JP2012114993A

JP2012114993A - モータ用電圧変換制御装置

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Publication number: JP2012114993A
Application number: JP2010260053A
Authority: JP
Inventors: Masashi Kobayashi; 雅志小林
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 2010-11-22
Filing date: 2010-11-22
Publication date: 2012-06-14
Anticipated expiration: 2030-11-22
Also published as: JP5578046B2

Abstract

【課題】モータの入力直流電圧に脈動がある場合でも安定した電圧変換制御を行うモータ用電圧変換制御装置を提供することを課題とする。
【解決手段】モータ１５を制御するモータ制御回路１４と電源１０との間で電源１０の直流電圧をモータ１５の入力直流電圧に変換する電圧変換回路１２を制御するモータ用電圧変換制御装置１６であって、コンデンサ１３の両端電圧を検出して電圧変換後の入力直流電圧をサンプリングするサンプリング手段１３，１６ｉと、モータ制御のキャリア信号ＳＣに基づいて入力直流電圧のサンプリングタイミングＴＳを発生するサンプリングタイミング発生手段１６ｇと、電圧変換制御のサンプリングタイミング要求ＤＳ毎にサンプリングタイミングＴＳに応じてサンプリング手段１３，１６ｉでサンプリングされた入力直流電圧を用いて電圧変換制御を行う制御手段１６ｄ，１６ｈを備えることを特徴とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、モータを制御するモータ制御回路と電源との間で電源の直流電圧をモータの駆動に必要となる入力直流電圧に変換する電圧変換回路に対する電圧変換制御を行うモータ用電圧変換制御装置に関する。

近年、環境に配慮した車両としてハイブリッド車両や電気自動車等が開発されており、これらの車両は駆動源としてモータを備えている。このモータとしては交流モータが用いられ、インバータによって直流電力を三相交流電力に変換して、三相交流電力によってモータを駆動している。さらに、モータで高回転や高トルクを出力するためには高電圧が必要となるので、昇圧コンバータによってバッテリの直流電圧を直流高電圧に昇圧して、その直流高電圧をインバータに供給している。そのため、車両では、モータを制御するために、インバータのスイッチング素子をスイッチング制御するためのインバータ制御と昇圧コンバータのスイッチング素子をスイッチング制御するための昇圧制御を行っている。昇圧コンバータとインバータとの間には平滑コンデンサが設けられ、この平滑コンデンサの両端間の電圧（昇圧コンバータによる昇圧後の直流高電圧）が電圧センサで検出される。昇圧制御では、この電圧センサで検出された直流高電圧を用いて、モータの駆動に必要となる目標電圧になるように制御を行っている。

特許文献１には、駆動源として１個のモータを備える車両のモータ駆動装置において、直流電源の電圧のセンサ値、平滑コンデンサの両端電圧のセンサ値、モータトルク指令値及びモータ回転数に基づいて昇圧コンバータのスイッチング素子を制御するためのゲート信号を生成するとともに、平滑コンデンサの両端電圧のセンサ値、モータトルク指令値及びモータ電流のセンサ値に基づいてインバータのスイッチング素子を制御するためのゲート信号を生成することが記載されている。

特開２００５−３４１６９８号公報

車両開発では低コスト化や小型化が求められるので、昇圧コンバータとインバータとの間の平滑コンデンサの容量の低減が求められている。平滑コンデンサの容量を小さくするほど、インバータのスイッチング素子のスイッチングに応じた平滑コンデンサへの電荷の出し入れの比率が大きくなるので、平滑コンデンサの平滑能力を超えると平滑コンデンサの両端電圧が大きく変動し、昇圧後の直流高電圧に脈動が発生する。

具体的には、走行状態の制約（例えば、インバータのスイッチング素子の温度が高い場合）等により一時的にインバータ制御のキャリア周波数（インバータのスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦするためのスイッチング周波数）を低くすると、スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦする周期が長くなり、インバータ制御のスイッチングノイズが平滑コンデンサの両端電圧（昇圧後の直流高電圧）に大きな変動分（脈動成分）として重畳される。図６には、キャリア周波数が２．５ｋＨｚの場合の直流高電圧の時間変化ＶＨ_２．５とキャリア周波数が１．２５ｋＨｚの場合の直流高電圧の時間変化ＶＨ_１．２５を示している。また、符号ＶＨ_Ｆで示す曲線は、直流高電圧の時間変化ＶＨ_２．５，ＶＨ_１．２５を所定の時定数でフィルタリングしたフィルタ値の時間変化である。この図６からも判るように、昇圧後の直流高電圧は、キャリア周波数が高い場合より低い場合に大きな脈度成分が重畳し、大きく変動する。ちなみに、キャリア周波数が高いほど、モータが回転し易くなるが、スイッチング素子の発熱が大きくなる等によりシステム損失が大きくなる。

また、モータの回転数やトルクによって、モータの駆動に必要となる目標電圧が変わる。この目標電圧が高く、昇圧後の直流高電圧がモータ誘起電圧に対して高くなると、その電圧差に応じて直流高電圧に大きな脈動成分が重畳される。

例えば、図７（ａ）には、直流高電圧が高い場合の電圧ＶＨ_Ｈ及び低い場合の電圧ＶＨ_Ｌとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの関係を示している。高い場合の直流高電圧ＶＨ_Ｈとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの電圧差Ｖｄｅｆ_Ｈ１，Ｖｄｅｆ_Ｈ２と、低い場合の直流高電圧ＶＨ_Ｌとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの電圧差Ｖｄｅｆ_Ｌ１，Ｖｄｅｆ_Ｌ２とを比較すると、電圧差Ｖｄｅｆは、高い場合の直流高電圧ＶＨ_Ｈのときの方が大きくなる。この電圧差Ｖｄｅｆが大きくなるほど、モータ電流に重畳される変動分が大きくなる。

図７（ｂ）には、インバータ制御でのキャリア信号ＳＣとデューティ信号ＳＤを示しており、このキャリア信号ＳＣとデューティ信号ＳＤの交点に応じてインバータのスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦするためのゲート信号を生成している。また、図７（ｃ）には、モータの目標電流ＭＩ_Ｔと、大きい電圧差Ｖｄｅｆ_Ｈの場合のモータの実電流ＭＩ_Ｈと、小さい電圧差Ｖｄｅｆ_Ｌの場合のモータの実電流ＭＩ_Ｌを示している。モータの実電流ＭＩ_Ｈ，ＭＩ_Ｌは、目標電流ＭＩ_Ｔに対して変動しており、インバータのスイッチング素子のスイッチングの影響による脈動成分が重畳しており、図７（ｂ）、（ｃ）から判るようにキャリア信号ＳＣとデューティ信号ＳＤの交点で脈動成分の増減が変化している。この図７（ｃ）から判るように、電圧差Ｖｄｅｆが大きいほど、モータ電流に重畳される脈動成分が大きくなる。さらに、図７（ｄ）には、大きい電圧差Ｖｄｅｆ_Ｈの場合のモータの実電流ＭＩ_Ｈのときの昇圧後の直流高電圧ＶＨを示している。直流高電圧ＶＨは、モータの実電流の脈動に応じて脈動し、大きく変動している。

つまり、インバータ制御でのスイッチングの影響によってモータ電流に重畳される脈動成分は、直流高電圧ＶＨとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの電圧差Ｖｄｅｆ及びインバータ制御のキャリア周波数によって決まる。そのため、電圧差Ｖｄｅｆが大きいときにインバータ周波数が低くなると、モータ電流に重畳される脈動成分が大きくなる。平滑コンデンサの容量が小さい場合、モータ電流に重畳される脈動成分が大きくなると、平滑コンデンサの平滑能力を超え、平滑コンデンサの両端電圧が大きく変動し、昇圧後の直流高電圧に脈動が発生する。

図７（ｄ）には、実際の直流高電圧ＶＨとともに直流高電圧の期待値（直流高電圧ＶＨの山と谷との中間値であり、脈動成分が含まれない直流高電圧である）ＶＨ_Ｅ及び昇圧制御における直流高電圧のサンプリングタイミング要求信号ＤＳ_１，ＤＳ_２，ＤＳ_３を示している。サンプリングタイミング要求信号ＤＳ_１，ＤＳ_２，ＤＳ_３は、サンプリングタイミング周期ＰＳ毎に出力される。従来の昇圧制御では、サンプリングタイミング要求信号ＤＳ_１，ＤＳ_２，ＤＳ_３が出力されると電圧センサによって平滑コンデンサの両端電圧を検出し、その検出した直流高電圧ＶＨ_１，ＶＨ_２，ＶＨ_３を用いて目標電圧になるように制御を行う。しかし、例えば、サンプリングタイミング要求信号ＤＳ_１で検出した直流高電圧ＶＨ_１の場合、インバータ制御側のスイッチングノイズによるモータ電流の脈動成分の影響により大きな脈動成分が重畳されており、直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅ１から大きく乖離している。このような直流高電圧ＶＨ_１を用いて昇圧制御を行った場合、昇圧制御が不安定になる。

特許文献１に記載の制御では、昇圧コンバータのスイッチング素子を制御するためのゲート信号とインバータのスイッチング素子を制御するためのゲート信号を別々に生成しており、昇圧制御とインバータ制御が連携していない。そのため、昇圧コンバータで昇圧後の直流高電圧に脈動が発生している場合には、昇圧制御に用いられる平滑コンデンサの両端電圧のセンサ値にはその脈動成分が含まれ、昇圧制御が不安定になる。

そこで、本発明は、モータシステムにおいてモータ電流の脈動によって引き起こされるモータの入力直流電圧に脈動がある場合でも安定した電圧変換制御を行うモータ用電圧変換制御装置を提供することを課題とする。

本発明に係るモータ用電圧変換制御装置は、モータを制御するモータ制御回路と電源との間で電源の直流電圧をモータの駆動に必要となる入力直流電圧に変換する電圧変換回路に対する電圧変換制御を行うモータ用電圧変換制御装置であって、モータ制御回路と電圧変換回路との間に設けられたコンデンサの両端電圧を検出し、電圧変換回路で変換された入力直流電圧をサンプリングするサンプリング手段と、モータに対するモータ制御のキャリア信号に基づいて電圧変換回路で変換された入力直流電圧をサンプリングするサンプリングタイミングを発生するサンプリングタイミング発生手段と、電圧変換制御のサンプリングタイミング要求毎にサンプリングタイミング発生手段で発生したサンプリングタイミングに応じてサンプリング手段でサンプリングされた入力直流電圧を用いて電圧変換制御を行う制御手段とを備えることを特徴とする。

このモータ用電圧変換制御装置は、モータ、モータ制御回路、電圧変換回路、電源等を備えるモータシステムにおいて、電圧変換回路に対する電圧変換制御を行う装置である。モータ制御回路と電圧変換回路との間にはコンデンサが設けられており、サンプリング手段によってそのコンデンサの両端電圧を検出することにより電圧変換回路で電圧変換された入力直流電圧をサンプリングしている。モータ用電圧変換制御装置では、このサンプリング手段でサンプリングされた入力直流電圧を用いて、入力直流電圧がモータの駆動に必要となる目標電圧になるように制御を行っている。なお、モータは、駆動機能を有するモータだけでなく、発電機能を有するモータジェネレータやジェネレータも含む。

モータの入力直流電圧の脈動は、モータ電流の脈動によって引き起こされる。モータ電流に重畳される脈動成分は、モータ制御のスイッチングによる影響であり、モータ制御側のキャリア信号（モータ制御側で生成される信号であり、モータ制御回路のスイッチング素子をスイッチング制御するためのキャリア信号）等によって決まる。そのため、脈動成分が重畳されているモータ電流の山と谷との中間値は、キャリア信号の山や谷（頂点部）のあたりとなる。したがって、脈動成分が重畳された入力直流電圧の山と谷との中間値（すなわち、脈動成分が除かれた入力直流電圧であり、電圧変換制御を安定に行うための入力直流電圧の期待値）も、キャリア信号の山や谷のあたりのタイミングで得られる。

そこで、このモータ用電圧変換制御装置では、サンプリングタイミング発生手段によって、モータ制御のキャリア信号に基づいて入力直流電圧をサンプリングするためのサンプリングタイミングを発生する。そして、モータ用電圧変換制御装置では、制御手段によって、電圧変換制御における入力直流電圧に対するサンプリングタイミング要求（電圧変換制御において入力直流電圧が必要なタイミングで出力されるタイミングであり、モータ制御側のキャリア信号とは同期していない）毎に、サンプリングタイミング発生手段で発生したサンプリングタイミングに応じてサンプリング手段でサンプリングされた入力直流電圧（実電圧）を用いて目標電圧になるように制御を行う。このように、このモータ用電圧変換制御装置は、モータ制御のキャリア信号を考慮して電圧変換制御に用いる入力直流電圧をサンプリングすることにより、モータの入力直流電圧に脈動がある場合でも、サンプリングタイミング要求のときの入力直流電圧の期待値に近い入力直流電圧をサンプリングできるので、入力直流電圧の期待値と電圧変換制御において実際に用いるサンプリング値との差が小さくなり、安定した電圧変換制御を行うことができる。これによって、コンデンサの容量を低減することができ、モータシステムの低コスト及び小型化を図ることができる。

本発明の上記モータ用電圧変換制御装置では、サンプリングタイミング発生手段ではキャリア信号の山及び谷に対応してサンプリングタイミングを発生し、該サンプリングタイミングを発生する毎に電圧変換回路で変換された入力直流電圧をサンプリング手段でサンプリングしておき、制御手段ではサンプリングタイミング要求毎に該サンプリングタイミング要求直前のサンプリングタイミングに応じてサンプリングされている入力直流電圧を用いて電圧変換制御を行う構成としてもよい。

このモータ用電圧変換制御装置では、サンプリングタイミング発生手段によって、キャリア信号の山及び谷のタイミングに対応してサンプリングタイミングを発生し、そのサンプリングタイミング毎に電圧変換回路で変換された入力直流電圧をサンプリング手段でサンプリングしておく。このキャリア信号の山及び谷のタイミングでサンプリングされた入力直流電圧は入力直流電圧の山と谷との中間値あるいは略中間値である。そして、モータ用電圧変換制御装置では、制御手段によって、サンプリングタイミング要求毎に、サンプリングタイミング要求直前のサンプリングタイミングに応じてサンプリング手段でサンプリングされた入力直流電圧（実電圧）を用いて目標電圧になるように制御を行う。このサンプリングタイミング要求直前のキャリア信号の山又は谷のタイミングでサンプリングされた入力直流電圧は、サンプリングタイミング要求のときの入力直流電圧の期待値に近い電圧である。このように、このモータ用電圧変換制御装置は、モータ制御のキャリア信号の山及び谷のタイミングで入力直流電圧をサンプリングしておくことにより、モータの入力直流電圧に脈動がある場合でも、サンプリングタイミング要求のときの入力直流電圧の期待値に近い入力直流電圧を用いて電圧変換制御ができ、安定した電圧変換制御を行うことができる。

本発明の上記モータ用電圧変換制御装置では、サンプリングタイミング発生手段ではサンプリングタイミング要求毎に該サンプリングタイミング要求直後のキャリア信号の山又は谷に対応してサンプリングタイミングを発生し、該サンプリングタイミングに応じて電圧変換回路で変換された入力直流電圧をサンプリング手段でサンプリングし、制御手段ではサンプリングタイミング要求毎にサンプリングタイミングに応じてサンプリングされた入力直流電圧を用いて電圧変換制御を行う構成としてもよい。

このモータ用電圧変換制御装置では、サンプリングタイミング発生手段によってサンプリングタイミング要求毎にそのサンプリングタイミング要求直後のキャリア信号の山又は谷のタイミングに対応してサンプリングタイミングを発生し、そのサンプリングタイミングに応じて電圧変換回路で変換された入力直流電圧をサンプリング手段でサンプリングする。このサンプリングタイミング要求直後のキャリア信号の山又は谷のタイミングでサンプリングされた入力直流電圧は、サンプリングタイミング要求のときの入力直流電圧の期待値に近い電圧である。そこで、モータ用電圧変換制御装置では、制御手段によって、サンプリングタイミング要求毎に、そのサンプリングタイミングに応じてサンプリング手段でサンプリングされた入力直流電圧（実電圧）を用いて目標電圧になるように制御を行う。このように、このモータ用電圧変換制御装置は、サンプリングタイミング要求直後のモータ制御のキャリア信号の山又は谷のタイミングで入力直流電圧をサンプリングすることにより、モータの入力直流電圧に脈動がある場合でも、サンプリングタイミング要求のときの入力直流電圧の期待値に近い入力直流電圧を用いて電圧変換制御ができ、安定した電圧変換制御を行うことができる。

本発明によれば、モータ制御のキャリア信号を考慮して電圧変換制御に用いる入力直流電圧をサンプリングすることにより、モータの入力直流電圧に脈動がある場合でも、サンプリングタイミング要求のときの入力直流電圧の期待値に近い入力直流電圧をサンプリングできるので、入力直流電圧の期待値と電圧変換制御において実際に用いるサンプリング値との差が小さくなり、安定した電圧変換制御を行うことができる。

第１の実施の形態に係る１モータシステムの構成を示すブロック図である。目標電圧の算出方法の説明図である。第１の実施の形態に係る直流高電圧のサンプリングタイミングの説明図であり、（ａ）が直流高電圧が高い場合及び低い場合とモータ誘起電圧との関係図であり、（ｂ）がインバータ制御でのキャリア信号とデューティ信号であり、（ｃ）がモータ目標電流とモータ実電流であり、（ｄ）が直流高電圧とサンプリングタイミング要求信号である。第２の実施の形態に係る１モータシステムの構成を示すブロック図である。第２の実施の形態に係る直流高電圧のサンプリングタイミングの説明図であり、（ａ）が直流高電圧が高い場合及び低い場合とモータ誘起電圧との関係図であり、（ｂ）がインバータ制御でのキャリア信号とデューティ信号であり、（ｃ）がモータ目標電流とモータ実電流であり、（ｄ）が直流高電圧とサンプリングタイミング要求信号である。キャリア周波数が高い場合と低い場合の直流高電圧の変化を示す図である。直流高電圧の脈動の発生の説明図であり、（ａ）が直流高電圧が高い場合及び低い場合とモータ誘起電圧との関係図であり、（ｂ）がインバータ制御でのキャリア信号とデューティ信号であり、（ｃ）がモータ目標電流とモータ実電流であり、（ｄ）が直流高電圧とサンプリングタイミング要求信号である。

以下、図面を参照して、本発明に係るモータ用電圧変換制御装置の実施の形態を説明する。なお、各図において同一又は相当する要素については同一の符号を付し、重複する説明を省略する。

本実施の形態では、本発明に係るモータ用電圧変換制御装置を、１個のモータを駆動源として有する１モータシステムの車両（例えば、ハイブリッド車両、電気自動車、燃料電池車両）のモータＥＣＵ[Electronic Control Unit]における昇圧制御機能に適用する。本実施の形態に係る１モータシステムでは、昇圧コンバータによってバッテリの直流電圧を昇圧してモータの駆動に必要となる直流高電圧に変換し、その直流高電圧が供給されるインバータによって直流電力を三相交流電力に変換して、三相交流電力によってモータを駆動する。本実施の形態には、昇圧後の直流高電圧をサンプリングするタイミングの設定方法が異なる２つの形態がある。

図１〜図３を参照して、第１の実施の形態に係る１モータシステム１について説明する。図１は、第１の実施の形態に係る１モータシステムの構成を示すブロック図である。図２は、目標電圧の算出方法の説明図である。図３は、第１の実施の形態に係る直流高電圧のサンプリングタイミングの説明図であり、（ａ）が直流高電圧が高い場合及び低い場合とモータ誘起電圧との関係図であり、（ｂ）がインバータ制御でのキャリア信号とデューティ信号であり、（ｃ）がモータ目標電流とモータ実電流であり、（ｄ）が直流高電圧とサンプリングタイミング要求信号である。

１モータシステム１は、バッテリ１０、フィルタコンデンサ１１、昇圧コンバータ１２、平滑コンデンサ１３、インバータ１４、モータ１５及びモータＥＣＵ１６を備えている。なお、本実施の形態では、バッテリ１０が特許請求の範囲に記載する電源に相当し、昇圧コンバータ１２が特許請求の範囲に記載する電圧変換回路に相当し、平滑コンデンサ１３が特許請求の範囲に記載するコンデンサに相当し、インバータ１４が特許請求の範囲に記載するモータ制御回路に相当し、モータ１５が特許請求の範囲に記載するモータに相当する。

１モータシステム１では、走行制御ＥＣＵ１７からのモータトルク指令ＤＴに応じて、バッテリ１０の直流電力を三相交流電力に変換し、その三相交流電力をモータ１５に供給する。そのために、モータＥＣＵ１６では、バッテリ１０の直流低電圧ＶＬからモータ１５の駆動に必要となる目標電圧（直流高電圧ＶＨ）まで昇圧するために昇圧コンバータ１２に対する昇圧制御を行うとともに、直流電力からモータトルク指令ＤＴを発生させるために必要な三相交流電力に変換するためにインバータ１４に対するインバータ制御を行う。特に、モータＥＣＵ１６では、インバータ制御側でのスイッチングノイズの影響によるモータ電流の脈動によって引き起こされる直流高電圧ＶＨの脈動がある場合でも安定した昇圧制御を行うために、直流高電圧（平滑コンデンサ１３の両端電圧）ＶＨをインバータ制御のキャリア信号ＳＣの山及び谷のタイミングでサンプリングしておき、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ毎にその要求信号ＤＳ直前のキャリア信号ＳＣの山又は谷のタイミングでサンプリングされた直流高電圧を用いて昇圧制御を行う。

なお、走行制御ＥＣＵ１７は、車両の走行を制御するためのＥＣＵである。走行制御ＥＣＵ１７では、運転者あるいは自動運転によるアクセル要求やブレーキ要求に応じて、そのときの車両の走行状態に基づいてモータ１５で必要となる目標となるモータトルクを算出し、その目標となるモータトルクをモータトルク指令ＤＴとしてモータＥＣＵ１６に出力している。

バッテリ１０は、直流電源であり、二次電池である。フィルタコンデンサ１１は、バッテリ１０と昇圧コンバータ１２との間に設けられ、バッテリ１０に並列に接続される。フィルタコンデンサ１１では、バッテリ１０の直流電圧を平滑化し、その直流電圧の電荷を蓄電する。このフィルタコンデンサ１１の両端電圧が、直流低電圧ＶＬである。なお、フィルタコンデンサ１１は、スイッチングによる脈動電流をバッテリ１０側に流さないようにするためのコンデンサである。

昇圧コンバータ１２は、リアクトル１２ａ、スイッチング素子１２ｂ，１２ｃ、還流ダイオード１２ｄ，１２ｅからなる。リアクトル１２ａの一端には、フィルタコンデンサ１１の高電圧側が接続される。リアクトル１２ａの他端には、スイッチング素子１２ｂとスイッチング素子１２ｃの接続点が接続される。ＩＬセンサ１２ｆでは、このリアクトル１２ａに流れる電流ＩＬ（アナログ値）を検出し、その検出した電流ＩＬをモータＥＣＵ１６に出力する。スイッチング素子１２ｂとスイッチング素子１２ｃとは直列に接続され、スイッチング素子１２ｂのコレクタに平滑コンデンサ１３の高電圧側が接続され、スイッチング素子１２ｃのエミッタに平滑コンデンサ１３の低電圧側が接続される。スイッチング素子１２ｂ，１２ｃには、還流ダイオード１２ｄ，１２ｅがそれぞれ逆並列接続される。このような回路構成によって、昇圧コンバータ１２では、モータＥＣＵ１６から出力されるスイッチング素子１２ｂ，１２ｃに対する各ゲート信号に基づいてスイッチング素子１２ｂ，１２ｃがそれぞれスイッチング制御され、フィルタコンデンサ１１の直流低電圧ＶＬを直流高電圧ＶＨに変換する。

平滑コンデンサ１３は、昇圧コンバータ１２とインバータ１４との間に設けられる。平滑コンデンサ１３は、昇圧コンバータ１２で昇圧された直流電圧を平滑化し、その直流電圧の電荷を蓄電する。この平滑コンデンサ１３の両端電圧が、直流高電圧ＶＨである。ＶＨセンサ１３ａでは、この平滑コンデンサ１３の両端電圧（アナログ値）ＶＨを検出し、その検出した電圧をモータＥＣＵ１６に出力する。

インバータ１４は、１モータシステムにおける１個のモータに対応して直流電力を三相交流電力に変換する従来の一般的なインバータ回路であるので、詳細な回路構成については説明を省略する。インバータ１４では、平滑コンデンサ１３の直流高電圧ＶＨが供給され、モータＥＣＵ１６から出力されるモータ１５の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に対応したスイッチング素子に対する各ゲート信号に基づいて各相のスイッチング素子がそれぞれスイッチング制御され、直流電力を三相交流電力に変換し、モータ１５に供給する。

モータ１５は、交流モータであり、車両の駆動源の一つである。モータ１５は、インバータ１４からの三相交流電力が各相のコイル（図示せず）に供給され、回転駆動する。

モータＥＣＵ１６は、マイクロコンピュータや各種メモリ等からなる電子制御ユニットであり、モータ制御を行う。特に、モータＥＣＵ１６は、インバータ１４に対する制御を行うインバータ制御機能（モータ制御１６ａ、ゲート生成１６ｂ）と昇圧コンバータ１２に対する制御を行う昇圧制御機能（モータ目標電圧算出１６ｃ、電圧制御１６ｄ、電流制御１６ｅ、ゲート生成１６ｆ、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器１６ｇ、ＶＨセンサデータ更新１６ｈ）を有している。なお、第１の実施の形態では、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器１６ｇが特許請求の範囲に記載するサンプリングタイミング発生手段に相当し、電圧制御１６ｄ及びＶＨセンサデータ更新１６ｈが特許請求の範囲に記載する制御手段に相当し、ＶＨセンサ１３ａ及びＡＤ変換器１６ｉが特許請求の範囲に記載するサンプリング手段に相当する。

インバータ制御機能について説明する。モータ制御１６ａでは、走行制御ＥＣＵ１７からモータトルク指令ＤＴが入力され、モータ１５から角度センサで検出されたモータ角度及び電流センサで検出されたモータ電流を用いて、モータトルク指令ＤＴの目標となるモータトルクを発生させるためのキャリア信号ＳＣとデューティ信号ＳＤを生成し、ゲート生成１６ｂに出力する。また、モータ制御１６ａでは、モータ回転数ＭＲとモータトルク指令ＤＴを昇圧制御機能のモータ目標電圧算出１６ｃに出力する。また、モータ制御１６ａでは、キャリア信号ＳＣを昇圧制御機能のＶＨセンササンプリングタイミング発生器１６ｇに出力する。

ゲート生成１６ｂでは、モータ制御１６ａからキャリア信号ＳＣとデューティ信号ＳＤが入力され、キャリア信号ＳＣとデューティ信号ＳＤに基づいてインバータ１４の各相のスイッチング素子のゲート信号（例えば、ＰＷＭ信号）をそれぞれ生成し、インバータ１４に出力する。図３（ｂ）には、キャリア信号ＳＣとデューティ信号ＳＤの一例を示しており、キャリア信号ＳＣとデューティ信号ＳＤとの交点のタイミングでインバータ１４のスイッチング素子がＯＮ／ＯＦＦするゲート信号が生成される。

キャリア信号ＳＣは、キャリア周波数であり、インバータ１４のスイッチング素子のスイッチング周波数である。キャリア信号ＳＣは、図３（ｂ）に示すように、例えば、山と谷を頂点とする三角波である。モータ１５を高回転や高トルクにするためには、キャリア周波数を高くする必要がある。しかし、インバータ１４のスイッチング素子が高温度になる等によってシステム損失が大きくなると、キャリア周波数を低くする必要がある。デューティ信号ＳＤは、インバータ１４のスイッチング素子のＯＮとＯＦＦのデューティ比を決めるための信号である。デューティ信号ＳＤは、図３（ｂ）に示すように、例えば、正弦波である。

キャリア信号ＳＣとデューティ信号ＳＤとの交点のタイミングでインバータ１４のスイッチング素子がスイッチングし、そのスイッチングの影響によってモータ電流には脈動成分が重畳する。図３（ｃ）には、モータ１５の目標電流ＭＩ_Ｔと、大きな脈動成分が重畳された場合のモータ１５の実電流ＭＩ_Ｈと、小さい脈動成分が重畳された場合のモータ１５の実電流ＭＩ_Ｌを示している。図３（ｃ）から判るように、モータ１５の実電流ＭＩ_Ｈ，ＭＩ_Ｌでは、キャリア信号ＳＣとデューティ信号ＳＤとの交点で山又は谷となり、脈動成分の増減の変化点となっている。

昇圧制御機能について説明する。モータ目標電圧算出１６ｃでは、インバータ制御機能からモータ回転数ＭＲとモータトルク指令ＤＴが入力され、図２に示すように、モータ回転数とモータトルクとのマップＭ１からモータ回転数ＭＲとモータトルク指令ＤＴのモータトルクとの交点Ｐ１を抽出する。このマップＭ１には、弱め界磁制御領域Ａ１（斜線で示す領域）とＰＷＭ制御領域Ａ２があり、１モータシステム１のシステム電圧（直流高電圧ＶＨ）の高低によりその制御領域の範囲が変わる。図２に示す例では、交点Ｐ１が弱め界磁制御領域Ａ１内に入っているので、弱め界磁制御となる。さらに、モータ目標電圧算出１６ｃでは、図２に示すように、その交点Ｐ１に応じて変わるシステム電圧とシステム損失とのマップＭ２から、システム損失が最小点となるシステム電圧（直流高電圧ＶＨの目標電圧ＶＨ_Ｔ）を算出し、電圧制御１６ｄに出力する。システム損失は、１モータシステム１におけるスイッチング素子等における損失である。システム電圧が高電圧になると、モータ１５が回転し易くなるが、システム損失が大きくなる。なお、昇圧制御の目標電圧の求める方法については、上記のようにマップを利用した方法を説明したが、他の方法でもよい。

電圧制御１６ｄでは、図３（ｄ）に示すように、サンプリングタイミング周期ＰＳ毎にＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳをＶＨセンサデータ更新１６ｈに出力し、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳに応じてＶＨセンサデータ更新１６ｈから昇圧制御で用いるためにサンプリングされた直流高電圧ＶＨ（デジタル値）が入力される。サンプリングタイミング周期ＰＳは、予め決められた固定値でもよいしあるいは可変値でもよい。サンプリングタイミング周期ＰＳはインバータ制御とは関係なく設定されているので、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳはインバータ制御のキャリア信号ＳＣとは同期していない。電圧制御１６ｄでは、モータ目標電圧算出１６ｃから目標電圧ＶＨ_Ｔが入力され、ＶＨセンサデータ更新１６ｈからの直流高電圧ＶＨ（デジタル値）を用いて、平滑コンデンサ１３の両端電圧（直流高電圧）が目標電圧ＶＨ_Ｔになるための制御を行う。この際、電圧制御１６ｄでは、その制御に必要な目標電流ＩＬ_Ｔを算出し、電流制御１６ｅに出力する。

電流制御１６ｅでは、電圧制御１６ｄから目標電流ＩＬ_Ｔが入力され、リアクトル１２ａに流れる電流ＩＬ（デジタル値）を用いて、リアクトル１２ａに流れる電流が目標電流ＩＬ_Ｔになるための制御を行う。制御に用いる電流ＩＬ（デジタル値）は、ＩＬセンサ１２ｆによって検出された電流（アナログ値）をモータＥＣＵ１６内のＡＤ変換器１６ｊでＡＤ変換された電流（デジタル値）である。

ゲート生成１６ｆでは、電圧制御１６ｄでの目標電圧ＶＨ_Ｔになるための制御と電流制御１６ｅでの目標電流ＩＬ_Ｔになるための制御に基づいて、昇圧コンバータ１２のスイッチング素子１２ｂ，１２ｃの各ゲート信号（例えば、ＰＷＭ信号）をそれぞれ生成し、昇圧コンバータ１２に出力する。

ＶＨセンササンプリングタイミング発生器１６ｇでは、インバータ制御機能のモータ制御１６ａからキャリア信号ＳＣが入力され、キャリア信号ＳＣの山（三角波の高い側の頂点）のタイミング及び谷（三角波の低い側の頂点）のタイミングをＶＨセンササンプリングタイミングＴＳとしてＡＤ変換器１６ｉに出力する。ＡＤ変換器１６ｉでは、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器１６ｇからＶＨセンササンプリングタイミングＴＳが入力される毎に、ＶＨセンサ１３ａで検出されている直流高電圧（アナログ値）ＶＨをＡＤ変換し、ＡＤ変換後の直流高電圧（デジタル値）ＶＨをＶＨセンサデータ更新１６ｈに出力する。

ＶＨセンサデータ更新１６ｈでは、ＡＤ変換器１６ｉから直流高電圧（デジタル値）ＶＨが入力される毎に、その直流高電圧（デジタル値）ＶＨを時系列で記憶しておく。ここでは、入力された最新の直流高電圧（デジタル値）ＶＨだけを記憶しておいてもよい。そして、ＶＨセンサデータ更新１６ｈでは、電圧制御１６ｄからＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳが入力される毎に、そのＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳの直前にＡＤ変換器１６ｉから入力された直流高電圧（デジタル値）ＶＨを昇圧制御に用いるＶＨセンサ値として電圧制御１６ｄに出力する。

ここで、図３を参照して、上記のような昇圧制御機能における処理より、インバータ制御側でのスイッチングの影響によるモータ電流の脈動によって引き起こされる直流高電圧ＶＨの脈動がある場合でも安定した昇圧制御を行うことができる理由について説明する。システム損失を抑えるためにインバータ制御におけるキャリア周波数を低くすると、インバータ制御のスイッチングノイズにより、平滑コンデンサの両端電圧（昇圧後の直流高電圧）に脈動成分が重畳される。また、モータの回転数やトルクによってモータの駆動に必要となる目標電圧が変わるが、目標電圧が高くなり、直流高電圧ＶＨがモータ誘起電圧Ｖｅｍｆに対して高くなるほど、その電圧差Ｖｄｅｆが大きくなり、直流高電圧の脈動成分も大きくなる。図３（ａ）には、直流高電圧ＶＨが高い場合の電圧ＶＨ_Ｈ及び低い場合の電圧ＶＨ_Ｌとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの関係を示している。高い直流高電圧ＶＨ_Ｈとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの電圧差Ｖｄｅｆ_Ｈ１，Ｖｄｅｆ_Ｈ２と、低い直流高電圧ＶＨ_Ｌとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの電圧差Ｖｄｅｆ_Ｌ１，Ｖｄｅｆ_Ｌ２とを比較すると、電圧差Ｖｄｅｆは高い直流高電圧ＶＨ_Ｈのときの方が大きくなる。この電圧差Ｖｄｅｆが大きくなるほど、モータ電流に重畳される脈動成分が大きくなる。図３（ｃ）には、モータ１５の目標電流ＭＩ_Ｔと、大きい電圧差Ｖｄｅｆ_Ｈの場合のモータ１５の実電流ＭＩ_Ｈと、小さい電圧差Ｖｄｅｆ_Ｌの場合のモータ１５の実電流ＭＩ_Ｌを示している。モータ１５の実電流ＭＩ_Ｈ，ＭＩ_Ｌには、インバータ１４のスイッチング素子のスイッチングに応じて脈動成分が重畳しており、図３（ｂ）に示すキャリア信号ＳＣとデューティ信号ＳＤとの交点で脈動成分の増減が切り替わる。この図３（ｃ）から判るように、電圧差Ｖｄｅｆが大きいほど、モータ電流ＭＩに重畳される脈動成分が大きくなる。さらに、図３（ｄ）には、大きい電圧差Ｖｄｅｆ_Ｈの場合のモータ電流ＭＩ_Ｈのときの直流高電圧ＶＨを示している。直流高電圧ＶＨは、モータ電流ＭＩ_Ｈの脈動成分に応じて脈動成分が重畳され、図３（ｂ）に示すキャリア信号ＳＣとデューティ信号ＳＤとの交点で脈動成分の増減が切り替わる。このように、インバータ側のスイッチングの影響によってモータ電流に脈動が発生すると、昇圧後の直流高電圧にも脈動成分が重畳される。

つまり、インバータ制御によるスイッチングによってモータ電流ＭＩに重畳される脈動成分（変動分）は、直流高電圧ＶＨとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの電圧差Ｖｄｅｆ及びインバータ制御のキャリア周波数（キャリア信号ＳＣ）によって決まる。そのため、電圧差Ｖｄｅｆが大きいときにインバータ周波数が低くなると、モータ電流ＭＩに重畳される脈動成分が大きくなる。平滑コンデンサ１３の容量が小さい場合、モータ電流ＭＩに重畳される脈動成分が大きくなると、平滑コンデンサ１３の平滑能力を超え、平滑コンデンサ１３の両端電圧（直流高電圧）ＶＨにも脈動成分が重畳され、昇圧後の直流高電圧ＶＨが大きく変動する。なお、１モータシステム１の低コスト化や小型化を進める上、容量の大きい平滑コンデンサ１３の容量を出来る限り小さくすることが求められている。したがって、その要求に応じて平滑コンデンサ１３の容量を小さくすると、上記のように、直流高電圧ＶＨに脈動が発生することになる。

上記したように、インバータ制御によるスイッチングによる脈動成分は、キャリア信号ＳＣとデューティ信号ＳＤとの交点で脈動成分の増減が切り替わる。したがって、図３（ｂ）、（ｃ）からも判るように、キャリア信号ＳＣの山や谷はキャリア信号ＳＣとデューティ信号ＳＤとの交点間の略中間点となるので、脈動成分が重畳されているモータ電流ＭＩの山と谷との中間値はキャリア信号ＳＣの山や谷のタイミングあたりで得られる。したがって、図３（ｂ）、（ｄ）からも判るように、脈動成分が重畳されている直流高電圧ＶＨの山と谷との中間値（すなわち、昇圧制御を安定に行うための直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅ）も、キャリア信号ＳＣの山や谷のあたりのタイミングで得られる。図３（ｄ）に示す例からも判るように、白丸印で示すキャリア信号ＳＣの山及び谷のタイミングのときの直流高電圧ＶＨは、直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅと略一致している。直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅは、直流高電圧ＶＨの山と谷との中間値であり、脈動成分が略除去された直流高電圧である。

そこで、モータＥＣＵ１６の昇圧制御機能では、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器１６ｇにおいて、キャリア信号ＳＣの山及び谷のタイミング毎にＶＨセンササンプリングタイミングＴＳを発生し、ＶＨセンササンプリングタイミングＴＳ毎にＡＤ変換器１６ｉにおいてＶＨセンサ１３ａで検出されている直流高電圧（アナログ値）ＶＨをＡＤ変換し、直流高電圧（デジタル値）ＶＨを取得している。

さらに、図３（ｄ）に示す例からも判るように、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ_１、ＤＳ_２，ＤＳ_３のタイミングでの直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅ１、ＶＨ_Ｅ２，ＶＨ_Ｅ３と、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ_１、ＤＳ_２，ＤＳ_３直前のキャリア信号ＳＣの山あるいは谷のタイミングのときの直流高電圧ＶＨ_Ｃ１，ＶＨ_Ｃ２，ＶＨ_Ｃ３とを比較すると、その差は非常に小さい。したがって、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ直前のキャリア信号ＳＣの山あるいは谷のタイミングのときの直流高電圧ＶＨ（ＶＨセンサ値）を取得することにより、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳのタイミングのときの直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅに非常に近い値を得ることができる。

そこで、モータＥＣＵ１６の昇圧制御機能では、ＶＨセンサデータ更新１６ｈにおいて、電圧制御１６ｄからＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳが入力される毎に、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ直前にＡＤ変換器１６ｉから入力されたキャリア信号ＳＣの山あるいは谷のタイミングでの直流高電圧（デジタル値）ＶＨを電圧制御１６ｄに出力している。電圧制御１６ｄでは、このＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ直前のキャリア信号ＳＣの山あるいは谷のタイミングのときの直流高電圧（ＶＨセンサ値）ＶＨを用いて昇圧制御を行うことにより、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳのときの直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅに近い直流高電圧ＶＨ（ＶＨセンサ値）を用いて制御を行うことができる。

この１モータシステム１（特に、モータＥＣＵ１６での昇圧制御）によれば、インバータ制御のキャリア信号ＳＣに基づいて昇圧制御に用いる直流高電圧ＶＨをサンプリングすることにより（インバータ制御と昇圧制御とを連携させている）、直流高電圧ＶＨに脈動成分が重畳されている場合でも、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳのときの直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅに近い直流高電圧ＶＨをサンプリングでき、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳのときの直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅと昇圧制御において実際に用いるＶＨセンサ値との差が小さくなり、安定した昇圧制御を行うことができる。これによって、平滑コンデンサ１３の容量を限界まで低減することができ、１モータシステム１の低コスト及び小型化を図ることができる。

特に、第１の実施の形態に係る１モータシステム１では、インバータ制御のキャリア信号ＳＣの山及び谷のタイミングで直流高電圧ＶＨをサンプリングしておき、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ直前のキャリア信号ＳＣの山あるいは谷のタイミングでサンプリングされた直流高電圧ＶＨを昇圧制御に用いることにより、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳのときの直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅに近い直流高電圧ＶＨのセンサ値を用いて昇圧制御ができ、安定した昇圧制御を行うことができる。

次に、図４及び図５を参照して、第２の実施の形態に係る１モータシステム２について説明する。図４は、第２の実施の形態に係る１モータシステムの構成を示すブロック図である。図５は、第２の実施の形態に係る直流高電圧のサンプリングタイミングの説明図であり、（ａ）が直流高電圧が高い場合及び低い場合とモータ誘起電圧との関係図であり、（ｂ）がインバータ制御でのキャリア信号とデューティ信号であり、（ｃ）がモータ目標電流とモータ実電流であり、（ｄ）が直流高電圧とサンプリングタイミング要求信号である。

１モータシステム２は、バッテリ１０、フィルタコンデンサ１１、昇圧コンバータ１２、平滑コンデンサ１３、インバータ１４、モータ１５及びモータＥＣＵ２６を備えている。１モータシステム２は、第１の実施の形態に係る１モータシステム１と比較すると、モータＥＣＵ２６での制御（特に、昇圧制御で用いるＶＨセンサ値のサンプリングタイミング）だけが異なる。モータＥＣＵ２６では、インバータ制御側でのスイッチングノイズの影響によるモータ電流の脈動によって引き起こされる直流高電圧ＶＨの脈動がある場合でも安定した昇圧制御を行うために、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ毎にその要求信号ＤＳ直後のインバータ制御のキャリア信号ＳＣの山あるいは谷のタイミングで直流高電圧（平滑コンデンサ１３の両端電圧）ＶＨをサンプリングして、そのサンプリングされた直流高電圧ＶＨを用いて昇圧制御を行う。ここでは、モータＥＣＵ２６についてのみ詳細に説明する。

モータＥＣＵ２６は、マイクロコンピュータや各種メモリ等からなる電子制御ユニットであり、モータ制御を行う。特に、モータＥＣＵ２６は、インバータ１４に対する制御を行うインバータ制御機能（モータ制御２６ａ、ゲート生成２６ｂ）と昇圧コンバータ１２に対する制御を行う昇圧制御機能（モータ目標電圧算出２６ｃ、電圧制御２６ｄ、電流制御２６ｅ、ゲート生成２６ｆ、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器２６ｇ、ＶＨセンサデータ更新２６ｈ）を有している。なお、第２の実施の形態では、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器２６ｇが特許請求の範囲に記載するサンプリングタイミング発生手段に相当し、電圧制御２６ｄ及びＶＨセンサデータ更新２６ｈが特許請求の範囲に記載する制御手段に相当し、ＶＨセンサ１３ａ及びＡＤ変換器２６ｉが特許請求の範囲に記載するサンプリング手段に相当する。

なお、モータ制御２６ａ、ゲート生成２６ｂ、モータ目標電圧算出２６ｃ、電圧制御２６ｄ、電流制御２６ｅ、ゲート生成２６ｆについては、第１の実施の形態に係るモータ制御１６ａ、ゲート生成１６ｂ、モータ目標電圧算出１６ｃ、電圧制御１６ｄ、電流制御１６ｅ、ゲート生成１６ｆと同様の処理を行うので、説明を省略する。但し、電圧制御２６ｄでは、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳをＶＨセンササンプリングタイミング発生器２６ｇに出力している。

ＶＨセンササンプリングタイミング発生器２６ｇでは、インバータ制御機能のモータ制御１６ａからキャリア信号ＳＣが入力されており、電圧制御２６ｄからＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳが入力される毎に、そのＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ直後のキャリア信号ＳＣの山のタイミングあるいは谷のタイミングをＶＨセンササンプリングタイミングＴＳとしてＡＤ変換器２６ｉに出力する。ＡＤ変換器２６ｉでは、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器２６ｇからＶＨセンササンプリングタイミングＴＳが入力される毎に、ＶＨセンサ１３ａで検出されている直流高電圧（アナログ値）ＶＨをＡＤ変換し、ＡＤ変換後の直流高電圧（デジタル値）ＶＨをＶＨセンサデータ更新２６ｈに出力する。

ＶＨセンサデータ更新２６ｈでは、ＡＤ変換器２６ｉから直流高電圧（デジタル値）ＶＨが入力される毎に、その直流高電圧（デジタル値）ＶＨを昇圧制御に用いるＶＨセンサ値として電圧制御２６ｄに出力する。

ここで、図５を参照して、上記のような昇圧制御機能における処理より、インバータ制御側でのスイッチングの影響によるモータ電流の脈動によって引き起こされる直流高電圧ＶＨの脈動がある場合でも安定した昇圧制御を行うことができる理由について説明する。インバータ制御でのスイッチングの影響によるモータ電流の脈動によって直流高電圧ＶＨに脈動が発生する理由については、第１の実施の形態で説明したので省略する。

図５（ｄ）に示す例からも判るように、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ_１、ＤＳ_２，ＤＳ_３のタイミングでの直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅ１、ＶＨ_Ｅ２，ＶＨ_Ｅ３と、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ_１、ＤＳ_２，ＤＳ_３直後のキャリア信号ＳＣの山あるいは谷のタイミングのときの直流高電圧ＶＨ_Ｃ４，ＶＨ_Ｃ５，ＶＨ_Ｃ６とを比較すると、その差は非常に小さい。したがって、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ直後のキャリア信号ＳＣの山あるいは谷のタイミングのときの直流高電圧ＶＨ（ＶＨセンサ値）を取得することにより、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳのタイミングのときの直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅと非常に近い値を得ることができる。

そこで、モータＥＣＵ２６の昇圧制御機能では、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器２６ｇにおいて、電圧制御２６ｄからＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳが入力される毎に、その要求信号ＤＳ直後のキャリア信号ＳＣの山あるいは谷のタイミングでＶＨセンササンプリングタイミングＴＳを発生し、ＶＨセンササンプリングタイミングＴＳ毎にＡＤ変換器２６ｉにおいてＶＨセンサ１３ａで検出されている直流高電圧（アナログ値）ＶＨをＡＤ変換し、直流高電圧（デジタル値）ＶＨを取得している。電圧制御２６ｄでは、このＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ直後のキャリア信号ＳＣの山あるいは谷のタイミングのときの直流高電圧ＶＨ（ＶＨセンサ値）を用いて昇圧制御を行うことにより、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳのときの直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅに近い直流高電圧ＶＨ（ＶＨセンサ値）を用いて制御を行うことができる。

この１モータシステム２（特に、モータＥＣＵ２６での昇圧制御）によれば、第１の実施の形態に係る１モータシステム１と同様の効果を有する。特に、第２の実施の形態に係る１モータシステム２では、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ直後のキャリア信号ＳＣの山あるいは谷のタイミングでサンプリングされた直流高電圧ＶＨを昇圧制御に用いることにより、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳのときの直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅに近い直流高電圧ＶＨのセンサ値を用いて昇圧制御ができ、安定した昇圧制御を行うことができる。また、１モータシステム２では、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ毎にしかＡＤ変換器２６ｉでＡＤ変換を行わないので、モータＥＣＵ２６のマイクロコンピュータでの処理負荷を軽減できる。

以上、本発明に係る実施の形態について説明したが、本発明は上記実施の形態に限定されることなく様々な形態で実施される。

例えば、本実施の形態では１モータシステムの車両に適用したが、１モータシステムの装置や移動体等の様々なものに適用できる。また、モータとしたが、モータジェネレータやジェネレータにも適用できる。

また、本実施の形態では昇圧コンバータに対する昇圧制御に適用したが、降圧コンバータに対する降圧制御、昇降圧コンバータに対する昇降圧制御にも適用可能である。

また、本実施の形態では昇圧制御に用いる直流高電圧のサンプリングのタイミングについてインバータ制御のキャリア信号を利用した２つの設定方法を示したが、インバータ制御のキャリア信号を利用した他の設定方法でもよい。なお、キャリア信号の変わりに、キャリア信号から生成されるインバータ制御のゲート信号（例えば、ＰＷＭ信号）を利用してもよい。

１，２…１モータシステム、１０…バッテリ、１１…フィルタコンデンサ、１２…昇圧コンバータ、１２ａ…リアクトル、１２ｂ，１２ｃ…スイッチング素子、１２ｄ，１２ｅ…還流ダイオード、１２ｆ…ＩＬセンサ、１３…平滑コンデンサ、１３ａ…ＶＨセンサ、１４…インバータ、１５…モータ、１６，２６…モータＥＣＵ、１６ａ，２６ａ…モータ制御、１６ｂ，２６ｂ…ゲート生成、１６ｃ，２６ｃ…モータ目標電圧算出、１６ｄ，２６ｄ…電圧制御、１６ｅ，２６ｅ…電流制御、１６ｆ，２６ｆ…ゲート生成、１６ｇ，２６ｇ…ＶＨセンササンプリングタイミング発生器、１６ｈ，２６ｈ…ＶＨセンサデータ更新、１６ｉ，１６ｊ，２６ｉ，２６ｊ…ＡＤ変換器、１７…走行制御ＥＣＵ。

Claims

モータを制御するモータ制御回路と電源との間で前記電源の直流電圧を前記モータの駆動に必要となる入力直流電圧に変換する電圧変換回路に対する電圧変換制御を行うモータ用電圧変換制御装置であって、
前記モータ制御回路と前記電圧変換回路との間に設けられたコンデンサの両端電圧を検出し、前記電圧変換回路で変換された入力直流電圧をサンプリングするサンプリング手段と、
前記モータに対するモータ制御のキャリア信号に基づいて前記電圧変換回路で変換された入力直流電圧をサンプリングするサンプリングタイミングを発生するサンプリングタイミング発生手段と、
電圧変換制御のサンプリングタイミング要求毎に前記サンプリングタイミング発生手段で発生したサンプリングタイミングに応じて前記サンプリング手段でサンプリングされた入力直流電圧を用いて電圧変換制御を行う制御手段と、
を備えることを特徴とするモータ用電圧変換制御装置。
前記サンプリングタイミング発生手段では前記キャリア信号の山及び谷に対応してサンプリングタイミングを発生し、該サンプリングタイミングを発生する毎に前記電圧変換回路で変換された入力直流電圧を前記サンプリング手段でサンプリングしておき、前記制御手段ではサンプリングタイミング要求毎に該サンプリングタイミング要求直前のサンプリングタイミングに応じてサンプリングされている入力直流電圧を用いて電圧変換制御を行うことを特徴とする請求項１に記載のモータ用電圧変換制御装置。
前記サンプリングタイミング発生手段ではサンプリングタイミング要求毎に該サンプリングタイミング要求直後の前記キャリア信号の山又は谷に対応してサンプリングタイミングを発生し、該サンプリングタイミングに応じて前記電圧変換回路で変換された入力直流電圧を前記サンプリング手段でサンプリングし、前記制御手段ではサンプリングタイミング要求毎に前記サンプリングタイミングに応じてサンプリングされた入力直流電圧を用いて電圧変換制御を行うことを特徴とする請求項１に記載のモータ用電圧変換制御装置。