JP2533513B2 - コンバ−タ回路の制御装置 - Google Patents
コンバ−タ回路の制御装置Info
- Publication number
- JP2533513B2 JP2533513B2 JP62024561A JP2456187A JP2533513B2 JP 2533513 B2 JP2533513 B2 JP 2533513B2 JP 62024561 A JP62024561 A JP 62024561A JP 2456187 A JP2456187 A JP 2456187A JP 2533513 B2 JP2533513 B2 JP 2533513B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- phase
- converter
- output voltage
- unit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
- H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
- H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M5/25—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M5/27—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means for conversion of frequency
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/145—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/155—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/162—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only in a bridge configuration
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/145—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/155—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/17—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only arranged for operation in parallel
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は単位コンバータを多段縦続接続して構成され
るコンバータ回路の制御装置に関する。
るコンバータ回路の制御装置に関する。
一般に、位相制御されるコンバータの入力電流の基本
波は大きさが出力電圧に関係なく一定であり、基本波力
率角だけが変化する。そのため、コンバータの出力電圧
を小さくしたときには大きな無効電力を発生する。
波は大きさが出力電圧に関係なく一定であり、基本波力
率角だけが変化する。そのため、コンバータの出力電圧
を小さくしたときには大きな無効電力を発生する。
コンバータの入力無効電力の低減を図るためにコンバ
ータを縦続接続して、各コンバータを正または負の最大
電圧付近で動作させる、いわゆる非対称制御方式が知ら
れている。従来の非対称制御方式は例えば特開昭59−12
3467号，特開昭60−194760号などに記載されているよう
に、縦続接続されたコンバータのうちの１段を最大出力
電圧を出力するように固定し、他段のコンバータの出力
電圧を調節して、所要の出力電圧を得るようにしてい
る。
ータを縦続接続して、各コンバータを正または負の最大
電圧付近で動作させる、いわゆる非対称制御方式が知ら
れている。従来の非対称制御方式は例えば特開昭59−12
3467号，特開昭60−194760号などに記載されているよう
に、縦続接続されたコンバータのうちの１段を最大出力
電圧を出力するように固定し、他段のコンバータの出力
電圧を調節して、所要の出力電圧を得るようにしてい
る。
従来の非対称制御は単位コンバータの動作点を正ある
いは負の最大電圧付近にすることにより電源力率の改善
を図るのみである。そのため、コンバータ回路の出力電
圧のリプルが点弧位相によつて増加するという問題点を
有する。電圧リプルが大きくなると、負荷が電動機の場
合にはトルクリプル及び電磁気音が大きくなる。
いは負の最大電圧付近にすることにより電源力率の改善
を図るのみである。そのため、コンバータ回路の出力電
圧のリプルが点弧位相によつて増加するという問題点を
有する。電圧リプルが大きくなると、負荷が電動機の場
合にはトルクリプル及び電磁気音が大きくなる。
本発明の目的は単位コンバータを多段縦続接続された
コンバータ回路の出力電圧のリプルを低減、更に電源力
率を改善することができるコンバータ回路の制御装置を
提供することにある。
コンバータ回路の出力電圧のリプルを低減、更に電源力
率を改善することができるコンバータ回路の制御装置を
提供することにある。
本発明は、交流電源に接続され、該電源の電圧に対す
る点弧位相を制御して可変電圧の交流あるいは直流を出
力する単位コンバータを少なくとも２個有し、給電する
負荷に対して縦続接続したコンバータ回路と、前記単位
コンバータ毎に設けられ、出力電圧指令信号に応じて対
応する各単位コンバータの点弧位相を制御する位相制御
手段と、前記各単位コンバータの出力電圧リプル位相が
所定の角度差を維持するように前記位相制御手段の点弧
位相を互いに異なる値にて調整する点弧位相調整手段と
を備えたコンバータ回路の制御装置において、前記点弧
位相調整手段は、前記各位相制御手段の出力電圧指令信
号に点弧位相バイアス電圧を互いに逆極性で加算するバ
イアス演算手段を有し、該点弧位相バイアス電圧の大き
さは、前記各単位コンバータの出力電圧リプル位相が所
定の角度差となるように設定することを特徴とする。
る点弧位相を制御して可変電圧の交流あるいは直流を出
力する単位コンバータを少なくとも２個有し、給電する
負荷に対して縦続接続したコンバータ回路と、前記単位
コンバータ毎に設けられ、出力電圧指令信号に応じて対
応する各単位コンバータの点弧位相を制御する位相制御
手段と、前記各単位コンバータの出力電圧リプル位相が
所定の角度差を維持するように前記位相制御手段の点弧
位相を互いに異なる値にて調整する点弧位相調整手段と
を備えたコンバータ回路の制御装置において、前記点弧
位相調整手段は、前記各位相制御手段の出力電圧指令信
号に点弧位相バイアス電圧を互いに逆極性で加算するバ
イアス演算手段を有し、該点弧位相バイアス電圧の大き
さは、前記各単位コンバータの出力電圧リプル位相が所
定の角度差となるように設定することを特徴とする。
更に、前記単位コンバータの最大出力電圧に対する電
圧指令信号の電圧比を求め、該電圧比が所定値以下のと
きは前記所定の角度差がほぼ90゜に、該電圧比が所定値
以上のときは前記所定の角度差がほぼ30゜に設定するこ
とを特徴とする。
圧指令信号の電圧比を求め、該電圧比が所定値以下のと
きは前記所定の角度差がほぼ90゜に、該電圧比が所定値
以上のときは前記所定の角度差がほぼ30゜に設定するこ
とを特徴とする。
単位コンバータの出力電圧には電圧指令に基づく基本
波成分と点弧位相制御に基づく周期（コンバータが３相
の場合は60゜周期となる）の電圧リプル成分が含まれて
いる。従つて、単位コンバータ間の電圧リプル位相が一
致すると、多段縦続接続された段数倍の大きさの電圧リ
プルが発生する。本発明では、単位コンバータ間の電圧
リプル位相が常に所定値（３相の場合には30゜あるいは
90゜）となるように、点弧位相バイアス電圧を決定して
いる。そのため、単位コンバータの電圧リプルが段数倍
されることがなく、最小にすることができる。また、コ
ンバータの出力電圧の大きさに応じて点弧位相バイアス
電圧を演算して電圧リプル位相差を切換えるようにする
ことによつて、単位コンバータの動作点を常に正あるい
は負の最大電圧付近にすることができるので、コンバー
タの入力無効電力の低減が図れるための電源力率を改善
することができる。
波成分と点弧位相制御に基づく周期（コンバータが３相
の場合は60゜周期となる）の電圧リプル成分が含まれて
いる。従つて、単位コンバータ間の電圧リプル位相が一
致すると、多段縦続接続された段数倍の大きさの電圧リ
プルが発生する。本発明では、単位コンバータ間の電圧
リプル位相が常に所定値（３相の場合には30゜あるいは
90゜）となるように、点弧位相バイアス電圧を決定して
いる。そのため、単位コンバータの電圧リプルが段数倍
されることがなく、最小にすることができる。また、コ
ンバータの出力電圧の大きさに応じて点弧位相バイアス
電圧を演算して電圧リプル位相差を切換えるようにする
ことによつて、単位コンバータの動作点を常に正あるい
は負の最大電圧付近にすることができるので、コンバー
タの入力無効電力の低減が図れるための電源力率を改善
することができる。
本発明の一実施例を第１図に示す。
第１図は３相コンバータを２段縦続接続した例を示
す。
す。
第１図において、サイクロコンバータは正側コンバー
タ2aと2b、負側コンバータ3aと3bから構成される。正側
及び負側コンバータ2a,2b,3a,3bは電源トランス１に接
続されている。第１図に示す正，負側コンバータは一相
分を示し、各々は交流電動機４の一相に接続される。第
１図では交流電動機４の一相分を等価回路で図示してい
る。正側コンバータ2a,2bの出力電電圧は位相制御回路5
a,5bから与えられる。第１図では正側コンバータの位相
制御回路のみを図示している。
タ2aと2b、負側コンバータ3aと3bから構成される。正側
及び負側コンバータ2a,2b,3a,3bは電源トランス１に接
続されている。第１図に示す正，負側コンバータは一相
分を示し、各々は交流電動機４の一相に接続される。第
１図では交流電動機４の一相分を等価回路で図示してい
る。正側コンバータ2a,2bの出力電電圧は位相制御回路5
a,5bから与えられる。第１図では正側コンバータの位相
制御回路のみを図示している。
位相制御回路5a,5bは、コンバータ2a,2bの出力電圧指
令v2a ＊,v2b ＊に基づいて、コンバータ2a,2bの点弧タイ
ミングを与える。
令v2a ＊,v2b ＊に基づいて、コンバータ2a,2bの点弧タイ
ミングを与える。
比例ゲイン６はコンバータの出力電圧指令vu ＊縦続接
続された単位コンバータに等分に分担させるもので、２
段縦続接続の場合には1/2の大きさである。また、コン
バータの出力電圧指令vu ＊は点弧位相バイアス電圧演算
回路７に入力され、縦続接続された単位コンバータ2aと
2bの電圧リプルの位相差が30゜あるいは90゜となるよう
に点弧位相バイアス電圧vB ＊の大きさを演算して、加算
器9,10に加えられる。
続された単位コンバータに等分に分担させるもので、２
段縦続接続の場合には1/2の大きさである。また、コン
バータの出力電圧指令vu ＊は点弧位相バイアス電圧演算
回路７に入力され、縦続接続された単位コンバータ2aと
2bの電圧リプルの位相差が30゜あるいは90゜となるよう
に点弧位相バイアス電圧vB ＊の大きさを演算して、加算
器9,10に加えられる。
次に、動作を説明する。
第２図は単位コンバータ2aの動作波形を直流電圧vdを
出力した時について示したものである。第２図におい
て、（ｂ），（ｄ），（ｆ）の２π/3周期の矩形波は各
相の通流期間であり、（ｈ）に示すように単位コンバー
タの出力電圧は位相制御角αによる大きさの成分と、60
゜周期の電圧リプルが含まれている。なお、（ｂ），
（ｄ），（ｆ）の実線と破線は三相ブリツジ構成による
単位コンバータの正側アームと負側アームによるものを
表わしたものである。
出力した時について示したものである。第２図におい
て、（ｂ），（ｄ），（ｆ）の２π/3周期の矩形波は各
相の通流期間であり、（ｈ）に示すように単位コンバー
タの出力電圧は位相制御角αによる大きさの成分と、60
゜周期の電圧リプルが含まれている。なお、（ｂ），
（ｄ），（ｆ）の実線と破線は三相ブリツジ構成による
単位コンバータの正側アームと負側アームによるものを
表わしたものである。
この単位コンバータの出力電圧の基本波成分と位相制
御角αの間には、第３図に示す関係がある。これが、位
相制御回路5a,5bの入出力特性である。また、単位コン
バータの出力電圧の基本波成分の出力電圧比に対する電
源の力率は第４図に示す関係がある。従つて、通常は単
位コンバータ2aと2bを縦続接続して、出力電圧が低い場
合には一方を単位コンバータの最大出力電圧に固定し
て、他方の単位コンバータの位相制御によつて所要の出
力電圧を得ることによつて、電源力率の改善を図る。
御角αの間には、第３図に示す関係がある。これが、位
相制御回路5a,5bの入出力特性である。また、単位コン
バータの出力電圧の基本波成分の出力電圧比に対する電
源の力率は第４図に示す関係がある。従つて、通常は単
位コンバータ2aと2bを縦続接続して、出力電圧が低い場
合には一方を単位コンバータの最大出力電圧に固定し
て、他方の単位コンバータの位相制御によつて所要の出
力電圧を得ることによつて、電源力率の改善を図る。
このようにして、力率改善を行うのであるが、本発明
においては更に、次のような動作を行う。
においては更に、次のような動作を行う。
単位コンバータ2aと2bは電源高調波を低減するため
に、電源変圧器１の２次側のΔ及びＹ結線に接続され
る。その結果、単位コンバータ2aと2bに同一の出力電圧
指令を入力すると、単位コンバータ2aと2bの電圧リプル
には30゜の位相差が生じる。この関係を第５図に示す。
単位はコンバータ2a,2bの位相制御角α2a,α2bは等しい
ので、（ａ），（ｂ）に示すように電源側の入力位相差
30゜だけ電圧リプル位相が異なり、（ｃ）に示すように
縦続接続されたコンバータ回路の電圧リプルは、単位コ
ンバータの電圧リプルの大きさに等しく、周波数が２倍
となる。しかしながら、位相制御角α2a,α2bが等しい
場合には、出力電圧が低い場合に電源力率が悪化する。
そこで、点弧位相バイアス電圧を加算して、動作点を高
めた場合を次に示す。単位コンバータ2aと2bの出力電圧
指令が異なる場合には、例えば位相制御角α2aをα2bに
対してπ/6大きくした場合の電圧リプル位相は、位相制
御角の差と電源側の入力位相差30゜を加算した大きさと
なる。この関係を第６図に示す。この場合には、
（ａ），（ｂ）に示すように単位コンバータ2aと2bの電
圧リプル位相が一致するため、（ｃ）に示すように縦続
接続されたコンバータ回路の電圧リプルの大きさは、単
位コンバータの電圧リプルの２倍（縦続接続される段数
倍）となる。
に、電源変圧器１の２次側のΔ及びＹ結線に接続され
る。その結果、単位コンバータ2aと2bに同一の出力電圧
指令を入力すると、単位コンバータ2aと2bの電圧リプル
には30゜の位相差が生じる。この関係を第５図に示す。
単位はコンバータ2a,2bの位相制御角α2a,α2bは等しい
ので、（ａ），（ｂ）に示すように電源側の入力位相差
30゜だけ電圧リプル位相が異なり、（ｃ）に示すように
縦続接続されたコンバータ回路の電圧リプルは、単位コ
ンバータの電圧リプルの大きさに等しく、周波数が２倍
となる。しかしながら、位相制御角α2a,α2bが等しい
場合には、出力電圧が低い場合に電源力率が悪化する。
そこで、点弧位相バイアス電圧を加算して、動作点を高
めた場合を次に示す。単位コンバータ2aと2bの出力電圧
指令が異なる場合には、例えば位相制御角α2aをα2bに
対してπ/6大きくした場合の電圧リプル位相は、位相制
御角の差と電源側の入力位相差30゜を加算した大きさと
なる。この関係を第６図に示す。この場合には、
（ａ），（ｂ）に示すように単位コンバータ2aと2bの電
圧リプル位相が一致するため、（ｃ）に示すように縦続
接続されたコンバータ回路の電圧リプルの大きさは、単
位コンバータの電圧リプルの２倍（縦続接続される段数
倍）となる。
点弧位相バイアス電圧演算回路７は単位コンバータ2a
と2bの電圧リプル位相差が30゜あるいは90゜となる点弧
位相バイアス電圧vB ＊を求めて、単位コンバータ2aと2b
の出力電圧指令の一方に加算し、他方から減算するよう
にしている。その結果、縦続接続されたコンバータ回路
の出力電圧には点弧位相バイアス電圧が相殺され出力さ
れず、出力電圧指令vu ＊の大きさが出力される。
と2bの電圧リプル位相差が30゜あるいは90゜となる点弧
位相バイアス電圧vB ＊を求めて、単位コンバータ2aと2b
の出力電圧指令の一方に加算し、他方から減算するよう
にしている。その結果、縦続接続されたコンバータ回路
の出力電圧には点弧位相バイアス電圧が相殺され出力さ
れず、出力電圧指令vu ＊の大きさが出力される。
以上のような動作を行うのであるが、このような動作
に伴う本発明の作用について具体的に説明する。
に伴う本発明の作用について具体的に説明する。
いま、単位コンバータ2aと2bの位相制御角をα2a,α
2bとすると、単位コンバータ2a,2bの出力v2a,v2bは次式
のように表わせる。
2bとすると、単位コンバータ2a,2bの出力v2a,v2bは次式
のように表わせる。
v2a＝Edm・cosα2a v2b＝Edm・cosα2b …（１） ここに、Edmは単位コンバータの最大出力電圧であ
る。点弧位相バイアス電圧をvB、単位コンバータ2aと2b
を縦続接続したコンバータ回路の出力電圧vuとすれば、
次式が成立する。
る。点弧位相バイアス電圧をvB、単位コンバータ2aと2b
を縦続接続したコンバータ回路の出力電圧vuとすれば、
次式が成立する。
ここで、電圧Edmに対する点弧位相バイアス電圧vBの
比をl,電圧Edmに対する単位コンバータの出力電圧vu/2
の電圧比をγとすると（１），（２）式より（３）式が
成立する。
比をl,電圧Edmに対する単位コンバータの出力電圧vu/2
の電圧比をγとすると（１），（２）式より（３）式が
成立する。
α2a＝cos-1（γ−ｌ） α2b＝cos-1（γ−ｌ） …（３） （３）式より、単位コンバータ2aと2bの位相制御角の
差を求めると次式となる。
差を求めると次式となる。
（４）式より、単位コンバータ間の電圧リプルの位相
差が30゜あるいは90゜となる比ｌの大きさを求めること
ができる。前述したように、電圧リプルの位相差が30゜
あるいは90゜となるためには電源側の位相差30゜より単
位コンバータ間の位相制御角の差は60゜あるいは120゜
である。最初に、単位コンバータ間の点弧位相差を60゜
とする比ｌ、すなわち点弧位相バイアス電圧の大きさを
求める。（４）式に（５）式を代入して、比ｌについて
整理すると（６）式である。
差が30゜あるいは90゜となる比ｌの大きさを求めること
ができる。前述したように、電圧リプルの位相差が30゜
あるいは90゜となるためには電源側の位相差30゜より単
位コンバータ間の位相制御角の差は60゜あるいは120゜
である。最初に、単位コンバータ間の点弧位相差を60゜
とする比ｌ、すなわち点弧位相バイアス電圧の大きさを
求める。（４）式に（５）式を代入して、比ｌについて
整理すると（６）式である。
但し、 （６），（７）式より、比ｌは の範囲において次式で与えられる。
（８）式より、単位コンバータ間の点弧位相差を60゜
とする点弧位相バイアス電圧vBは次式のようになる。
とする点弧位相バイアス電圧vBは次式のようになる。
次に、点弧位相差60゜と全く同様に電圧リプルを最小
とする点弧位相差120゜について、点弧位相バイアス電
圧を求めるため単位コンバータ間の点弧位相差を120゜
とする比ｌを求める。
とする点弧位相差120゜について、点弧位相バイアス電
圧を求めるため単位コンバータ間の点弧位相差を120゜
とする比ｌを求める。
（４）式に（10）式を代入して比ｌについて整理する
と（11）式となる。
と（11）式となる。
但し、 （11），（12）式より比ｌを求めると、 の範囲において次式で与えられる。
（11）式より単位コンバータ間の点弧位相差を120゜
とする点弧位相バイアス電圧vBは次式によつて求められ
る。
とする点弧位相バイアス電圧vBは次式によつて求められ
る。
以上の単位コンバータ間の点弧位相差を60゜あるいは
120゜とするための、点弧位相バイアス電圧の大きさに
関する結果である（８）式、（11）式をまとめると第７
図に示す特性になる。第７図において、実線（ａ）は単
位コンバータ間の点弧位相差60゜における電圧比γに対
する比ｌの関係を示し、破線（ｂ）は単位コンバータ間
の点弧位相差120゜における電圧比γに対する比ｌの関
係を示す。単位コンバータの入力無効電力を低減するに
は単位コンバータの動作点を正または負のできるだけ最
出電圧付近で動作させることが望ましい。このことを実
行するには単位コンバータの出力電圧に応じて出来るだ
け大きな点弧位相バイアス電圧を加算することである。
そのためには、第７図に示す特性から明らかなように、
単位コンバータの出力電圧vu/2とと単位コンバータの最
大出力電圧Edmの電圧比γに応じて、点弧位相バイアス
電圧（vB）とEdmの比ｌの大きな値を選択すればよい。
なお、単位コンバータ間の点弧位相差を120゜と出来る
電圧比γの大きさは（12）式から明らかな如く0.25以下
である。従つて、電圧比γが0.25以下では単位コンバー
タ間の点弧位相差が120゜となるように点弧位相バイア
ス電圧の大きさを第７図に示す破線（ｂ）のようにし、
また電圧比γが0.25以上では単位コンバータ間の点弧位
相差が60゜となるように点弧位相バイアス電圧の大きさ
を第７図に示す実線（ａ）のようにとることにより、単
位コンバータを縦続接続したコンバータ回路の出力電圧
の電圧リプルを最小とすることができると共に、動作点
を高くできるので電源力率を改善することができる。
120゜とするための、点弧位相バイアス電圧の大きさに
関する結果である（８）式、（11）式をまとめると第７
図に示す特性になる。第７図において、実線（ａ）は単
位コンバータ間の点弧位相差60゜における電圧比γに対
する比ｌの関係を示し、破線（ｂ）は単位コンバータ間
の点弧位相差120゜における電圧比γに対する比ｌの関
係を示す。単位コンバータの入力無効電力を低減するに
は単位コンバータの動作点を正または負のできるだけ最
出電圧付近で動作させることが望ましい。このことを実
行するには単位コンバータの出力電圧に応じて出来るだ
け大きな点弧位相バイアス電圧を加算することである。
そのためには、第７図に示す特性から明らかなように、
単位コンバータの出力電圧vu/2とと単位コンバータの最
大出力電圧Edmの電圧比γに応じて、点弧位相バイアス
電圧（vB）とEdmの比ｌの大きな値を選択すればよい。
なお、単位コンバータ間の点弧位相差を120゜と出来る
電圧比γの大きさは（12）式から明らかな如く0.25以下
である。従つて、電圧比γが0.25以下では単位コンバー
タ間の点弧位相差が120゜となるように点弧位相バイア
ス電圧の大きさを第７図に示す破線（ｂ）のようにし、
また電圧比γが0.25以上では単位コンバータ間の点弧位
相差が60゜となるように点弧位相バイアス電圧の大きさ
を第７図に示す実線（ａ）のようにとることにより、単
位コンバータを縦続接続したコンバータ回路の出力電圧
の電圧リプルを最小とすることができると共に、動作点
を高くできるので電源力率を改善することができる。
点弧位相バイアス電圧演算回路７はコンバータ回路の
出力電圧指令vu ＊とコンバータ回路の最大出力電圧２・
Edmの電圧比γ＊に対して、ｌ＊（＝vB ＊/Edm）を出力
する第８図に示す特性の関数発生器で実現できる。
出力電圧指令vu ＊とコンバータ回路の最大出力電圧２・
Edmの電圧比γ＊に対して、ｌ＊（＝vB ＊/Edm）を出力
する第８図に示す特性の関数発生器で実現できる。
また、点弧位相バイアス電圧演算回路をマイクロプロ
セツサで構成し、演算処理内容を行うようにしてもよ
い。第９図において、ブロツク９はコンバータ回路の出
力電圧指令vu ＊とコンバータ回路の最大出力電圧２・E
dmとの電圧比γを演算し、ブロツク10にてγと0.25を比
較しこの演算結果γが0.25以下の場合には単位コンバー
タ間の点弧位相を120゜とする点弧位相バイアス電圧vB
をブロツク11にて演算して出力する。また、電圧比γが
0.25以上の場合には単位コンバータ間の点弧位相差を60
゜とする点弧位相バイアス電圧vBをブロツク12にて演算
して出力する。
セツサで構成し、演算処理内容を行うようにしてもよ
い。第９図において、ブロツク９はコンバータ回路の出
力電圧指令vu ＊とコンバータ回路の最大出力電圧２・E
dmとの電圧比γを演算し、ブロツク10にてγと0.25を比
較しこの演算結果γが0.25以下の場合には単位コンバー
タ間の点弧位相を120゜とする点弧位相バイアス電圧vB
をブロツク11にて演算して出力する。また、電圧比γが
0.25以上の場合には単位コンバータ間の点弧位相差を60
゜とする点弧位相バイアス電圧vBをブロツク12にて演算
して出力する。
第10図に点弧位相バイアス電圧演算回路７の他の入出
力特性を示す。第10図において第８図と異なる点は、コ
ンバータ回路の出力電圧指令の最大値に基づいて、単位
コンバータ間の点弧位相差を60゜あるいは120゜とする
ようにしたことである。コンバータ回路の出力電圧指令
vB ＊のピーク値vum ＊とコンバータ回路の最大出力電圧2
Edmの電圧比γｍを求めて、電圧比γｍが0.25以下の場
合には単位コンバータ間の点弧位相を120゜とする。ま
た、電圧比γｍが0.25を越える場合には、コンバータ回
路の出力電圧指令vu ＊とコンバータ回路の最大出力電圧
2Edmの電圧比γが0.25以下の場合でも、単位コンバータ
間の点弧位相差を60゜としている。
力特性を示す。第10図において第８図と異なる点は、コ
ンバータ回路の出力電圧指令の最大値に基づいて、単位
コンバータ間の点弧位相差を60゜あるいは120゜とする
ようにしたことである。コンバータ回路の出力電圧指令
vB ＊のピーク値vum ＊とコンバータ回路の最大出力電圧2
Edmの電圧比γｍを求めて、電圧比γｍが0.25以下の場
合には単位コンバータ間の点弧位相を120゜とする。ま
た、電圧比γｍが0.25を越える場合には、コンバータ回
路の出力電圧指令vu ＊とコンバータ回路の最大出力電圧
2Edmの電圧比γが0.25以下の場合でも、単位コンバータ
間の点弧位相差を60゜としている。
第11図は演算回路７をマイクロプロセツサ構成し、第
10図の特性に基づき演算する場合の処理内容である。第
11図において、ブロツク13はコンバータ回路の出力電圧
指令vu ＊とコンバータ回路の最大出力電圧２・Edmの電
圧比γを演算し、ブロツク14はコンバータの出力電圧指
令vu ＊,vv ＊,vw ＊から最大値を求め、これとコンバータ
の最大出力電圧２・Edmの電圧比γｍを演算する。ブロ
ツク15にて電圧比γｍと0.25を比較し、電圧比γｍが0.
25以下の場合には、ブロツク16にてブロツク13で求めた
電圧比γに基づいて、単位コンバータ間の点弧位相差を
120゜とする点弧位相バイアス電圧vBを演算して出力す
る。また、電圧比γｍが0.25を越える場合にはブロツク
17にてブロツク13で求めた電圧比γに基づいて、単位コ
ンバータ間の点弧位相差を60゜とする点弧位相バイアス
電圧vBを演算して出力するようにしている。
10図の特性に基づき演算する場合の処理内容である。第
11図において、ブロツク13はコンバータ回路の出力電圧
指令vu ＊とコンバータ回路の最大出力電圧２・Edmの電
圧比γを演算し、ブロツク14はコンバータの出力電圧指
令vu ＊,vv ＊,vw ＊から最大値を求め、これとコンバータ
の最大出力電圧２・Edmの電圧比γｍを演算する。ブロ
ツク15にて電圧比γｍと0.25を比較し、電圧比γｍが0.
25以下の場合には、ブロツク16にてブロツク13で求めた
電圧比γに基づいて、単位コンバータ間の点弧位相差を
120゜とする点弧位相バイアス電圧vBを演算して出力す
る。また、電圧比γｍが0.25を越える場合にはブロツク
17にてブロツク13で求めた電圧比γに基づいて、単位コ
ンバータ間の点弧位相差を60゜とする点弧位相バイアス
電圧vBを演算して出力するようにしている。
第10図のような特性にすると、コンバータ回路の出力
電圧指令の最大値とコンバータ回路の最大出力電圧２・
Edmの電圧比γｍが、0.25以上の場合においても、点弧
位相バイアス電圧が不連続的な変化をすることがなく、
単位コンバータの出力電圧に急峻な変化を生じさせるこ
とがないので、良好な制御性能が得られる。
電圧指令の最大値とコンバータ回路の最大出力電圧２・
Edmの電圧比γｍが、0.25以上の場合においても、点弧
位相バイアス電圧が不連続的な変化をすることがなく、
単位コンバータの出力電圧に急峻な変化を生じさせるこ
とがないので、良好な制御性能が得られる。
第12図は負荷が直流電動機の例を示す。第１図と異な
る点は直流電動機８を負荷とした点である。直流電動機
においてはコンバータ回路の出力電圧のリプルは直流電
動機の電流脈動として表われ、速度リプルの発生ならび
にブラシによる整流不良の原因となる。本発明を採用す
ることによつて、コンバータ回路の出力電圧リプルを最
小とできるので直流電動機を電流リプルミニマムにして
運転することができる。
る点は直流電動機８を負荷とした点である。直流電動機
においてはコンバータ回路の出力電圧のリプルは直流電
動機の電流脈動として表われ、速度リプルの発生ならび
にブラシによる整流不良の原因となる。本発明を採用す
ることによつて、コンバータ回路の出力電圧リプルを最
小とできるので直流電動機を電流リプルミニマムにして
運転することができる。
本発明によれば、単位コンバータ間の電圧リプル位相
が常に所定値（３相の場合には30゜あるいは90゜）とな
るように点弧位相バイアス電圧を出力電圧指令に加算し
て制御することにより、点弧位相制御によって発生する
周期60゜の電圧リプルを最小化できる。さらに、コンバ
ータの出力電圧の大きさに応じて各単位コンバータ間の
点弧位相差を切換えることにより、単位コンバータの動
作点を正あるいは負の最大電圧付近にすることができる
ので、コンバータの入力無効電力の低減が図れ電源力率
が改善できるという効果が得られる。
が常に所定値（３相の場合には30゜あるいは90゜）とな
るように点弧位相バイアス電圧を出力電圧指令に加算し
て制御することにより、点弧位相制御によって発生する
周期60゜の電圧リプルを最小化できる。さらに、コンバ
ータの出力電圧の大きさに応じて各単位コンバータ間の
点弧位相差を切換えることにより、単位コンバータの動
作点を正あるいは負の最大電圧付近にすることができる
ので、コンバータの入力無効電力の低減が図れ電源力率
が改善できるという効果が得られる。
なお、上述の実施例はコンバータが１相及び３相の場
合について説明したが、コンバータが６相,12相のもの
であつても同様な効果を戻し得ることは勿論である。
合について説明したが、コンバータが６相,12相のもの
であつても同様な効果を戻し得ることは勿論である。
第１図は本発明の第一実施例を示す構成図、第２図は単
位コンバータの動作を説明するための波形図、第３図は
コンバータの出力電圧と位相制御角の関係を示す特性
図、第４図はコンバータの出力電圧と電源力率の関係を
示す特性図、第５図，第６図は単位コンバータを縦続接
続したコンバータ回路の出力電圧リプルを説明するため
の波形図、第７図は単位コンバータ間の点弧位相差を所
定値とする点弧位相バイアス電圧の特性図、第８図は第
一実施例に用いる点弧位相バイアス電圧演算回路の入出
力特性図、第９図は第一実施例をデイジタル演算で行う
場合の処理内容フロー図、第10図は本発明に用いる点弧
位相バイアス電圧演算回路の他の入出力特性図、第11図
は本発明をデイジタル演算で行う場合の他の処理内容フ
ロー図、第12図は本発明の他の適用例を示す構成図であ
る。 2a,2b……正側の単位コンバータ、2a,3b……負側の単位
コンバータ、６……比例ゲイン、７……点弧位相バイア
ス電圧演算回路。
位コンバータの動作を説明するための波形図、第３図は
コンバータの出力電圧と位相制御角の関係を示す特性
図、第４図はコンバータの出力電圧と電源力率の関係を
示す特性図、第５図，第６図は単位コンバータを縦続接
続したコンバータ回路の出力電圧リプルを説明するため
の波形図、第７図は単位コンバータ間の点弧位相差を所
定値とする点弧位相バイアス電圧の特性図、第８図は第
一実施例に用いる点弧位相バイアス電圧演算回路の入出
力特性図、第９図は第一実施例をデイジタル演算で行う
場合の処理内容フロー図、第10図は本発明に用いる点弧
位相バイアス電圧演算回路の他の入出力特性図、第11図
は本発明をデイジタル演算で行う場合の他の処理内容フ
ロー図、第12図は本発明の他の適用例を示す構成図であ
る。 2a,2b……正側の単位コンバータ、2a,3b……負側の単位
コンバータ、６……比例ゲイン、７……点弧位相バイア
ス電圧演算回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 高橋 潤一 日立市大みか町５丁目２番１号 株式会 社日立製作所大みか工場内 (72)発明者 伊藤 正巳 日立市大みか町５丁目２番１号 株式会 社日立製作所大みか工場内
Claims (4)
- 【請求項１】交流電源に接続され、該電源の電圧に対す
る点弧位相を制御して可変電圧の交流あるいは直流を出
力する単位コンバータを少なくとも２個有し、給電する
負荷に対して縦続接続したコンバータ回路と、前記単位
コンバータ毎に設けられ、出力電圧指令信号に応じて対
応する各単位コンバータの点弧位相を制御する位相制御
手段と、前記各単位コンバータの出力電圧リプル位相が
所定の角度差を維持するように前記位相制御手段の点弧
位相を互いに異なる値にて調整する点弧位相調整手段と
を備えたコンバータ回路の制御装置において、 前記点弧位相調整手段は、前記各位相制御手段の出力電
圧指令信号に点弧位相バイアス電圧を互いに逆極性で加
算するバイアス演算手段を有し、該点弧位相バイアス電
圧の大きさは、前記各単位コンバータの出力電圧リプル
位相が所定の角度差となるように設定されることを特徴
とするコンバータ回路の制御装置。 - 【請求項２】特許請求の範囲第１項において、 前記各単位コンバータは３相全波ブリッジ回路で構成さ
れるときには、前記所定の角度差は、ほぼ30゜又は90゜
に設定されることを特徴とするコンバータ回路の制御装
置。 - 【請求項３】特許請求の範囲第２項において、 前記単位コンバータの最大出力電圧（Edm）に対する電
圧指令信号（例えば縦続個数が２であればVu ＊/2の電圧
比γを求め、該電圧比γが所定値以下のときは前記所定
の角度差がほぼ90゜に、該電圧比γが所定値以上のとき
は前記所定の角度差がほぼ30゜に設定されることを特徴
とするコンバータ回路の制御装置。 - 【請求項４】特許請求の範囲第３項において、 前記電圧比の所定値はほぼ0.25に設定されることを特徴
とするコンバータ回路の制御装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62024561A JP2533513B2 (ja) | 1987-02-06 | 1987-02-06 | コンバ−タ回路の制御装置 |
| DE3853688T DE3853688T2 (de) | 1987-02-06 | 1988-02-02 | Steuergerät für Kaskadenumformer. |
| EP88101484A EP0278369B1 (en) | 1987-02-06 | 1988-02-02 | Control apparatus for cascaded converter circuit |
| US07/151,902 US4884184A (en) | 1987-02-06 | 1988-02-03 | Control apparatus for cascaded converter circuit |
| KR1019880001034A KR880010544A (ko) | 1987-02-06 | 1988-02-04 | 종속접속된 컨버터회로의 제어장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62024561A JP2533513B2 (ja) | 1987-02-06 | 1987-02-06 | コンバ−タ回路の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63194571A JPS63194571A (ja) | 1988-08-11 |
| JP2533513B2 true JP2533513B2 (ja) | 1996-09-11 |
Family
ID=12141570
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62024561A Expired - Fee Related JP2533513B2 (ja) | 1987-02-06 | 1987-02-06 | コンバ−タ回路の制御装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4884184A (ja) |
| EP (1) | EP0278369B1 (ja) |
| JP (1) | JP2533513B2 (ja) |
| KR (1) | KR880010544A (ja) |
| DE (1) | DE3853688T2 (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5658782A (en) * | 1979-10-17 | 1981-05-21 | Mitsubishi Electric Corp | Inverter power supply device |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2230981C3 (de) * | 1972-06-24 | 1981-05-21 | Moskovskij ordena Lenina i ordena Trudovogo Krasnogo Znameni institut inžernerov železnodorožnogo transporta, Moskva | Stromversorgungseinrichtung für einen von einer Diesellokomotive gezogenen Reisezug |
| SE385173B (sv) * | 1974-09-11 | 1976-06-08 | Asea Ab | Kraftoverforing for hogspend likstrom |
| JPS5623386B2 (ja) * | 1974-11-13 | 1981-05-30 | ||
| JPS5579676A (en) * | 1978-12-13 | 1980-06-16 | Toshiba Corp | Harmonic filter for electric power |
| GB2055257A (en) * | 1979-07-27 | 1981-02-25 | Nii Postoyan Toka | Method and device for controlling a high voltage dc transmission system |
| FR2507025A1 (fr) * | 1981-05-27 | 1982-12-03 | Alsthom Cgee | Dispositif de commande d'un convertisseur statique alternatif-alternatif a thyristors alimentant a frequence variable une machine tournante synchrone |
| JPS5822582A (ja) * | 1981-08-04 | 1983-02-09 | Toshiba Corp | サイクロコンバ−タ装置 |
| JPS59222079A (ja) * | 1983-05-31 | 1984-12-13 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| DE3404076A1 (de) * | 1984-02-06 | 1985-08-08 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Gleichstrom-kurzkupplung |
| US4638416A (en) * | 1984-03-01 | 1987-01-20 | Siemens Aktiengesellschaft | Method and apparatus for high-voltage D.C. transmission with a bypass circuit for malfunctions |
| JPH0640742B2 (ja) * | 1986-05-19 | 1994-05-25 | 三菱電機株式会社 | コンバ−タ装置 |
-
1987
- 1987-02-06 JP JP62024561A patent/JP2533513B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1988
- 1988-02-02 EP EP88101484A patent/EP0278369B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1988-02-02 DE DE3853688T patent/DE3853688T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1988-02-03 US US07/151,902 patent/US4884184A/en not_active Expired - Fee Related
- 1988-02-04 KR KR1019880001034A patent/KR880010544A/ko not_active Application Discontinuation
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5658782A (en) * | 1979-10-17 | 1981-05-21 | Mitsubishi Electric Corp | Inverter power supply device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3853688D1 (de) | 1995-06-08 |
| EP0278369B1 (en) | 1995-05-03 |
| KR880010544A (ko) | 1988-10-10 |
| EP0278369A2 (en) | 1988-08-17 |
| EP0278369A3 (en) | 1989-03-15 |
| DE3853688T2 (de) | 1995-11-16 |
| US4884184A (en) | 1989-11-28 |
| JPS63194571A (ja) | 1988-08-11 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4767976A (en) | Control system for PWM inverter | |
| WO1994001922A1 (en) | Electrical power generation system | |
| US5198972A (en) | Turn-off switch phase control with improved ripple and power factor | |
| JP2515903B2 (ja) | 交流電動機駆動システムとその制御方法 | |
| JP3478700B2 (ja) | ３相力率改善型コンバータ | |
| JP3674323B2 (ja) | 電力変換器の制御装置 | |
| JP2533513B2 (ja) | コンバ−タ回路の制御装置 | |
| US4264853A (en) | Commutatorless motor device | |
| JP3775468B2 (ja) | 交流電動機の可変速駆動システム | |
| JPH0783599B2 (ja) | 循環電流形サイクロコンバ−タの制御方法 | |
| JP3478701B2 (ja) | ３相力率改善型コンバータ | |
| JP3262160B2 (ja) | インバ−タの制御方法及びインバ−タ装置 | |
| US5355070A (en) | Induction motor drive stability control circuit | |
| JP2702936B2 (ja) | 電圧形インバータの制御方法及び装置 | |
| JPH0640742B2 (ja) | コンバ−タ装置 | |
| JP3269521B2 (ja) | インバ−タの制御方法及び装置 | |
| JPH09149658A (ja) | 直列多重型インバータ装置 | |
| JP2545510B2 (ja) | サイクロコンバ−タの制御方法 | |
| JP2689575B2 (ja) | 三相電圧形インバータのｐｗｍ制御方式 | |
| JP2644255B2 (ja) | インバータの制御方法 | |
| JP2532085B2 (ja) | サイクロコンバ−タの制御方法 | |
| JP2641852B2 (ja) | 周波数変換装置 | |
| JP2644853B2 (ja) | 電圧形インバータの制御方法 | |
| SU504287A1 (ru) | Трехфазный регул тор переменного напр жени | |
| JP2000083385A (ja) | ３レベルインバ―タの制御装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |