Ｖｐと共に比較器(1
03) に入力され、比較器(103) は図４に示す信号Ｔｐを
出力する。

【００２８】信号Ｔｐはアンド回路（２０１）に信号Ｔ
ｅとともに入力され、アンド回路（２０１）で論理積が
取られ、信号Ｔｇが出力される。更に、信号Ｔｇをノッ
ト回路（１０５）に入力すると、信号Ｔｈが出力され
る。又、信号Ｔｅはノット回路（２０２）で極性反転さ
れた信号Ｔｅバーとなり、アンド回路（２０３）へ出力
される。アンド回路（２０３）で信号Ｔｐと信号Ｔｅバ
ーの論理積信号Ｔｊが出力される。更に、信号Ｔｊをノ
ット回路（１０８）に入力すると、信号Ｔｋが出力され
る。ここで、信号Ｔｇ，Ｔｈ，Ｔｊ，Ｔｋとサイクロコ
ンバータ回路(4) の出力電圧Ｖｃｃとの関係について説
明する。出力電圧Ｖｃｃの極性を正にしたい場合には、
次式に従って、駆動信号Ｔ５〜Ｔ８を決定する。

【００２９】Ｔ５＝Ｔｇ、Ｔ６＝Ｔｈ、Ｔ７＝Ｔｊ、Ｔ８＝Ｔｋ …（８）

【００３０】この駆動信号Ｔ５〜Ｔ８に応じて、双方
向性スイッチを構成するスイッチ群Ｑｎ（ｎ＝５〜８）
がオンオフし、サイクロコンバータ回路(4) の出力電圧
Ｖｃｃが制御される。このときのスイッチング群Ｑｎ
（ｎ＝５〜８）のオンオフと前記出力電圧Ｖｃｃとの関
係は、次式で示される。

【００３１】Ｑ５、Ｑ８がオンのとき：Ｖｃｃ＝Ｖ２Ｑ６、Ｑ７がオンのとき：Ｖｃｃ＝−Ｖ２ …（９）Ｑ５、Ｑ６がオンのとき：Ｖｃｃ＝０Ｑ７、Ｑ８がオンのとき：Ｖｃｃ＝０

【００３２】従って、(8) 式および(9) 式より、図４に
おいて信号Ｔｇ，Ｔｋが共にハイレベルのときＶｃｃ＝
Ｖ２、信号Ｔｈ，ＴｊがともにハイレベルのときＶｃｃ
＝−Ｖ２、信号Ｔｇ，Ｔｈまたは信号Ｔｊ，Ｔｋがハイ
レベルのときＶｃｃ＝０となるので、サイクロコンバー
タ回路(4) の出力電圧Ｖｃｃは図４の最下段に示すよう
にＰＷＭ変調され、かつ極性が正の電圧となる。反対
に、Ｖｃｃの極性を負にしたい場合は、次式に従って駆
動信号Ｔ５〜Ｔ８を決定すればよい。

【００３３】Ｔ５＝Ｔｈ、Ｔ６＝Ｔｊ、Ｔ７＝Ｔｇ、Ｔ８＝Ｔｋ …（１０）

【００３４】次に、図３の動作説明の続きを説明する。
極性判別回路(109) から出力電圧指令信号Ｖｃｃ＊の極
性信号Ｖｓｇｎが出力される。また、ノット回路(110)
から極性信号Ｖｓｇｎを符号反転した信号が出力され
る。これらの信号および信号Ｔｇ，Ｔｈ，Ｔｊ，Ｔｋは
アンド回路(111)〜(118)を介してオア回路(119)〜(122)
に入力され、出力電圧指令信号Ｖｃｃ＊の極性が正のと
きはアンド回路(111),(114),(116),(117) からそれぞれ
信号Ｔｇ，Ｔｈ，Ｔｊ，Ｔｋが出力されるので、上記
(8) 式に応じた駆動信号がサイクロコンバータ回路(4)
のスイッチ群Ｑ５〜Ｑ８に出力される。同様にして、基
準電圧Ｖｃｃ＊の極性が負のとき、上記(10)式に応じた
駆動信号が前記スイッチ群Ｑ５〜Ｑ８に出力される。以
上の動作によって、出力電圧指令発生回路(12)から出力
された出力電圧指令信号Ｖｃｃ＊を図４に示すようにリ
ンク周波数の４倍の周波数でＰＷＭ変調した波形の電圧
Ｖｃｃがサイクロコンバータ回路(4) から出力される。
このことにより、リンク周波数発生回路(14)でキャリア
信号を１／ｎ分周すればリンク周波数のｎ倍の周波数で
ＰＷＭ変調された波形がサイクロコンバータ回路(4) か
ら出力されることがわかる。ここで、サイクロコンバー
タ回路(4) のスイッチ群Ｑｎ（ｎ＝５〜８）は、サイク
ロコンバータ回路(4) の出力電流を検出し、その極性に
より、下記のように片方向のみスイッチングしても前記
と同様にＰＷＭ変調することができる。電流の極性
が正のとき、

【００３５】Ｓ５＝Ｔ５、Ｓ６＝Ｔ６、Ｓ７＝Ｔ７、Ｓ８＝Ｔ８ …（１１）Ｓ５′〜Ｓ８′はすべてオフ

【００３６】電流の極性が負のとき、

【００３７】Ｓ５〜Ｓ８はすべてオフＳ５′＝Ｔ５、Ｓ６′＝Ｔ６、Ｓ７′＝Ｔ７、Ｓ８′＝Ｔ８ …（１２）

【００３８】また、サイクロコンバータ回路（４）の
出力は、フィルタ回路（５）によって出力電圧Ｖｃｃ
の高調波成分が除去された後、負荷回路（６）に供給
される。

【００３９】次に、図５〜図９によってこの発明の第２
の実施例を説明する。図５はこの発明の第２の実施例の
ブロック図であり、サイクロコンバータ回路（４ｃ）、
フィルタ回路（５ｃ）、出力電圧指令発生回路（１２
ｃ）、サイクロコンバータ駆動制御回路（１３ｃ）
が３相に構成された以外は第１の実施例を示す図１と同
様である。図６は変圧器（３）とサイクロコンバータ
回路（４ｃ）とフィルタ回路（５ｃ）の詳細を示す構成
図である。サイクロコンバータ回路（４ｃ）は３相電圧
を出力するために、トランジスタやＭＯＳＦＥＴ等の半
導体スイッチング素子を使って以下のように構成する。
Ｕ相はスイッチング素子Ｓｕ１，Ｓｕ２，Ｓｕ１′，Ｓ
ｕ２′から構成されており、この半導体スイッチング素
子Ｓｕ１，Ｓｕ２とＳｕ１′，Ｓｕ２′は、通電方向が
制御可能な双方向性スイッチを構成しており、そのスイ
ッチ群Ｑｕｎ（ｎ＝１〜２）とする。また、Ｖ，Ｗ相も
同様で、それぞれ双方向制御可能なスイッチ群Ｑｖｎ，
Ｑｗｎにより構成されている。また、サイクロコンバー
タ回路（４ｃ）の出力を入力とするフィルタ回路（５
ｃ）はＡＣリアクトルＬ_ＦとコンデンサＣ_ＦでＡＣ
フィルタを構成している。

【００４０】図７はサイクロコンバータ駆動制御回路
（１３ｃ）の詳細を示す構成図で、（１２３Ｕ）はＵ
相駆動制御回路、（１２３Ｖ）はＶ相駆動制御回路、
（１２３Ｗ）はＷ相駆動制御回路である。また、Ｕ相駆
動制御回路（１２３ｕ）は比較器（１２４）、ノット
回路（１２５）、ＥＸ−ＯＲ（エクスクル−シブオ
ア）回路（１２６），（１２７）で構成され、出力電
圧指令発生回路（１２ｃ）から出力された出力電圧指令
信号Ｖｕ＊とキャリア信号Ｖｐとリンク周波数決定回路
（１４）の出力信号Ｔｅとが入力されサイクロコンバー
タ回路（４ｃ）のＵ相のオンオフ信号Ｔｕ１，Ｔｕ２が
出力される。またＶ相駆動制御回路（１２３ｖ）とＷ相
駆動制御回路（１２３ｗ）はＵ相駆動制御回路（１２３
ｕ）と全く同一の回路構成で、それぞれ出力電圧指令信
号Ｖｖ＊，Ｖｗ＊が入力されサイクロコンバータ回路
（４ｃ）のオンオフ信号Ｔｖ１，Ｔｖ２，Ｔｗ１，Ｔｗ
２を出力する。なお、オンオフ信号Ｔｕｎ，Ｔｖｎ，Ｔ
ｗｎ（ｎ＝１，２）はそれぞれＱｕｎ，Ｑｖｎ，Ｑｗｎ
（ｎ＝１，２）に対応する。

【００４１】次に、この発明の第２の実施例の動作を図
８及び図９（ａ），（ｂ）のタイミングチャートを用
いて説明する。インバータ回路（２）は第１の実施例
と全く同様の動作を行い、図８及び図９に示すインバー
タ出力電圧Ｖ２を出力する。一方、図６のサイクロコン
バータ回路（４ｃ）は、スイッチング素子に双方向性を
持たせたこと以外は従来の３相出力インバータと同様な
構成であるから３相を独立して制御できることがわか
る。従って、１つの相が出力電圧指令信号を基にＰＷＭ
変調され出力電圧指令信号に従って相電圧が出力される
ことが言えれば、３相出力を説明したことになる。そこ
で、以後Ｕ相についてのみ説明する。まず、出力電圧指
令発生回路（１２ｃ）から３相の出力電圧指令信号Ｖ
ｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊が出力され、キャリア信号Ｖｐと
リンク周波数決定回路（１４）から出力された信号Ｔｅ
と共にサイクロコンバータ駆動制御回路（１３ｃ）に
入力される。サイクロコンバータ駆動制御回路（１３
ｃ）はこれを受けて次のようにＰＷＭ変調された駆動
信号Ｔ１ｕ，Ｔ２ｕを出力する。

【００４２】まず、出力電圧指令信号Ｖｕ＊はキャリア
信号Ｖｐと共に比較器（１２４）に入力され、図８に示
す信号Ｔｐ′を出力する。従ってこの信号Ｔｐ′のハイ
レベルのパルス幅は、出力電圧指令信号が正方向に大き
くなるほど広くなり、負方向に大きくなるほど狭くな
る。次に、信号Ｔｐ′がノット回路（１２５）に入力
され図８に示す符号反転信号Ｔｑが出力される。

【００４３】ここで、図６に示すように変圧器（３）
の２次巻線の中点を仮想接地点０としＵ点の仮想接地点
０に対する電位をＶｕｏとすると、信号Ｔｐ′，Ｔｑ′
とインバータ回路（２）の出力電圧Ｖ２と前記仮想Ｕ
相電位Ｖｕｏとの関係は以下に示すようになる。駆動信
号Ｔｕ１，Ｔｕ２に応じて双方向性スイッチを構成する
スイッチ群Ｑｎ（ｎ＝１，２）がオンオフし、前記仮想
Ｕ相電位Ｖｕｏが制御されるが、このときのスイッチ群
Ｑｕｎ（ｎ＝１，２）のオンオフとの関係は、次式で示
される。

【００４４】Ｑｕ１がオンのとき：Ｖｕｏ＝Ｖ２／２Ｑｕ２がオフのとき：Ｖｕｏ＝−Ｖ２／２ …（１３）

【００４５】従って、上記（１３）式の関係を利用して
信号Ｔｐ′，Ｔｑを駆動信号Ｔｕ１，Ｔｕ２に振り分け
るとＵ相出力電圧指令信号Ｖｕ＊に従ったＵ相電圧Ｖｕ
が得られ、信号Ｔｐ′とＴｑのパルス幅をＷｐ′，Ｗｑ
とすると次式のようになる。

【００４６】Ｖｕ［（Ｗｐ′−Ｗｑ）／（Ｗｐ′＋Ｗｑ）］×Ｖ２／２ …（１４）

【００４７】ただし、インバータ回路（２）の出力電
圧Ｖ２はリンク周波数で正と負に振れる矩形波電圧であ
るから、その極性の変化に合わせて次式のように切り換
えを行う必要がある。Ｖ２が正のとき

【００４８】Ｔｕ１＝Ｔｐ′、Ｔｕ２＝Ｔｑ …（１５）

【００４９】Ｖ２が負のとき

【００５０】Ｔｕ１＝Ｔｑ、Ｔｕ２＝Ｔｐ′ …（１６）

【００５１】次に、図７への動作説明の続きを説明す
る。信号Ｔｅは前記出力電圧Ｖ２を得るための駆動信号
であり、Ｖ２が正のとき信号Ｔｅはハイレベルである。
この信号ＴｅをＥＸ−ＯＲ回路（１２６），（１２７）
に入力し、また信号ＴｑをＥＸーＯＲ回路（１２６）
に、信号Ｔｐ′をＥＸーＯＲ回路（１２７）に入力す
る。ここで、ＥＸーＯＲ回路は２入力信号の内、一方の
信号がハイレベルのときもう一方の信号の極性反転信号
が出力され、一方がローレベルのときもう一方の信号の
極性が出力されるというものであるから、ＥＸ−ＯＲ回
路（１２６），（１２７）の出力信号Ｔｍ，Ｔｏをそ
れぞれ駆動信号Ｔｕ１，Ｔｕ２に割り当てれば上記（１
４）式を満たす。以上の動作によって、出力電圧指令発
生回路（１２）から出力された出力電圧指令信号Ｖｕ＊
を図８に示すようにリンク周波数の４倍の周波数でＰＷ
Ｍ変調した波形の電圧Ｖｕがサイクロコンバータ回路
（４）から出力される。このことにより、前記リンク
周波数発生回路（１４）でキャリア信号を１／ｎ分周す
ればリンク周波数のｎ倍の周波数でＰＷＭ変調された波
形がサイクロコンバータ回路（４）から出力されるこ
とがわかる。ここで、サイクロコンバータ回路（４ｃ）
のスイッチ群Ｑｎ（ｎ＝５〜８）は、サイクロコンバー
タ回路（４ｃ）の出力電流を検出し、その極性により、
下記のように片方向のみスイッチングしても前記と同様
にＰＷＭ変調することができる。

【００５２】電流の極性が正のとき、

【００５３】Ｓｕ１＝Ｔｕ１、Ｓｕ２＝Ｔｕ２Ｓｕ１′、Ｓｕ２′はオフ …（１７）

【００５４】電流の極性が負のとき、

【００５５】Ｓｕ１、Ｓｕ２はオフＳｕ１′＝Ｔｕ１、Ｓｕ２′＝Ｔｕ２ …（１８）

【００５６】また、サイクロコンバータ回路（４ｃ）の
出力は、フィルタ回路（５ｃ）によって出力電圧Ｖｕの
高調波成分が除去された後、負荷回路（６）に供給さ
れる。

【００５７】なお、上記の実施例では、インバータの周
波数がサイクロコンバータのキャリア周波数の整数倍
（偶数倍？）の関係で同期している場合について説明し
たが、図９（ａ）及び（ｂ）に例示するように、（奇数
倍や）非整数倍の関係で同期していない場合でも、駆動
駆動制御回路が少し複雑になるだけで、本発明の原理に
よる変換装置を構成することは伝うまでもない。また、
上記の実施例では３相出力の場合について説明したが、
単相出力にも適用できることは伝うまでもない。

【００５８】さらに、本発明は無停電電源装置のように
定周波定電圧の正弦波変換装置に限らず、可変周波可変
電圧のＶＶＶＦにも適用できるし、アクティブフィルタ
のように出力量が電圧ではなく、電流のものにも適用で
きることは伝うまでもない。この場合、出力電流指令値
と出力電流フィードバック値をもとに、出力電圧指令を
発生するように出力電圧指令発生回路を構成すれば良
い。また第１の交流電源として、矩形波インバータを用
いた場合について説明したが、サイクロコンバータなど
別の原理の変換装置でもよいし、矩形波でなく正弦波イ
ンバータでもよい。

【００５９】正弦波電源の場合は、駆動制御回路に電源
波形を考慮したコサインコパレータを用いるなどの工夫
が必要で、少し複雑になるが、本発明の原理による変換
装置を構成できることは伝うまでもない。

【００６０】

【発明の効果】以上のように、この発明によれば、リン
ク周波数とＰＷＭ周波数とが無関係になるように構成し
たので、ある条件のもとで変圧器の価格、寸法、損失が
最適になるようにリンク周波数を最適選定できると共
に、フィルタ回路の小型化と、制御性の向上と素子のス
イッチングロス低減とＰＷＭ時の騒音低下とを考慮した
最適のＰＷＭ周波数を選定できる。また、バッテリのよ
うな対地静電容量の大きい直流電源を使用する場合、リ
ンク周波数を下げて高周波ノイズを低減できるという効
果がある。。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明による電力変換装置の第１実施例を示
すブロック図である。

【図２】この発明の第１実施例によるインバータ駆動制
御回路を示す構成図である。

【図３】この発明の第１実施例によるサイクロコンバー
タ駆動制御回路を示す構成図である。

【図４】この発明の第１実施例によるスイッチングパタ
ーン説明図である。

【図５】この発明による電力変換装置の第２実施例を示
すブロック図である。

【図６】この発明の第２実施例によるサイクロコンバー
タ回路とフイルタ回路を示す構成図である。

【図７】この発明の第２実施例によるサイクロコンバー
タ駆動制御回路を示す構成図である。

【図８】この発明の第２実施例によるスイッチングパタ
ーン説明図である。

【図９】この発明の第２実施例によるスイッチングパタ
ーン説明図である。

【図１０】従来の電力変換装置を示すブロック図であ
る。

【図１１】従来のインバータ回路とサイクロコンバータ
回路を示す構成図である。

【図１２】従来のインバータ駆動制御回路を示す構成図
である。

【図１３】従来の駆動制御回路の詳細図である。

【図１４】従来の電力変換装置のスイッチングパターン
説明図である。

【符号の説明】

１直流電源２インバータ回路３変圧器４サイクロコンバータ回路５フイルタ回路６負荷回路１０キャリア信号発生回路１１ｂインバータ駆動制御回路１２，１２ｃ出力電圧指令発生回路１３ｂ，１３ｃサイクロコンバータ駆動制御回路１４リンク周波数発生回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】複数の電気弁からなる電力変換装置にお
いて、第１の周波数の交流電力を発生する第１の電力変換器
と、この第１の電力変換器の出力を１次巻線に受ける変圧器
と、この変圧器の２次巻線に入力端子を接続されて電力を受
け、それを任意の出力周波数の電力に変換する第２の電
力変換器と、前記第１の電力変換器の周波数を決定する第１の周波数
決定回路と、前記第２の電力変換器の出力量の指令を発生する出力電
圧指令発生回路と、前記第１の周波数より高い第２の周波数を決定する第２
の周波数決定回路と、前記第１の周波数決定回路と前記出力電圧指令発生回路
の信号をもとに前記第２の周波数決定回路の信号をキャ
リア信号として、前記第２の電力変換器の電気弁の開閉
制御信号を発生する駆動制御回路とを備え、第１の周波
数の交流電力を任意の出力周波数の交流電力に変換する
ことを特徴とする電力変換装置。