JP5719129B2 - 電力変換装置及びモータ駆動制御装置 - Google Patents
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Description
導通損失やダイオード導通損失は、主に通電電流と、内部抵抗で決まり、スイッチング損失とダイオード逆回復損失は、通電電流、印加電圧、スイッチング周波数で定まることとなる。
ところで、正弦波波形を一定電圧でパルス幅が異なる複数の矩形波形で擬似的に形成する場合には、正弦波の電圧を超えた領域の電力は無駄に消費されることとなる。
しかしながら、交流モータのように使用状況によって回転数が変動すると、コンバータの出力する全波整流波形およびインバータの出力波形は、実際のモータに必要とされる駆動波形と同期しないものとなり、所望の回転数あるいはトルクを得ることができなくなる。
さらに三相交流モータの場合には、全波整流を行うとU相、V相、W相の各相の波形が重なり合うことから、特許文献1記載の技術では、所望の正弦波形を有する出力信号を出力することができないという問題点があった。
そこで、本発明の目的は、駆動状態が変化する三相交流モータを駆動するに際して、スイッチング素子の損失を低減し、スイッチング素子や放熱器の小型化を図ることにある。
インバータ回路は、前記中間電圧を三相交流電力に変換し前記負荷に供給する。
前記コンバータ回路の中間電圧の波形を、前記インバータ回路から前記負荷に供給されている三相交流電力の三相すべてを全波整流したときの波形の包絡線に相当する波形とした。
したがって、コンバータ回路とインバータ回路とは、負荷に供給されている三相交流電力に基づいて、同期して動作することとなり、スイッチング素子の損失を低減でき、ひいては、スイッチング素子や放熱器の小型化が図れる。
上記構成によれば、磁極位置検出器は、三相交流モータの磁極位置を検出する。
検出された磁極位置に基づいて当該三相交流モータに供給されている三相交流電力の位相及び周波数を検出する。
したがって、三相交流モータの実際の回転状態が目標回転状態と近づくように制御される。
上記構成によれば、三相交流モータの実際の回転状態が目標回転状態と近づくように制御される。
上記構成によれば、スイッチング素子の損失を低減できる。
上記構成によれば、コンバータ回路とインバータ回路とは完全に同期して動作可能となり、スイッチング素子の損失を低減できる。
図1は、実施形態のモータ駆動制御装置としてのハイブリッド車両用の電力供給装置の回路構成図である。
電力供給装置10は、直流電源として機能するバッテリ11と、バッテリ11からの供給電力の電圧の昇降圧を行うコンバータ回路12と、コンバータ回路12の動作制御を行うコンバータ制御部13と、コンバータ回路12からの供給電力の直流/交流変換を行って負荷としての三相交流モータ15に駆動電力として三相交流電力を供給するインバータ回路14と、コンバータ制御部13を介して入力されるインバータ制御信号に基づいて、インバータ回路14の制御を行うインバータ制御部16と、三相交流モータ15の磁極位置を検出する磁極位置検出センサ17と、磁極位置検出センサ17の出力信号に基づいて、三相交流モータ15の回転速度を検出して位置速度検出信号を出力する磁極位置速度検出器18と、磁極位置速度検出器18が出力した位置速度検出信号の低周波成分を通過させてインバータ回路14が出力しているモータ駆動信号の周波数に相当する駆動周波数信号Svを出力するロウパスフィルタ(LPF)19と、図示しない車両のECUから入力されるインバータ回路14の出力周波数を制御するための駆動周波数制御信号Svcを駆動周波数信号Svに加算してコンバータ制御信号Vsを出力する加算器20と、を備えている。
ここで、コンバータ回路12、コンバータ制御部13、インバータ回路14、インバータ制御部16及び加算器30は、電力変換装置を構成している。
また、上記構成において、磁極位置速度検出器18から出力される位置速度検出信号は、実効的に、インバータ回路14が出力している駆動電力の位相及び周波数に関する情報が含まれている。
さらに、高電位側トランジスタ22Hのコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように、フリーホイールダイオードとしてダイオード23Hが接続され、低電位側トランジスタ22Lのコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように、フリーホイールダイオードとしてダイオード23Lが接続されている。
さらに、高電位側トランジスタ25Hのコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように、フリーホイールダイオードとしてダイオード26Hが接続され、低電位側トランジスタ25Lのコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように、フリーホイールダイオードとしてダイオード26Lが接続されている。
また、コンバータ回路12は、その全波整流信号SCを平滑するための2次平滑コンデンサ27を備えている。
ここで、例えば、高電位側トランジスタ31H及び低電位側トランジスタ31Lは、U相に対応し、高電位側トランジスタ31H及び低電位側トランジスタ31Lは、V相に対応し、高電位側トランジスタ31H及び低電位側トランジスタ31Lは、W相に対応して、高電位側トランジスタと低電位側トランジスタとの中間接続点に三相交流モータ15のそれぞれの端子が接続されている。
磁極位置検出センサ17は、三相交流モータ15の磁極の回転に伴う磁界の変化を検出する第1ホールセンサ17Aと、第1ホールセンサ17Aとは所定の電気角だけ離間された位置に配置され、三相交流モータ15の磁極の回転に伴う磁界の変化を検出する第2ホールセンサ17Bと、さらに第2ホールセンサ17Bとは所定の電気角だけ離間された位置に配置され、三相交流モータ15の磁極の回転に伴う磁界の変化を検出する第3ホールセンサ17Cと、を備えている。
磁極位置速度検出器18は、第1ホールセンサ17Aおよび第2ホールセンサ17Bの出力に基づいて、三相交流モータの回転速度(=インバータ回路14の出力信号の周波数に比例)に対応する回転速度検出信号を出力する。
図2は、インバータ回路の出力信号波形の説明図である。
なお、図2においては、説明の簡略化のため、U相、V相、W相の三相のうち、U相のみを図示するものとする。
インバータ回路14は、図2(a)に示すコンバータ回路12から出力される全波整流信号SCに基づいて、DC/AC変換を行い、動作安定状態においては、全波整流信号SCの周波数の1/2の周波数を有する、モータ駆動信号SIを出力することとなる。
もっとも理想的な状態におけるモータ駆動信号SIを図2(b)に示す、符号SITで表すとすると、インバータ回路14はモータ駆動信号SIの電圧が理想的なモータ駆動信号SITを表す曲線に沿って変化するようにモータ駆動信号SIとして、矩形波信号を出力することとなる。
そこで、本実施形態においては、磁極位置速度検出器18が磁極位置検出センサ17の出力信号に基づいて出力した位置速度検出信号に基づいて、コンバータ回路12の全波整流信号SCの周波数を理想的な状態に制御して、三相交流モータ15の回転数が遷移しているような状況でも各相に応じた理想的なモータ駆動信号SIを出力するようにしている。
図3(a)は、U相、V相、W相の各相の全波整流前の波形であり、図3(b)は、各相の全波整流後の波形である。
例えば、50[Hz]の商用三相交流出力装置を構成した場合、U相、V相、W相の各相の基本周波数は、50[Hz]となる。各相について全波整流を行うと周波数は2倍の100[Hz]となるが、三相すべてを全波整流した場合、その周波数は各相の基本周波数の6倍の300[Hz]となる。
このとき、図4(a)に示す各相の全波波形の重なる点PXは、図4(b)に示すように、波高値×1/2×√3(60度ずれ)で求められる。
この点PXを基準点として、これに同期した全波整流波形を生成することで、インバータ回路14の出力する三相交流波形に周波数を合わせることが可能となる。
しかしながら、点PXから正弦波を生成すると、対象とする交流波形の基準が変わるため、周波数は一致するものの、元の三相交流波形とは波形が一致しなくなる。
このU相、V相、W相の各相の全波整流波形の交点である点PXは、負荷へ供給する三相交流電力の目標位相及び目標周波数が徐々に変更されて、U相、V相、W相の各波形が異なっているような状況下であっても、明確にインバータ回路14の出力信号波形のエンベロープ上で検出でき、確実に制御タイミングとして利用することができるので、所望の位相および周波数を有する三相交流電力を供給することが可能となる。
この結果、インバータ回路14の出力信号のリップル制御が確実に行え、スイッチング素子における損失を低減し、ひいては、スイッチング素子の小型化や放熱器の小型化を図ることができる。
νx=(ν+ν+Δν)/2
=ν+Δν/2
となる。すなわち、実際のモータ駆動信号SIの周波数と、駆動周波数制御信号Svcに相当する周波数との中間の値を次回の目標周波数とすることとなるので、徐々に実際のモータ駆動信号SIの周波数と、駆動周波数制御信号Svcに相当する周波数と、の差が少なくなるように制御がなされ、三相交流モータ15は、所望の回転速度あるいは所望のトルクを得ることが可能となる。
初期状態においては、三相交流モータ15が停止状態(すなわち、実際の三相交流モータ15の周波数=0)にあるものとする。
まず、図示しないECUから駆動周波数制御信号Svcが入力されると、加算器20は、駆動周波数制御信号Svcをそのままコンバータ制御信号Vsとしてコンバータ制御部13に出力する。
これによりコンバータ制御部13の絶対値(ABS)回路41は、コンバータ制御信号Vsの絶対値信号である基準信号Vrefを第1演算回路61および第2演算回路62に第1バッファ42を介して出力する。
そして、三相交流モータ15は、インバータ回路14により印加された電圧及び周波数で駆動されることとなる。
これにより、磁極位置検出センサ17の第1ホールセンサ17A及び第2ホールセンサ17Bは、三相交流モータ15の磁極の回転に伴う磁界の変化を検出して、検出信号を磁極位置速度検出器18に出力する。
これにより、磁極位置速度検出器18は、第1ホールセンサ17Aおよび第2ホールセンサ17Bの出力に基づいて、三相交流モータ15の回転速度(=インバータ回路14の出力信号の周波数に比例)に対応する回転速度検出信号をLPF19に出力する。
この結果、加算器20は、図示しない車両のECUから入力されるインバータ回路14の出力周波数を制御するための駆動周波数制御信号Svcを駆動周波数信号Svに加算してコンバータ制御信号Vsとして出力する。
このときのコンバータ制御信号Vsは、上述したように、実際のモータ駆動信号SIの周波数と、駆動周波数制御信号Svcに相当する周波数との中間の値を次回の目標周波数とすることとなるので、徐々に実際のモータ駆動信号SIの周波数と、駆動周波数制御信号Svcに相当する周波数と、の差が少なくなるように制御がなされる。
駆動周波数信号Svに相当する周波数=3030/120×4
=101[Hz]
となり、
駆動周波数制御信号Svcに相当する周波数=3000/120×4
=100[Hz]
となる。
このことは、三相交流モータ15の回転数の電気角の周期の倍の周期でコンバータ回路12の全波整流波形を制御することとなる。さらに各相でみれば、各相の交流波形の周波数の6倍の周波数でコンバータ回路12の全波整流波形を制御することとなる。
よって、徐々に実際の三相交流モータ15の回転数に合わせてコンバータ回路12の全波整流波形を得ることができるとともに、これに同期したインバータ回路14の出力信号を得ることができるので、三相交流モータ15を所望の回転数(回転速度)あるいは所望のトルクで駆動することが可能となり、スイッチング素子損失の低減が図れることとなる。
この結果、スイッチング素子損失の低減が図れ、スイッチング素子の小型化や、放熱器の小型化が可能となる。
図5においては、図1と同様の部分には、同一の符号を付すとともに、コンバータ制御部13、インバータ制御部16、磁極位置検出センサ17、磁極位置速度検出器18、ロウパスフィルタ(LPF)19、加算器20及び反転アンプ51〜53について図示を省略している。
上記実施形態の説明においては、コンバータ回路12は、昇降圧を行うものであったが、図5におけるコンバータ回路12Aは、昇圧のみを行う場合の回路構成例である。
図1のコンバータ回路12と比較して、コンバータ回路12Aは、入力電圧の昇降圧を行うチョッパ回路を構成する高電位側トランジスタ22H及び低電位側トランジスタ22Lが設けられておらず、バッテリ11の高電位側にコイル24の一端が直接接続されている。
コンバータ回路12Aの動作については、降圧を行う場合を除き、コンバータ回路12と同様である。
すなわち、太陽電池や、燃料電池などの直流電源から供給された電力を商用電力と同じ三相交流電力に変換し、負荷に駆動電力として供給する電力変換装置において、スイッチング素子を有し、直流電源からの供給電力の電圧を全波整流により中間電圧に変換して出力するコンバータ回路と、スイッチング素子を有し、コンバータ回路の出力信号に同期して当該出力信号の直流/交流変換を行って負荷に供給するインバータ回路と、負荷に供給されている三相交流電力の位相、周波数をU相、V相、W相の各交流電力供給路に設けた電圧検出器により検出し、各種負荷に実際に供給されている三相交流電力の位相、周波数、三相交流電力で駆動される負荷へ供給すべき三相交流電力の目標位相及び目標周波数に基づいて前記コンバータ回路の出力信号の周波数を制御する周波数制御信号を出力する周波数制御信号出力部と、周波数制御信号に基づく負荷へ供給する三相交流電力の目標位相及び目標周波数に対応する三相交流波形の全波整流波形のエンベロープ上における各相の全波整流波形の交点を基準点としてコンバータ回路及びインバータ回路を制御する制御部と、を備えるようにしてもよい。
これにより、制御部は、周波数制御信号出力部から出力された周波数制御信号に基づく負荷へ供給する三相交流電力の目標位相及び目標周波数に対応する三相交流波形の全波整流波形のエンベロープ上における各相の全波整流波形の交点を基準点としてコンバータ回路及びインバータ回路を制御する。
この結果、インバータ回路の出力信号のリップル制御が確実に行え、スイッチング素子における損失を低減し、ひいては、スイッチング素子の小型化や放熱器の小型化を図ることができる。
また、以上の説明では、詳細に述べなかったが、高電位側トランジスタ及び低電位側トランジスタとして、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)、MOSFET、バイポーラトランジスタなどのスイッチング素子を使用することが可能である。
11 バッテリ
12、12A コンバータ回路
13 コンバータ制御部(制御部)
14 インバータ回路
15 三相交流モータ
16 インバータ制御部(制御部)
17 磁極位置検出センサ
17A 第1ホールセンサ
17B 第2ホールセンサ
17C 第3ホールセンサ
18 磁極位置速度検出器
19 LPF
20 加算器(周波数制御信号出力部)
21 1次平滑コンデンサ
22H 高電位側トランジスタ(スイッチング素子)
22L 低電位側トランジスタ(スイッチング素子)
25H 高電位側トランジスタ(スイッチング素子)
25L 低電位側トランジスタ(スイッチング素子)
27 2次平滑コンデンサ
30 加算器
31H 高電位側トランジスタ(スイッチング素子)
31L 低電位側トランジスタ(スイッチング素子)
33H 高電位側トランジスタ(スイッチング素子)
33L 低電位側トランジスタ(スイッチング素子)
41 絶対値回路
42 第1バッファ
43 第2バッファ
44 第1加算器
45 第2加算器
46 第1コンパレータ
47 反転回路
48 第2コンパレータ
49 反転回路
50 PI制御回路
51〜53 反転アンプ
SC 全波整流信号
SI モータ駆動信号
SIT モータ駆動信号
SIX モータ駆動信号
Sv 駆動周波数信号
Svc 駆動周波数制御信号
Vs コンバータ制御信号
νx 周波数
Claims (6)
- スイッチング素子を有し、直流電源の電力を中間電圧に変換するコンバータ回路と、
スイッチング素子を有し、前記中間電圧を三相交流電力に変換し負荷に供給するインバータ回路と、を備え、
前記コンバータ回路の中間電圧の波形を、
前記インバータ回路から前記負荷に供給されている三相交流電力の三相すべてを全波整流したときの波形の包絡線に相当する波形とした
ことを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1記載の電力変換装置において、
前記負荷は、三相交流モータであり、
前記三相交流モータの磁極位置を検出する磁極位置検出器を備え、
前記検出された前記磁極位置に基づいて当該三相交流モータに供給されている前記三相交流電力の位相及び周波数を検出する
ことを特徴とする電力変換装置。 - 請求項2記載の電力変換装置において、
前記磁極位置検出器により検出された前記三相交流モータに前記インバータ回路から供給されている前記三相交流電力の周波数と、前記負荷に前記インバータ回路から供給すべき三相交流電力の目標周波数と、を加算した周波数に前記中間電圧の波形の周波数を設定した
ことを特徴とする電力変換装置。 - 請求項2または請求項3記載の電力変換装置において、
前記コンバータ回路の前記中間電圧の波形の周期を、前記三相交流モータの回転数の電気角の周期の倍となるようにしたことを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1乃至請求項4のいずれかに記載の電力変換装置において、
前記コンバータ回路の前記中間電圧の波形の周波数を、前記インバータ回路から出力される各相の交流波形の周波数の6倍の周波数としたことを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1乃至請求項5のいずれかに記載の電力変換装置と、
前記電力変換装置から供給された電力を駆動電力として動作する三相交流モータと、
を備えたことを特徴とするモータ駆動制御装置。
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