JP5282985B2 - 電動機駆動装置の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流のシステム電圧を生成するシステム電圧生成部と、システム電圧を互いに位相がずれた複数相の交流電圧に変換して交流電動機に供給する直流交流変換部と、を備えた電動機駆動装置の制御を行う制御装置に関する。

直流電源からの直流電圧をインバータにより交流電圧に変換して交流電動機を駆動する電動機駆動装置が一般的に用いられている。このような電動機駆動装置では、交流電動機の各相のコイルに正弦波状の交流電圧を供給して効率的にトルクを発生させるために、ベクトル制御に基づくＰＷＭ（パルス幅変調）制御及び最大トルク制御が多く行われている。ところで、交流電動機は、回転速度が高くなるに従って誘起電圧が高くなり、交流電動機を駆動するために必要となる交流電圧（以下、「必要電圧」という。）も高くなる。そして、この必要電圧が、システム電圧を変換してインバータから出力し得る最大の交流電圧（以下、「最大出力電圧」という。）を超えるとコイルに必要な電流を流すことができなくなり、交流電動機を適切に制御することができない。そこで、この誘起電圧を下げるために、交流電動機の界磁磁束を弱める弱め界磁制御が行われる。しかし、弱め界磁制御を行うと、最大トルク制御を行うことができなくなるために、出力可能な最大トルクが低下するとともに効率も低下する。

このような問題に対して、下記の特許文献１には、直流電源からの電源電圧を昇圧する昇圧コンバータを備え、システム電圧を高めることができる電動機駆動装置が記載されている。当該電動機駆動装置の制御を行う制御装置は、必要電圧の上昇に応じてシステム電圧を高めることで最大出力電圧を上昇させ、最大トルク制御領域をより高い回転速度域まで広げることが可能となっている。そして、システム電圧が昇圧コンバータにより昇圧可能な上限電圧（以下、「最大システム電圧」という。）に達した状態、すなわち、最大出力電圧がその上限電圧となった状態においても必要電圧が最大出力電圧を超えるほど回転速度が高くなると、当該制御装置は弱め界磁制御に従った矩形波制御を行うように構成されている。すなわち、特許文献１に記載の制御装置は、システム電圧が電源電圧に対して昇圧された最大システム電圧と等しくなった後、言い換えれば、交流電動機の回転速度が比較的高くなった後に、矩形波制御を行うように構成されている。

特開２００６−３１１７７０号公報（段落００４６〜００４８等）

ところで、矩形波制御によれば、インバータを構成するスイッチング素子のオンオフ回数をＰＷＭ制御に比べて大幅に少なくすることができるため、スイッチング損失を抑制することが可能である。そこで、電動機駆動装置の効率を向上させるべく、矩形波制御をより低い回転速度域から行う構成とすることが考えられる。しかしながら、矩形波制御の実行中にシステム電圧の昇圧を行うと、各相のコイルに供給される電圧のバランスが崩れ、交流電動機の出力トルクが回転角度により変動するトルクリップルが発生してしまう。特許文献１に記載の構成では、ＰＷＭ制御中にシステム電圧の昇圧を行い、システム電圧が電源電圧に対して昇圧された最大システム電圧と等しくなってから矩形波制御が行われる。よって、システム電圧が最大システム電圧まで昇圧されるまでの間に矩形波制御が行われず、スイッチング損失の少ない矩形波制御の使用領域が高回転速度域に制限されてしまう。

ところで、昇圧コンバータを用いた能動的なシステム電圧の変更を行わず直流電源からの直流電圧をそのまま供給する運転条件又はシステムにおいても、システム電圧の変化が生じる。すなわち、直流電源の放電電流又は充電電流に応じて、直流電源の出力電圧が変化し、それに応じてシステム電圧が変化する。仮に、システム電圧の変化中に、矩形波制御を行わないようにした場合は、矩形波制御によるトルクリップルの発生が防止されるものの、スイッチング損失の少ない矩形波制御の実行が制限されてしまう。一方、仮に、システム電圧の変化中にも、矩形波制御を行うようにした場合は、スイッチング損失の少ない矩形波制御を実行できるものの、矩形波制御によるトルクリップルが発生する可能性がある。

本発明は上記の課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、スイッチング損失の少ない矩形波制御の使用領域を低回転速度域側に拡大することができ、矩形波制御中にシステム電圧が変化したとしても、交流電動機の振動を抑制できる電動機駆動装置の制御装置を提供することにある。

上記目的を達成するための本発明に係る、直流のシステム電圧を生成するシステム電圧生成部と、前記システム電圧を互いに位相がずれた複数相の交流電圧に変換して交流電動機に供給する直流交流変換部と、を備えた電動機駆動装置の制御を行う制御装置の特徴構成は、前記直流交流変換部が備える複数のスイッチング素子をオンオフ制御し、複数相の矩形波状電圧を出力させる矩形波制御を行うスイッチング制御部を備え、前記スイッチング制御部は、前記矩形波制御の実行中に前記システム電圧が変化する場合には、前記システム電圧の変化率に基づいて、電気角一周の整数倍の長さに設定された制御周期内での各相の前記矩形波状電圧の時間積分値が各相間で略同一となるように前記複数のスイッチング素子のオンオフタイミングを設定する矩形波幅調整制御を行う点にある。

上記の特徴構成によれば、矩形波制御の実行中にシステム電圧が変化する場合にも、電気角一周の整数倍の長さに設定された制御周期内において各相のコイルに供給される電圧のバランスが崩れることを抑制することができ、トルクリップルの発生を抑制することができる。
従って、システム電圧が変化している状態においても、交流電動機の振動を抑えつつ矩形波制御を行うことができる。その結果、スイッチング損失の少ない矩形波制御の使用領域を拡大することができ、電動機駆動装置の効率を高めることができる。
また、システム電圧をコンバータなどにより能動的に昇圧又は降圧して、システム電圧を変更できるシステムにおいては、矩形波制御の実行中にも交流電動機の振動を抑えつつシステム電圧を変更することができ、システム電圧が最大システム電圧まで昇圧されていないような低回転速度域から矩形波制御を行うことができる。その結果、スイッチング損失の少ない矩形波制御の使用領域を低回転速度域側に拡大することができ、電動機駆動装置の効率を高めることができる。

ここで、前記複数のスイッチング素子のオンオフにより各相の前記矩形波状電圧の電圧値がハイレベルとローレベルとの間で切り替わる点をハイロー切替点とするとともに、前記スイッチング制御部は、前記制御周期の始点を前記ハイロー切替点のいずれかと一致させ、複数相の前記矩形波状電圧の前記ハイロー切替点のそれぞれを分割点として前記制御周期を分割して設定される期間を分割期間とし、前記矩形波幅調整制御は、前記制御周期の長さと、前記制御周期の始点における前記システム電圧の値と、前記制御周期内における前記システム電圧の変化率と、に基づいて、前記分割期間のそれぞれにおける前記システム電圧の時間積分値が略同一となるように、前記複数のスイッチング素子のオンオフタイミングを設定する制御であると好適である。

この構成によれば、制御周期の長さと、制御周期の始点におけるシステム電圧の値と、制御周期内におけるシステム電圧の変化率と、に基づいて、分割期間のそれぞれにおけるシステム電圧の時間積分値が略同一となるようにスイッチング素子のオンオフタイミングを設定するだけで、制御周期内での各相の矩形波状電圧の時間積分値を略同一とすることができる。従って、矩形波幅調整制御のために必要となる演算を簡素化することができ、制御装置の構成を簡素なものとすることができる。
なお、上記の３つのパラメータとオンオフタイミングとの対応関係を表したマップデータを予め準備しておき、当該マップデータを参照して複数のスイッチング素子のオンオフタイミングを取得して設定する構成としても好適である。

また、前記システム電圧生成部は、直流電源からの電源電圧を変換して所望の前記システム電圧を生成する電圧変換部を備え、前記電圧変換部により生成する前記システム電圧の指令値であるシステム電圧指令値を取得するとともに、当該システム電圧指令値に基づいて、前記電圧変換部が備えるスイッチング素子のオンオフ制御を行う電圧変換制御部を更に備え、前記電圧変換制御部は、前記電圧変換部に前記システム電圧を変更させる場合には、前記システム電圧の変更を開始する変更開始タイミングを前記直流交流変換部が備える前記複数のスイッチング素子のオンオフタイミングのいずれかと一致させ、前記スイッチング制御部は、前記制御周期の始点を前記変更開始タイミングと一致させると好適である。

この構成によれば、システム電圧の変更を開始した初期の時点から矩形波幅調整制御を行うことができ、トルクリップルの発生をより確実に抑制することができる。

また、前記電圧変換制御部は、前記システム電圧の変更を終了する変更終了タイミングを、前記直流交流変換部が備える前記複数のスイッチング素子のオンオフタイミングのうち、前記変更開始タイミングから電気角一周の整数倍だけタイミングが異なるオンオフタイミングと一致させると好適である。

この構成によれば、変更開始タイミングから変更終了タイミングまでの全ての期間において矩形波幅調整制御を行うことができ、トルクリップルの発生をより確実に抑制することができる。

また、前記システム電圧は、直流電源の出力電圧であり、前記システム電圧の変化率は、前記制御周期の始点における前記システム電圧の値と、当該制御周期の始点より過去の前記システム電圧の値とに基づき算出されると好適である。

この構成によれば、放電電流又は充電電流に応じて、直流電源の出力電圧であるシステム電圧が変化している場合でも、当該システム電圧の変化に適応して、制御周期内での各相の矩形波状電圧の時間積分値を略同一とすることができる。従って、予期しないシステム電圧の変化が生じたとしても、適切に交流電動機の振動を抑えつつ矩形波制御を行うことができる。

本発明の第一の実施形態に係る電動機駆動装置の構成を示す回路図である。 回転速度とトルクとにより規定される電動機の動作可能領域を示す図である。 本発明の第一の実施形態に係るシステム電圧指令値の変化及びそれに伴う電動機の動作可能領域の変化を示す説明図である。 本発明の第一の実施形態に係る制御装置の制御の流れを示すフローチャートである。 矩形波幅調整制御の流れを示すフローチャートである。 矩形波幅調整制御により実行されるスイッチング素子のオンオフタイミングの設定の説明図である。 本発明の第一の実施形態に係る電圧変換制御の流れを示すフローチャートである。 本発明の第一の実施形態に係る電圧変換制御により実行される変更開始タイミング及び変更終了タイミングの設定の説明図である。 本発明の第二の実施形態に係る電動機駆動装置の構成を示す回路図である。 本発明の第二の実施形態に係る制御装置の制御の流れを示すフローチャートである。

〔第一の実施形態〕
本発明の第一の実施形態について図面に基づいて説明する。図１に示すように、本実施形態においては、電動機駆動装置１が、三相交流により動作する交流電動機としての埋込磁石構造の同期電動機４（ＩＰＭＳＭ、以下単に「電動機４」という。）を駆動する装置として構成されている場合を例として説明する。この電動機４は、必要に応じて発電機としても動作するように構成されており、例えば、電動車両やハイブリッド車両等の駆動力源として用いられる。電動機駆動装置１は、直流のシステム電圧を生成するシステム電圧生成部３２と、当該システム電圧Ｖｄｃを互いに位相がずれた三相の交流電圧に変換して電動機４に供給するインバータ６とを有して構成されている。本実施形態では、システム電圧生成部３２は、直流電源３と、当該直流電源３からの電源電圧Ｖｂを変換して所望のシステム電圧Ｖｄｃを生成するコンバータ５とを備える。そして、本実施形態では、制御装置２は、ベクトル制御の手法を用いて電動機駆動装置１の制御を行い、インバータ６が備える複数のスイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８をオンオフ制御し、三相の矩形波状電圧を出力させる矩形波制御を実行可能に構成されている。この際、制御装置２は、矩形波制御の実行中にコンバータ５がシステム電圧Ｖｄｃを変更する場合には、システム電圧Ｖｄｃの変化率Ｋに基づいて、電気角一周の長さに設定された制御周期Ｔ内での各相の矩形波状電圧の時間積分値が各相間で略同一となるようにスイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオンオフタイミングを設定する矩形波幅調整制御を行う点に特徴を有している。以下、本実施形態に係る電動機駆動装置１及びその制御装置２について詳細に説明する。

１．電動機駆動装置の構成
まず、本実施形態に係る電動機駆動装置１の構成について図１に基づいて説明する。この電動機駆動装置１は、コンバータ５とインバータ６とを備えている。また、電動機駆動装置１は、直流電源３と、直流電源３からの直流電圧Ｖｂを平滑化する第一平滑コンデンサＣ１と、コンバータ５による昇圧後のシステム電圧Ｖｄｃを平滑化する第二平滑コンデンサＣ２と、を備えている。直流電源３としては、例えば、ニッケル水素二次電池やリチウムイオン二次電池等の各種二次電池、キャパシタ、或いはこれらの組合せ等が用いられる。直流電源３の電圧である電源電圧Ｖｂは、電源電圧センサ４１により検出されて制御装置２へ出力される。

コンバータ５は、直流電源３からの電源電圧Ｖｂを変換して所望値の直流のシステム電圧Ｖｄｃを生成するＤＣ−ＤＣコンバータであり、本発明における電圧変換部に相当する。本実施形態では、このコンバータ５は、電源電圧Ｖｂを昇圧して所望のシステム電圧Ｖｄｃを生成する昇圧コンバータとして機能する。なお、電動機４が発電機として機能する際には、インバータ６からのシステム電圧Ｖｄｃを降圧して直流電源３に供給し、当該直流電源３を充電する。コンバータ５は、リアクトルＬ１と、電圧変換用スイッチング素子Ｅ１、Ｅ２と、ダイオードＤ１、Ｄ２と、を備えている。ここでは、コンバータ５は、電圧変換用スイッチング素子として、直列に接続された一対の上アーム素子Ｅ１及び下アーム素子Ｅ２を備えている。これらの電圧変換用スイッチング素子Ｅ１、Ｅ２として、本例では、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）を用いる。上アーム素子Ｅ１のエミッタと下アーム素子Ｅ２のコレクタとが、リアクトルＬ１を介して直流電源３の正極端子に接続されている。また、上アーム素子Ｅ１のコレクタは、コンバータ５による昇圧後の電圧が供給されるシステム電圧線５１に接続され、下アーム素子Ｅ２のエミッタは、直流電源３の負極端子につながる負極線５２に接続されている。また、各電圧変換用スイッチング素子Ｅ１、Ｅ２には、それぞれフリーホイールダイオードとして機能するダイオードＤ１、Ｄ２が並列接続されている。なお、電圧変換用スイッチング素子Ｅ１、Ｅ２としては、ＩＧＢＴの他に、バイポーラ型、電界効果型、ＭＯＳ型など種々の構造のパワートランジスタを用いることができる。

電圧変換用スイッチング素子Ｅ１、Ｅ２のそれぞれは、制御装置２から出力されるスイッチング制御信号Ｓ１、Ｓ２に従ってオンオフ動作を行う。本実施形態では、スイッチング制御信号Ｓ１、Ｓ２は、各スイッチング素子Ｅ１、Ｅ２のゲートを駆動するゲート駆動信号である。これにより、コンバータ５は、昇圧動作時には、直流電源３から供給された電源電圧Ｖｂを所望のシステム電圧Ｖｄｃまで昇圧し、システム電圧線５１及びインバータ６に供給する。また、コンバータ５は、降圧動作時には、インバータ６から供給されたシステム電圧Ｖｄｃを降圧して直流電源３に供給する。コンバータ５により生成されるシステム電圧Ｖｄｃは、システム電圧センサ４２により検出されて制御装置２へ出力される。なお、システム電圧の指令値であるシステム電圧指令値Ｖｄｃｔが電源電圧Ｖｂと等しくコンバータ５により昇圧を行わない場合には、システム電圧Ｖｄｃは電源電圧Ｖｂと等しくなる。

インバータ６は、直流のシステム電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換して電動機４に供給するための装置であり、本発明における直流交流変換部に相当する。インバータ６は、複数組のスイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８と、ダイオードＤ３〜Ｄ８と、を備えている。ここでは、インバータ６は、電動機４の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相）のそれぞれについて一対のスイッチング素子、具体的には、Ｕ相用上アーム素子Ｅ３及びＵ相用下アーム素子Ｅ４、Ｖ相用上アーム素子Ｅ５及びＶ相用下アーム素子Ｅ６、並びにＷ相用上アーム素子Ｅ７及びＷ相用下アーム素子Ｅ８を備えている。これらのスイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８として、本例では、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）を用いる。各相用の上アーム素子Ｅ３、Ｅ５、Ｅ７のエミッタと下アーム素子Ｅ４、Ｅ６、Ｅ８のコレクタとが、電動機４の各相のコイルにそれぞれ接続されている。また、各相用の上アーム素子Ｅ３、Ｅ５、Ｅ７のコレクタはシステム電圧線５１に接続され、各相用の下アーム素子Ｅ４、Ｅ６、Ｅ８のエミッタは負極線５２に接続されている。また、各スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８には、それぞれフリーホイールダイオードとして機能するダイオードＤ３〜Ｄ８が並列接続されている。なお、スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８としては、ＩＧＢＴの他に、バイポーラ型、電界効果型、ＭＯＳ型など種々の構造のパワートランジスタを用いることができる。

スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のそれぞれは、制御装置２から出力されるスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ってオンオフ動作を行う。これにより、インバータ６は、システム電圧Ｖｄｃを互いに位相がずれた三相の交流電圧に変換して電動機４に供給し、目標トルクＴＭに応じたトルクを電動機４に出力させる。この際、各スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従って、後述するＰＷＭ（パルス幅変調）制御又は矩形波制御に従ったスイッチング動作を行う。本実施形態では、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８は、各スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のゲートを駆動するゲート駆動信号である。一方、電動機４が発電機として機能する際には、発電された交流電圧を直流電圧に変換してシステム電圧線５１及びコンバータ５に供給する。インバータ６と電動機４の各相のコイルとの間を流れる各相電流、具体的には、Ｕ相電流Ｉｕｒ、Ｖ相電流Ｉｖｒ、及びＷ相電流Ｉｗｒは、電流センサ４３により検出されて制御装置２へ出力される。

また、電動機４のロータの各時点での磁極位置θは、回転センサ４４により検出されて制御装置２へ出力される。回転センサ４４は、例えばレゾルバ等により構成される。ここで、磁極位置θは、電気角上でのロータの回転角度を表している。電動機４の目標トルクＴＭ及びシステム電圧指令値Ｖｄｃｔは、図示しない車両制御装置等の他の制御装置等からの要求信号として制御装置２に入力される。

２．制御装置の構成
次に、本実施形態に係る制御装置２の機能について詳細に説明する。図１に示すように、制御装置２は、スイッチング制御部３０と、電圧変換制御部３１と、を備えている。これらの制御装置２の各機能部は、マイクロコンピュータ等の論理回路を中核部材として、入力されたデータに対して種々の処理を行うためのハードウェア又はソフトウェア（プログラム）或いはその両方により構成されている。上記のとおり、制御装置２には、目標トルクＴＭ及び磁極位置θが入力される。そこで、スイッチング制御部３０は、これらの目標トルクＴＭ、磁極位置θ、及び磁極位置θから導出される電動機４の回転速度ωに応じて電動機４を駆動するためのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成して出力し、インバータ６を駆動する。この際、制御装置２は、ＰＷＭ制御及び最大トルク制御と、矩形波制御及び弱め界磁制御と、を切り替えてインバータ６を駆動する。また、制御装置２には、直流電源３の電源電圧Ｖｂ、コンバータ５により生成されたシステム電圧Ｖｄｃ、及びシステム電圧指令値Ｖｄｃｔが入力される。そこで、電圧変換制御部３１は、入力されたシステム電圧指令値Ｖｄｃｔと等しいシステム電圧Ｖｄｃ生成するためのスイッチング制御信号Ｓ１、Ｓ２を生成して出力し、コンバータ５を駆動する。

スイッチング制御部３０は、インバータ６における直流−交流変換に際して、ＰＷＭ制御と矩形波制御とを切り替えて実行する。本実施形態では、ＰＷＭ制御には、正弦波ＰＷＭ制御と過変調ＰＷＭ制御の２つの制御方式が含まれる。正弦波ＰＷＭ制御では、インバータ６の各スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオンオフを、正弦波状の電圧指令値と搬送波との比較に基づいて制御する。具体的には、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相のインバータ６の出力電圧波形が、上アーム素子Ｅ３、Ｅ５、Ｅ７がオン状態となるハイレベル期間と、下アーム素子Ｅ４、Ｅ６、Ｅ８がオン状態となるローレベル期間とにより構成されるパルスの集合で構成されると共に、その基本波成分が一定期間で正弦波となるように、各パルスのデューティ比を制御する。システム電圧Ｖｄｃに対するインバータ６の出力電圧波形の基本波成分の実効値の比率を変調率ｍとすると、正弦波ＰＷＭ制御では、変調率ｍは０〜０．６１の範囲で変化させることができる。この正弦波ＰＷＭ制御では、例えば、ベクトル制御に従ったモータ電流制御（モータ電流フィードバック制御）によってトルク制御を行うことができる。

スイッチング制御部３０は、過変調ＰＷＭ制御では、正弦波ＰＷＭ制御に比べて各パルスのデューティ比を基本波成分の山側で大きく谷側で小さくすることにより、インバータ６の出力電圧波形の基本波成分の波形を歪ませて振幅が正弦波ＰＷＭ制御よりも大きくなるように制御する。過変調ＰＷＭ制御では、変調率ｍは０．６１〜０．７８の範囲で変化させることができる。この過変調ＰＷＭ制御において変調率ｍを最大の０．７８まで高めた状態が矩形波制御となる。この過変調ＰＷＭ制御では、例えば、ベクトル制御に従ったモータ電流制御（モータ電流フィードバック制御）によってトルク制御を行うことができる。

スイッチング制御部３０は、矩形波制御では、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相のインバータ６の出力電圧波形が、１周期につきハイレベル期間とローレベル期間とが１回ずつ交互に表れるとともにこれらのハイレベル期間とローレベル期間との比が基本的には１：１の矩形波となるように制御する。これにより、矩形波制御は、インバータ６に矩形波状電圧を出力させる。すなわち、スイッチング制御部３０は、上記のＰＷＭ制御に加え、インバータ６が備える複数のスイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８をオンオフ制御し、三相の矩形波状電圧を出力させる矩形波制御を行う制御部である。矩形波制御では、変調率ｍは０．７８で固定される。この矩形波制御では、例えば、電流センサ４３にて検出されたＵ、Ｖ、Ｗの各相の電流値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒと電圧指令値とによる電力演算によって求められるトルク実績値と、トルク指令値との偏差に基づく電圧位相制御（トルクフィードバック制御）によってトルク制御を行うことができる。また、ベクトル制御に従ったモータ電流制御（モータ電流フィードバック制御）によってトルク制御を行うこともできる。なお、スイッチング制御部３０が行う上記の正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御、及び矩形波制御については公知であるので、ここでは詳細な説明は省く（例えば、上記の特許文献１参照）。

ところで、電動機４は、回転速度ωが高くなるに従って誘起電圧が高くなり、電動機４を駆動するために必要となる交流電圧（以下「必要電圧」という。）も高くなる。そして、この必要電圧が、そのときのシステム電圧Ｖｄｃを変換してインバータ６から出力し得る最大の交流電圧（以下「最大出力電圧」という。）を超えると、コイルに必要な電流を流すことができなり、電動機４を適切に制御することができない。そこで、本実施形態では、電動機４の必要電圧に応じてＰＷＭ制御（正弦波ＰＷＭ制御又は過変調ＰＷＭ制御）における変調率ｍを０〜０．７８の範囲で変化させつつ、その範囲内での最大出力電圧より電動機４の必要電圧が低い状態ではＰＷＭ制御と共に最大トルク制御を行う。そして、電動機４の必要電圧が、ＰＷＭ制御の最大変調率（ｍ＝０．７８）での最大出力電圧に達すると矩形波制御と共に弱め界磁制御を行う。ここで、最大トルク制御は、同一電流に対して電動機４の出力トルクが最大となるように電流位相を調節する制御である。また、弱め界磁制御は、電動機４の界磁磁束を弱める方向の磁束がコイルから発生するように電流位相を調節する（進める）制御である。上記の必要電圧及び最大出力電圧は、共に交流電圧の実効値として互いに比較することができる。なお、上記の最大トルク制御及び弱め界磁制御については公知であるので、ここでは詳細な説明は省く（例えば、上記の特許文献１参照）。

図２は、回転速度ωと目標トルクＴＭとにより規定される電動機４の動作可能領域の中における、ＰＷＭ制御及び最大トルク制御が実行される領域Ａ１と矩形波制御及び弱め界磁制御が実行される領域Ａ２とを示した図である。なお、この図２は、システム電圧Ｖｄｃの昇圧を考慮しない図となっている。上記のとおり、電動機４の回転速度ωが高くなるに従って誘起電圧が高くなるため、電動機４の必要電圧もこれに応じて高くなる。従って、制御装置２に入力された目標トルクＴＭとそのときの電動機４の回転速度ωとにより定まる動作点が、比較的低回転の領域Ａ１内に位置する場合にはＰＷＭ制御及び最大トルク制御が実行され、当該動作点が、比較的高回転の領域Ａ２内に位置する場合には矩形波制御及び弱め界磁制御が実行される。領域Ａ１と領域Ａ２との境界は、電動機４の必要電圧が、ＰＷＭ制御の最大変調率（すなわち矩形波制御となる変調率ｍ＝０．７８）での最大出力電圧に一致する回転速度ω及びトルクにより定まる。

電圧変換制御部３１は、コンバータ５により生成するシステム電圧Ｖｄｃの指令値であるシステム電圧指令値Ｖｄｃｔを取得するとともに、システム電圧指令値Ｖｄｃｔに基づいて、コンバータ５が備えるスイッチング素子Ｅ１、Ｅ２のオンオフ制御を行う制御部である。電圧変換制御部３１は、取得したシステム電圧指令値Ｖｄｃｔに応じて、コンバータ５の電圧変換用スイッチング素子Ｅ１、Ｅ２を制御するスイッチング制御信号Ｓ１、Ｓ２を生成する。そして、コンバータ５の電圧変換用スイッチング素子Ｅ１、Ｅ２がスイッチング制御信号Ｓ１、Ｓ２に従ってオンオフ動作を行うことにより、電源電圧Ｖｂが昇圧される。具体的には、コンバータ５は、電圧変換制御部３１からのスイッチング制御信号Ｓ１、Ｓ２に応答して、下アーム素子Ｅ２のみが所定期間オンする状態と、上アーム素子Ｅ１及び下アーム素子Ｅ２の双方が所定期間オフする状態とを交互に繰り返す動作を行い、電源電圧Ｖｂを昇圧する。この際の昇圧比は下アーム素子Ｅ２のオン期間のデューティ比に応じたものとなる。すなわち、下アーム素子Ｅ２のオンデューティを大きくするに従ってリアクトルＬ１における電力蓄積が大きくなるため、コンバータ５から出力されるシステム電圧Ｖｄｃを高くすることができる。なお、制御装置２には、システム電圧指令値Ｖｄｃｔに加え、電源電圧Ｖｂ及びシステム電圧Ｖｄｃも入力される。そして、電圧変換制御部３１は、システム電圧指令値Ｖｄｃｔ及びシステム電圧Ｖｄｃ、又は、システム電圧指令値Ｖｄｃｔ、システム電圧Ｖｄｃ、及び電源電圧Ｖｂに基づいてフィードバック制御を行い、コンバータ５にシステム電圧指令値Ｖｄｃｔと等しいシステム電圧Ｖｄｃを生成させる制御を行う。

図３は、システム電圧指令値Ｖｄｃｔの変化及びそれに伴う電動機４の動作可能領域の変化の一例を示す説明図である。図３（ｂ）は、回転速度ωが上昇した際のシステム電圧指令値Ｖｄｃｔの変化の一例を示しており、図３（ａ）は、このようなシステム電圧指令値Ｖｄｃｔの変化に応じた電動機４の動作可能領域の変化を示している。図３（ａ）において、実線で示す領域は電源電圧Ｖｂを昇圧せずにそのままシステム電圧Ｖｄｃとして用いた場合の動作可能領域であり、二点鎖線で示す領域は電源電圧Ｖｂを次第に昇圧した場合に変化する動作可能領域を示している。また、図３（ａ）中における複数の黒点は、目標トルクＴＭの推移を示している。

図３（ａ）に示すように、本例では、時刻ｕ１までは、目標トルクＴＭ及び回転速度ωにより規定される電動機４の動作点が、電源電圧Ｖｂを昇圧する必要がなく、最大トルク制御及びＰＷＭ制御を実行可能な領域Ａ１にある。そのため、制御装置２は、最大トルク制御及びＰＷＭ制御を実行する。

その後、時刻ｕ１〜ｕ２では、図３（ａ）に示すように、電動機４の動作点が弱め界磁制御及び矩形波制御を行う必要がある領域Ａ２に入っており、制御装置２は、弱め界磁制御及び矩形波制御を実行する。この際、制御装置２は昇圧制御は行わず、システム電圧指令値Ｖｄｃｔは電源電圧Ｖｂと同じ値のままとなる。従って、電動機４が出力可能なトルクは、回転速度ωの上昇に伴って次第に低下している。

そして、時刻ｕ２〜ｕ３では、図３（ｂ）に示すように、制御装置２が昇圧制御を実行する。これにより、システム電圧指令値Ｖｄｃｔは、時刻ｕ２〜ｕ３における回転速度ωの上昇に伴って電源電圧Ｖｂと同じ値からシステム電圧指令値Ｖｄｃｔの上限に設定された値Ｖｄｃｍａｘまで次第に増加している。なお、このシステム電圧指令値Ｖｄｃｔの上限値であるＶｄｃｍａｘは、コンバータ５により昇圧可能なシステム電圧Ｖｄｃの上限値に設定されると好適である。このようにシステム電圧Ｖｄｃが上昇することにより、図３（ａ）に示すように、電動機４の動作可能領域は高回転側へ次第に拡大する。本例では、電動機４の回転速度ωの上昇に伴ってシステム電圧指令値Ｖｄｃｔが昇圧されることにより、回転速度ωの上昇中にも電動機４が出力可能なトルクが一定に維持されている。なお、昇圧制御中における電動機４の回転速度ωと出力可能なトルクとの関係は、昇圧速度と電動機４のロータの加速度との関係により変化する。制御装置２は、このような昇圧制御中も弱め界磁制御及び矩形波制御を実行する。本例では、時刻ｕ３において、システム電圧指令値Ｖｄｃｔがその上限値であるＶｄｃｍａｘに到達する。そして、時刻ｕ３以後は、電動機４が出力可能なトルクは、回転速度ωの上昇に伴って次第に低下する。当然ながら、制御装置２は、この間も弱め界磁制御及び矩形波制御を実行する。

以上説明したように、本実施形態に係る制御装置２の構成によれば、電動機４の回転速度ωや目標トルクＴＭが上昇する状況において、昇圧制御を行う前にまず弱め界磁制御及び矩形波制御を開始する（時刻ｕ１〜ｕ２）。その後、更に回転速度ωや目標トルクＴＭが上昇すると、弱め界磁制御及び矩形波制御を維持したままシステム電圧Ｖｄｃを昇圧する。従って、矩形波制御によるスイッチング損失の低減という効果を幅広い動作範囲で得ることが可能となり、電動機駆動装置１の効率を高めることができる。また、システム電圧指令値Ｖｄｃｔがその上限値であるＶｄｃｍａｘに到達した後は、弱め界磁電流を増加させることにより電動機４の回転速度ωを更に上昇させることができる。

３．制御装置の動作
次に、制御装置２の動作について説明する。上記のように、本実施形態では、制御装置２は、コンバータ５による昇圧制御中も矩形波制御を実行するように構成されている。そして、スイッチング制御部３０は、このように矩形波制御の実行中にコンバータ５がシステム電圧Ｖｄｃを変更する場合には、システム電圧Ｖｄｃの変化率Ｋに基づいて、電気角一周の長さに設定された制御周期Ｔ内での三相の矩形波状電圧の時間積分値が各相間で略同一となるようにスイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオンオフタイミングを設定する矩形波幅調整制御を実行する。以下、制御装置２の全体動作、矩形波幅調整制御、電圧変換制御の順に説明する。

３−１．全体動作
図４は、制御装置２が矩形波制御中に行う全体動作の流れを示すフローチャートである。以下、図４に示すフローチャートに沿って制御装置２の動作を順に説明する。まず、制御装置２は、システム電圧指令値Ｖｄｃｔを取得する（ステップ＃０１）とともに、システム電圧Ｖｄｃを取得する（ステップ＃０２）。そして、システム電圧指令値Ｖｄｃｔとシステム電圧Ｖｄｃとを比較し、システム電圧Ｖｄｃの変更が必要か否かの判定を行う（ステップ＃０３）。ここでは、システム電圧指令値Ｖｄｃｔとシステム電圧Ｖｄｃとの間に一定の値以上の差異があれば、システム電圧Ｖｄｃの変更が必要と判定する。ここで、一定の値は、システム電圧センサ４２により取得されるシステム電圧Ｖｄｃに含まれる誤差や、システム電圧Ｖｄｃを変更しない状態におけるシステム電圧Ｖｄｃの変動幅等に応じて定めると好適である。そして、システム電圧Ｖｄｃの変更が必要な場合には（ステップ＃０３：Ｙｅｓ）、スイッチング制御部３０が後述する矩形波幅調整制御を行うとともに（ステップ＃０４）、電圧変換制御部３１が後述する電圧変換制御を行う（ステップ＃０５）。一方、システム電圧Ｖｄｃの変更が必要でない場合には（ステップ＃０３：Ｎｏ）、通常制御を行う（ステップ＃０６）。ここで通常制御とは、矩形波状電圧におけるハイレベル期間とローレベル期間との比が１：１の矩形波となるような制御を行うことである。

３−２．矩形波幅調整制御
次に、図４のフローチャートにおけるステップ＃０４に対応する矩形波幅調整制御について、図５及び図６を用いて詳細に説明する。図５は、矩形波幅調整制御の流れを示すフローチャートである。図６は、矩形波幅調整制御により実行されるスイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオンオフタイミングの設定の説明図である。なお、本例は、システム電圧Ｖｄｃを上昇させる場合の例であり、具体的には、システム電圧Ｖｄｃが一定の変化率Ｋで上昇する場合を示している。説明は省略するが、システム電圧Ｖｄｃを下降させる場合も、以下に示す手順と同様にスイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオンオフタイミングを設定することができる。

図６（ａ）は、システム電圧Ｖｄｃの時間変化を示す図である。図６（ｂ）は、Ｕ相のコイルに供給されるＵ相電圧Ｖｕの時間変化を示す図である。図６（ｃ）は、Ｖ相のコイルに供給されるＶ相電圧Ｖｖの時間変化を示す図である。図６（ｄ）は、Ｗ相のコイルに供給されるＷ相電圧Ｖｗの時間変化を示す図である。なお、図６（ｂ）〜（ｄ）においては、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相の電圧は、各時点のシステム電圧Ｖｄｃの半値（Ｖｄｃ／２）を基準として表されている。そのため、各相の電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、０を中心とし、ハイレベル期間では（＋Ｖｄｃ／２）の電圧値を有し、ローレベル期間では（−Ｖｄｃ／２）の電圧値を有する矩形波となっている。また、ハイレベル期間では、各相の電圧値は（Ｋ／２）の傾きで上昇し、ローレベル期間では、各相の電圧値は（−Ｋ／２）の傾きで下降している。

矩形波幅調整制御は、矩形波制御の実行中にコンバータ５がシステム電圧Ｖｄｃを変更する場合に、スイッチング制御部３０により行われる制御である。この矩形波幅調整制御では、システム電圧Ｖｄｃの変化率Ｋに基づいて、電気角一周の長さに設定された制御周期Ｔ内での三相の矩形波状電圧の時間積分値が各相間で略同一となるように複数のスイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオンオフタイミングが設定される。なお、以下の説明では、スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオンオフにより各相の矩形波状電圧の電圧値がハイレベルとローレベルとの間で切り替わる点をハイロー切替点と呼ぶ。

本実施形態では、スイッチング制御部３０は、矩形波幅調整制御を行う際に、制御周期Ｔの始点をハイロー切替点のいずれかと一致させる。そして、制御周期Ｔの長さと、制御周期Ｔの始点におけるシステム電圧Ｖｄｃの値と、制御周期Ｔ内におけるシステム電圧Ｖｄｃの変化率Ｋと、に基づいて、分割期間のそれぞれにおけるシステム電圧Ｖｄｃの時間積分値が略同一となるように、スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオンオフタイミングを設定する。ここで、分割期間とは、三相の矩形波状電圧のハイロー切替点のそれぞれを分割点として制御周期Ｔを分割して設定される期間である。以下、図６を適宜参照しながら、図５に示すフローチャートに沿ってスイッチング制御部３０の動作を順に説明する。

まず、スイッチング制御部３０は、制御周期Ｔの始点を設定する（ステップ＃１１）。図６に示す例では、制御周期Ｔの始点は時刻ｔ０に設定される。時刻ｔ０は、Ｕ相電圧Ｖｕのハイロー切替点である。具体的には、時刻ｔ０は、Ｕ相用上アーム素子Ｅ３がオン状態からオフ状態にされ、Ｕ相用下アーム素子Ｅ４がオフ状態からオン状態にされ、その結果、Ｕ相電圧Ｖｕがハイレベルからローレベルに切り替えられる時刻である。次に、制御周期Ｔの長さを設定（ステップ＃１２）する。本実施形態では、制御周期Ｔは電気角一周の長さに設定され、図６に示す例では、制御周期Ｔの長さは（ｔ６−ｔ０）となる。すなわち、本例では、制御周期Ｔの終点は、時刻ｔ６となる。この時刻ｔ６は、Ｕ相電圧Ｖｕのハイロー切替点であり、時刻ｔ１と同じく、Ｕ相電圧Ｖｕがハイレベルからローレベルに切り替えられる時刻である。

次に、制御周期Ｔの始点（本例では時刻ｔ０）におけるシステム電圧Ｖｄｃを取得（ステップ＃１３）する。図６に示す例では、この値はＶ０となる。次に、システム電圧Ｖｄｃの変化率Ｋを取得（ステップ＃１４）する。本実施形態では、電圧変換制御部３１がシステム電圧Ｖｄｃの変化率Ｋを算出し、その変化率Ｋがスイッチング制御部３０に入力されるように構成されている。そして、スイッチング制御部３０は、制御周期Ｔの長さ（ｔ６−ｔ０）と、制御周期Ｔの始点ｔ０におけるシステム電圧Ｖｄｃの値Ｖ０と、制御周期Ｔ内におけるシステム電圧Ｖｄｃの変化率Ｋと、に基づいて、分割期間のそれぞれにおけるシステム電圧Ｖｄｃの時間積分値が略同一となるように、スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオンオフタイミングを設定する（ステップ＃１５）。

ここで、スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオンオフタイミングの設定について詳細に説明する。図６に示す例では、制御周期Ｔ内には、６つの分割期間が存在する。すなわち、［ｔ０−ｔ１］、［ｔ１−ｔ２］、［ｔ２−ｔ３］、［ｔ３−ｔ４］、［ｔ４−ｔ５］、［ｔ５−ｔ６］の６つの分割期間が存在する。なお、［ｔｍ−ｔｎ］は、時刻ｔｍから時刻ｔｎまでの間の期間を表す。また、時刻ｔ１は、Ｗ相用上アーム素子Ｅ７がオフ状態からオン状態にされ、Ｗ相用下アーム素子Ｅ８がオン状態からオフ状態にされ、その結果、Ｗ相電圧Ｖｗがローレベルからハイレベルに切り替えられる時刻である。時刻ｔ２は、Ｖ相用上アーム素子Ｅ５がオン状態からオフ状態にされ、Ｖ相用下アーム素子Ｅ６がオフ状態からオン状態にされ、その結果、Ｖ相電圧Ｖｖがハイレベルからローレベルに切り替えられる時刻である。時刻ｔ３は、Ｕ相用上アーム素子Ｅ３がオフ状態からオン状態にされ、Ｕ相用下アーム素子Ｅ４がオン状態からオフ状態にされ、その結果、Ｕ相電圧Ｖｕがローレベルからハイレベルに切り替えられる時刻である。時刻ｔ４は、Ｗ相用上アーム素子Ｅ７がオン状態からオフ状態にされ、Ｗ相用下アーム素子Ｅ８がオフ状態からオン状態にされ、その結果、Ｗ相電圧Ｖｗがハイレベルからローレベルに切り替えられる時刻である。時刻ｔ５は、Ｖ相用上アーム素子Ｅ５がオフ状態からオン状態にされ、Ｖ相用下アーム素子Ｅ６がオン状態からオフ状態にされ、その結果、Ｖ相電圧Ｖｖがローレベルからハイレベルに切り替えられる時刻である。

そして、上記のそれぞれの分割期間におけるシステム電圧Ｖｄｃの時間積分値が互いに等しくなるように、スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオンオフタイミング（各相のハイロー切替点）を決定する時刻ｔ１〜ｔ５を設定する。図６（ａ）には、分割期間のそれぞれにおいて、分割期間の長さと当該分割期間におけるシステム電圧Ｖｄｃとにより規定される区画の面積を、ｓ１〜ｓ６で表している。これらの面積ｓ１〜ｓ６は、それぞれの分割期間におけるシステム電圧Ｖｄｃの時間積分値と等しくなる。よって、スイッチング制御部３０は、面積ｓ１〜ｓ６が互いに等しくなるように、時刻ｔ１〜ｔ５を設定する。このような時刻ｔｎ（ｎ＝１，２・・・５）は、例えば、下記の式（１）を満たすような時刻ｔｎとして求めることができる。
｛Ｖ０＋Ｋ・（ｔｎ−ｔ０）／２｝・（ｔｎ−ｔ０）・（６／ｎ）
＝（Ｖ０＋Ｋ・Ｔ／２）・Ｔ・・・（１）
なお、当然ながら、上記の式（１）以外の式に基づいて時刻ｔ１〜ｔ５を算出しても良い。また、制御周期Ｔの長さと、制御周期Ｔの始点におけるシステム電圧Ｖｄｃの値と、制御周期Ｔ内におけるシステム電圧Ｖｄｃの変化率Ｋと、スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオンオフタイミングとの対応関係を表したマップデータを予め準備しておき、当該マップデータを参照してスイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオンオフタイミングを取得して設定する構成としても好適である。

上記のように各時刻ｔｎ（ｎ＝１，２・・・５）を設定することで、図６（ｂ）〜（ｄ）に示すように、制御周期Ｔ内でのＵ、Ｖ、Ｗの各相の矩形波状電圧の時間積分値を各相間で略同一とすることができる。すなわち、図６（ｂ）に示すように、Ｕ相電圧Ｖｕについてみると、６つの全ての分割期間において、分割期間の長さと当該分割期間におけるＵ相電圧Ｖｕとにより定まる区画の面積が互いに等しくなる。すなわち、各区画の面積が等しくなるため、ハイレベル期間に対応する面積の和（ａ１）及びローレベル期間に対応する面積の和（ａ２）の双方が上記の各区画の面積の三倍となり、面積ａ１と面積ａ２とは互いに等しくなる。言い換えれば、ハイレベル期間におけるＵ相電圧Ｖｕの積分値は、面積ａ１と等しくなる。一方、ローレベル期間におけるＵ相電圧Ｖｕの積分値は、面積ａ２に（−１）を乗じたものに等しくなる。そして、上記のように面積ａ１と面積ａ２とは互いに等しいため、制御周期Ｔ内でのＵ相の矩形波状電圧Ｖｕの時間積分値はゼロとなる。

また、図６（ｃ）に示すように、Ｖ相電圧Ｖｖについてみると、６つの全ての分割期間において、分割期間の長さと当該分割期間におけるＶ相電圧Ｖｖとにより定まる区画の面積が互いに等しくなる。すなわち、各区画の面積が等しくなるため、ハイレベル期間に対応する面積の和（ｂ１）及びローレベル期間に対応する面積の和（ｂ２）の双方が上記の各区画の面積の三倍となり、面積ｂ１と面積ｂ２とは互いに等しくなる。言い換えれば、ハイレベル期間におけるＶ相電圧Ｖｖの積分値は、面積ｂ１と等しくなる。一方、ローレベル期間におけるＶ相電圧Ｖｖの積分値は、面積ｂ２に（−１）を乗じたものに等しくなる。そして、上記のように面積ｂ１と面積ｂ２とは互いに等しいため、制御周期Ｔ内でのＶ相の矩形波状電圧Ｖｖの時間積分値はゼロとなる。

また、図６（ｄ）に示すように、Ｗ相電圧Ｖｗについてみると、６つの全ての分割期間において、分割期間の長さと当該分割期間におけるＷ相電圧Ｖｗとにより定まる区画の面積が互いに等しくなる。すなわち、各区画の面積が等しくなるため、ハイレベル期間に対応する面積の和（ｃ１）及びローレベル期間に対応する面積の和（ｃ２）の双方が上記の各区画の面積の三倍となり、面積ｃ１と面積ｃ２とは互いに等しくなる。言い換えれば、ハイレベル期間におけるＷ相電圧Ｖｗの積分値は、面積ｃ１と等しくなる。一方、ローレベル期間におけるＷ相電圧Ｖｗの積分値は、面積ｃ２に（−１）を乗じたものに等しくなる。そして、上記のように面積ｃ１と面積ｃ２とは互いに等しいため、制御周期Ｔ内でのＷ相の矩形波状電圧Ｖｗの時間積分値はゼロとなる。このように、制御周期Ｔ内でのＵ、Ｖ、Ｗの各相について、各分割期間に対応する区画の面積が同相間及び異相間で互いに等しくなり、これによって、矩形波状電圧の時間積分値が各相間で等しくなる。

上記のように時刻ｔ１〜ｔ５を設定することで、制御周期Ｔ内でのＵ、Ｖ、Ｗの各相の矩形波状電圧の時間積分値が各相間で略同一となるように複数のスイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオンオフタイミングを設定することができる。そして、上記のように設定したスイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオンオフタイミングに従って、制御周期Ｔ内におけるスイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオンオフ制御が行われる（ステップ＃１６）。

以上のように、本実施形態では、分割期間のそれぞれにおけるシステム電圧Ｖｄｃの時間積分値が略同一となるようにスイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオンオフタイミングを設定することで、制御周期Ｔ内での三相の矩形波状電圧の時間積分値を各相間で略同一とすることができる。これにより、制御周期Ｔ内において各相のコイルに供給される電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗのバランスが崩れることを抑制することができ、トルクリップルの発生を抑制することができる。従って、矩形波制御の実行中にも電動機４の振動を抑えつつシステム電圧Ｖｄｃを変更することができ、先に図３に示したように、システム電圧Ｖｄｃが最大システム電圧Ｖｄｃｍａｘまで昇圧されていないような低回転速度域から矩形波制御を行うことができる。その結果、スイッチング損失の少ない矩形波制御の使用領域を低回転速度域側に拡大することができ、電動機駆動装置１の効率を高めることができる。

なお、ここでは、図６（ａ）に示すように、システム電圧Ｖｄｃが一定の変化率Ｋで上昇する場合において、時刻ｔ０と時刻ｔ６との間に設定される制御周期Ｔにおける矩形波幅調整制御についてのみ説明した。当然ながら、システム電圧Ｖｄｃが一定の変化率Ｋではなく制御周期内において変化率Ｋが変化するような場合でも、分割期間のそれぞれにおけるシステム電圧Ｖｄｃの時間積分値が略同一となるようにスイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオンオフタイミングを設定することで、制御周期Ｔ内での三相の矩形波状電圧の時間積分値を各相間で略同一とすることができる。また、このような矩形波幅調整制御は、システム電圧Ｖｄｃが変化し続けている状況において、制御周期Ｔの終点と次の制御周期Ｔの始点とが一致するように制御周期Ｔを繰り返し設定し、それぞれの制御周期Ｔにおいて上記の矩形波幅調整制御を繰り返し行う構成とすることができる。

３−３．電圧変換制御
次に、図４のフローチャートにおけるステップ＃０５に対応する電圧変換制御について、図７及び図８を用いて詳細に説明する。ここでは、システム電圧Ｖｄｃの現在値がＶ１であり、システム電圧指令値ＶｄｃｔとしてＶ２（＞Ｖ１）が与えられた場合の制御を行う場合を例として説明する。なお、説明は省略するが、システム電圧Ｖｄｃを下降させる場合も、以下に示す手順と同様に電圧変換制御を行うことができる。図７は、電圧変換制御の流れを示すフローチャートである。図８は、電圧変換制御により実行される制御の説明図である。図８（ａ）は、システム電圧Ｖｄｃの時間変化を示す図である。図８（ｂ）は、図６（ｂ）と同様に各時点のシステム電圧Ｖｄｃの半値（Ｖｄｃ／２）を基準として表した、Ｕ相のコイルに供給されるＵ相電圧Ｖｕの時間変化を示す図である。なお、ここでは、Ｖ相電圧Ｖｖ及びＷ相電圧Ｖｗについては図示を省略している。

電圧変換制御は、コンバータ５にシステム電圧Ｖｄｃを変更させる場合に、電圧変換制御部３１により行われる制御である。この制御では、システム電圧Ｖｄｃの変更を開始する変更開始タイミングｔ１０と、システム電圧Ｖｄｃの変更を終了する変更終了タイミングｔ２０とが設定されるとともに、システム電圧Ｖｄｃの変化率Ｋが算出され、変更開始タイミングｔ１０と、変更終了タイミングｔ２０と、変化率Ｋとに基づいてコンバータ５のスイッチング素子Ｅ１、Ｅ２のオンオフ制御が行われる。具体的には、電圧変換制御部３１は、変更開始タイミングｔ１０を、インバータ６が備えるスイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオンオフタイミングのいずれかと一致するように設定する。また、電圧変換制御部３１は、変更終了タイミングｔ２０を、インバータ６が備えるスイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオンオフタイミングのうち、変更開始タイミングｔ１０から制御周期Ｔの整数倍だけタイミングが異なるオンオフタイミングと一致するように設定する。以下、図８を適宜参照しながら、図７に示すフローチャートに沿って電圧変換制御部３１の動作を順に説明する。

まず、電圧変換制御部３１は、変更開始タイミングｔ１０を設定する（ステップ＃２１）。図８に示す例では、変更開始タイミングｔ１０は、Ｕ相電圧Ｖｕのハイロー切替点のうち、ハイレベルからローレベルに切り替えられるハイロー切替点と一致するように設定されている。そして、本例では、最初に設定される制御周期Ｔの始点が、変更開始タイミングｔ１０と一致するように設定される。そのため、システム電圧Ｖｄｃの変更を開始する初期の時点から矩形波幅調整制御を行うことができ、トルクリップルの発生をより確実に抑制することができる構成となっている。

次に、変更終了タイミングｔ２０を設定する（ステップ＃２２）。図８に示す例では、変更終了タイミングｔ２０は、変更開始タイミングｔ１０から電気角一周の整数倍（本例では電気角一周の三倍）に相当する時刻が経過後のＵ相電圧Ｖｕのハイロー切替点と一致するように設定されている。このように変更終了タイミングｔ２０が設定されるため、変更開始タイミングｔ１０から変更終了タイミングｔ２０までの間に複数（本例では３つ）の制御周期Ｔを連続して設定した際に、最初の制御周期Ｔの始点を変更開始タイミングｔ１０と一致させるとともに、最後の制御周期Ｔの終点を変更終了タイミングｔ２０と一致
させることができる。そのため。変更開始タイミングｔ１０から変更終了タイミングｔ２０までの全ての期間において矩形波幅調整制御を行うことができ、トルクリップルの発生をより確実に抑制することが可能となっている。

次に、現在のシステム電圧ＶｄｃであるＶ１、システム電圧指令値ＶｄｃであるＶ２、変更開始タイミングｔ１０、及び変更終了タイミングｔ２０に基づいて、以下の式（２）より、変更開始タイミングｔ１０から変更終了タイミングｔ２０の間におけるシステム電圧Ｖｄｃの変化率Ｋを算出する（ステップ＃２３）。
Ｋ＝（Ｖ２−Ｖ１）／（ｔ２０−ｔ１０）・・・（２）
そして、電圧変換制御部３１は、算出したシステム電圧Ｖｄｃの変化率Ｋを、スイッチング制御部３０へ出力する。そして、電圧変換制御部３１は、設定した変更開始タイミングｔ１０から変更終了タイミングｔ２０までの間、システム電圧ＶｄｃをＶ１からＶ２へ向かって変化率Ｋで変化させるべく、コンバータ５が備えるスイッチング素子Ｅ１、Ｅ２のオンオフタイミングを設定し（ステップ＃２４）、スイッチング素子Ｅ１、Ｅ２のオンオフ制御を行う（ステップ＃２５）。なお、スイッチング素子Ｅ１、Ｅ２のオンオフタイミングの設定は公知であるため、ここでは詳細な説明は省略する。

〔第二の実施形態〕
次に、本発明の第二の実施形態について説明する。上記の第一の実施形態では、システム電圧生成部３２は、コンバータ５を備える場合を例に説明したが、本実施形態では、図９に示すように、システム電圧生成部３２が、コンバータ５を備えず、直流電源３のみを備える場合を例に説明する。従って、本実施形態では、インバータ６は、コンバータ５を介さずに、直流電源３に接続されており、システム電圧Ｖｄｃは、直流電源３の出力電圧となる。そして、制御装置２は、第一の実施形態における電圧変換制御部３１を備えず、スイッチング制御部３０を備えている。スイッチング制御部３０は、第一の実施形態とは異なり、電圧変換制御部３１と協働すること無しに矩形波幅調整制御を実行する。また、システム電圧Ｖｄｃの変化率Ｋは、システム電圧センサ４２により検出されたシステム電圧Ｖｄｃから算出される。ここで、システム電圧センサ４２は、図９に示すように、第一の実施形態と同様に、インバータ６のシステム電圧線５１と負極線５２との間であって、システム電圧Ｖｄｃを平滑化する第二平滑コンデンサＣ２と、インバータ６との間に接続されている。なお、制御装置２は、直流電源３の端子間電圧を検出する図示しない電源電圧センサにより検出された電源電圧を、システム電圧Ｖｄｃとして処理するようにしてもよい。以下では、本実施形態に係る制御装置２について、上記第一の実施形態との相違点を中心として説明する。なお、特に説明しない点については、上記第一の実施形態と同様とする。

次に、本実施形態におけるシステム電圧Ｖｄｃの変化について説明する。直流電源３は、上記のように二次電池により構成されている。二次電池は、内部抵抗を有しており、この内部抵抗によって、電池の起電力に対して、端子電圧が降下又は上昇する。この電圧降下又は電圧上昇の大きさは、内部抵抗の値に流れる電流の値を乗じた値に比例する。従って、例えば、電動機４の力行又は回生が行われ、直流電源３に放電電流、充電電流が生じた場合、電圧降下又は電圧上昇により、システム電圧Ｖｄｃの変化が生じる。また、直流電源３に接続された他の電動機などの電気負荷の動作により、直流電源３の放電電流又は充電電流の変動が生じた場合も、システム電圧Ｖｄｃの変化が生じる。また、内部抵抗は、電池の温度に反比例して大きくなる。よって、例えば、電動機駆動装置１の始動直後など、直流電源３の温度が低い間は、内部抵抗が大きくなり、直流電源３の放電電流、充電電流の変動に対する、システム電圧Ｖｄｃの変化が大きくなり易い。

４．制御装置の動作
本実施形態では、システム電圧センサ４２により検出したシステム電圧Ｖｄｃの変化率Ｋに基づき、矩形波幅調整制御を行う。以下、制御装置２の全体動作、矩形波幅調整制御について、第一の実施形態と異なる点について詳細に説明する。

４−１．全体動作
図１０は、本実施形態に係る制御装置２が矩形波制御中に行う全体動作の流れを示すフローチャートである。以下、図１０に示すフローチャートに沿って制御装置２の動作を順に説明する。まず、制御装置２は、システム電圧Ｖｄｃの値を検出して取得し、システム電圧の変化率Ｋを算出する（ステップ♯３１）。ここで、システム電圧Ｖｄｃの変化率Ｋは、今回検出して取得したシステム電圧Ｖｄｃの値と、過去に検出して取得したシステム電圧Ｖｄｃの値に基づき算出される。この算出された変化率Ｋは、次の制御周期Ｔの間における変化率Ｋの予測値となる。変化率Ｋは、例えば、今回取得したシステム電圧Ｖｄｃの値Ｖ０と、前回取得したシステム電圧Ｖｄｃの値Ｖｏ１と、前回取得してから今回取得するまでの間隔ΔＴ１とに基づき、下記の式（３）により算出される。ここで、過去に取得されたシステム電圧Ｖｄｃの値、及び取得間隔は、制御装置２のＲＡＭ等のメモリに記憶されている。
Ｋ＝（Ｖ０−Ｖｏ１）／ΔＴ１・・・（３）
このシステム電圧Ｖｄｃの取得、及び変化率Ｋの算出の実行タイミングは、例えば、矩形波制御の制御周期Ｔの始点に同期する。なお、変化率Ｋの算出は、今回と、過去の複数時点とに取得したシステム電圧Ｖｄｃの値と、それらの取得間隔とに基づき、各種演算式により算出されるようにしてもよい。また、上記の実行タイミングは、制御周期Ｔに同期せずに、例えば制御周期Ｔとは別の所定周期に同期して設定されるようにしてもよい。また、算出した変化率Ｋ、あるいは検出したシステム電圧Ｖｄｃに対してフィルタ処理を行った値を、変化率Ｋ、あるいはシステム電圧Ｖｄｃとして、他の処理に用いるようにしてもよい。

次に、制御装置２は、矩形波幅調整制御を実行する条件である矩形波幅調整制御条件が成立しているか判定する（ステップ♯３２）。この際、制御装置２は、システム電圧Ｖｄｃが変化すると予測される場合に、矩形波幅調整制御条件が成立したと判定する。例えば、制御装置２は、ステップ♯３１で算出した変化率Ｋの絶対値が所定の閾値以上である場合に、矩形波幅調整制御条件が成立したと判定する。

そして、矩形波幅調整制御を実行すると判定した場合には（ステップ＃３２：Ｙｅｓ）、スイッチング制御部３０が矩形波幅調整制御を行う（ステップ＃３３）。一方、矩形波幅調整制御を実行しないと判定した場合には（ステップ＃３２：Ｎｏ）、上記した通常制御を行う（ステップ＃３４）。

４−２．矩形波幅調整制御
次に、図１０のフローチャートにおけるステップ＃３３に対応する矩形波幅調整制御について説明する。本実施形態に係る矩形波幅調整制御は、以下で説明する点を除き、図５、図６を用いて説明した第一の実施形態と同様である。具体的には、スイッチング制御部３０が図５のステップ＃１４で取得する変化率Ｋが、第一の実施形態と異なり本実施形態では、今回取得したシステム電圧Ｖｄｃの値と過去に取得したシステム電圧Ｖｄｃの値とに基づき、図１０のステップ♯３１で算出された変化率Ｋの予測値とされる。そして、矩形波幅調整制御は、図５のステップ＃１５で、変化率Ｋの予測値に基づき、スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオンオフタイミングを設定する。

本実施形態のように、変化率Ｋとして、過去に取得したシステム電圧Ｖｄｃの値に基づく変化率Ｋの予測値を用いても、第一の実施形態と同様に、分割期間のそれぞれにおけるシステム電圧Ｖｄｃの時間積分値が略同一となるようにスイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオンオフタイミングを設定することができ、制御周期Ｔ内での三相の矩形波状電圧の時間積分値を各相間で略同一とすることができる。これにより、制御周期Ｔ内において各相のコイルに供給される電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗのバランスが崩れることを抑制することができ、トルクリップルの発生を抑制することができる。従って、システム電圧Ｖｄｃが変化している状態においても、交流電動機の振動を抑えつつ矩形波制御を行うことができる。その結果、スイッチング損失の少ない矩形波制御の使用領域を拡大することができ、電動機駆動装置１の効率を高めることができる。

４．その他の実施形態
（１）上記の実施形態では、制御周期Ｔが、電気角一周の長さに設定されている場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではない。従って、制御周期Ｔが、電気角一周の二倍や三倍の長さのような、電気角一周の整数倍の長さに設定される構成とすることも、本発明の好適な実施形態の一つである。

（２）上記の各実施形態では、システム電圧Ｖｄｃの変更を開始する変更開始タイミングｔ１０が、インバータ６が備えるスイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオンオフタイミングのいずれかと一致するとともに、制御周期Ｔの始点が、変更開始タイミングｔ１０と一致する場合と例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではない。従って、制御周期Ｔの始点を、変更開始タイミングｔ１０とは異なるスイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオンオフタイミングと一致させたり、スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオンオフタイミングのいずれとも一致させない構成とすることも、本発明の好適な実施形態の一つである。また、変更開始タイミングｔ１０を、いずれのオンオフタイミングとも一致させない構成としても好適である。

（３）上記の各実施形態では、システム電圧Ｖｄｃの変更を終了する変更終了タイミングｔ２０が、インバータが備えるスイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオンオフタイミングのうち、変更開始タイミングｔ１０から電気角一周の三倍だけタイミングが異なるオンオフタイミングと一致する場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではない。従って、変更終了タイミングｔ２０を、変更開始タイミングｔ１０から電気角一周と同じだけタイミングが異なるオンオフタイミングと一致させたり、変更開始タイミングｔ１０から電気角一周の二倍や四倍等の三倍以外の整数倍だけタイミングが異なるオンオフタイミングと一致させる構成とすることも、本発明の好適な実施形態の一つである。また、変更終了タイミングｔ２０を、変更開始タイミングｔ１０から電気角一周の整数倍だけタイミングが異なるオンオフタイミング以外のオンオフタイミングと一致させたり、いずれのオンオフタイミングとも一致させない構成としても好適である。

（４）上記の各実施形態では、スイッチング制御部３０が、矩形波幅調整制御を行う際に、分割期間のそれぞれにおけるシステム電圧Ｖｄｃの時間積分値が略同一となるように、スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオンオフタイミングを設定する場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではない。従って、システム電圧Ｖｄｃの時間積分値を考慮せずに、システム電圧Ｖｄｃの変化率Ｋに基づいて、制御周期Ｔ内での各相の矩形波状電圧の時間積分値が各相間で略同一となるようにスイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオンオフタイミングを設定する構成とすることも、本発明の好適な実施形態の一つである。具体的には、Ｕ相電圧Ｖｕのハイロー切替点と、Ｖ相電圧Ｖｖのハイロー切替点と、Ｗ相電圧Ｖｗのハイロー切替点とを、それぞれ独立に、制御周期Ｔ内での矩形波状電圧の時間積分値が各相間で略同一となるように設定する構成とすることができる。なお、この場合において、制御周期Ｔの始点をハイロー切替点のいずれとも一致させない構成としても良い。

（５）上記の各実施形態では、図６（ａ）に示す面積ｓ１〜ｓ６が互いに等しくなるような時刻ｔ１〜ｔ５を、式（１）に基づいて算出する場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではない。従って、以下の式（３）に基づいて時刻ｔ１〜ｔ５を算出する構成としても好適である。
｛Ｖｎ＋Ｋ・Δｔｎ／２｝・Δｔｎ・６＝（Ｖ０＋Ｋ・Ｔ／２）・Ｔ・・・（３）
ここで、Ｖｎは、時刻ｔｎにおけるシステム電圧Ｖｄｃであり、Δｔｎは、時刻ｔｎと次の時刻との差である。すなわち、この構成では、制御周期Ｔの始点ｔ０におけるシステム電圧Ｖｄｃの値Ｖ０、制御周期Ｔの長さ、制御周期Ｔにおけるシステム電圧Ｖｄｃの変化率Ｋに加え、時刻ｔｎにおけるシステム電圧Ｖｄｃの値Ｖｎに基づいて、時刻ｔｎの次の時刻を算出する。なお、時刻ｔｎが定まらないとＶｎを求めることができないので、この構成では、時刻ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４、ｔ５を記載の順に算出することになる。

（６）上記の第一の実施形態では、制御周期Ｔ内において、システム電圧Ｖｄｃが一定の変化率Ｋで変化する場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではなく、予め制御周期Ｔ内における変化率Ｋの時間変化（システム電圧Ｖｄｃの時間変化）が分かっていれば、当該制御周期Ｔ内において矩形波幅調整制御を行うことができる。この場合において、上記の実施形態のような面積の計算は行わず、変化率Ｋの時間変化に基づいてシステム電圧Ｖｄｃや各相の矩形波状電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの時間積分値を演算して、スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオンオフタイミングを設定する構成とすることができる。

（７）上記の第一の実施形態では、電動機駆動装置１が、電圧変換部として電源電圧Ｖｂを昇圧してシステム電圧Ｖｄｃを生成する昇圧コンバータ５を備える構成を例として説明した。しかし、このような実施形態に限定されず、本発明は、直流電源３からの電源電圧Ｖｂを変換して所望のシステム電圧Ｖｄｃを生成する各種の電圧変換部を備える電動機駆動装置１に適用可能である。従って、例えば、電動機駆動装置１が、電圧変換部として電源電圧Ｖｂの昇圧及び降圧の双方を行う昇降圧コンバータを備え、或いは電源電圧Ｖｂの降圧を行う降圧コンバータを備える構成とすることも、本発明の好適な実施形態の一つである。

（８）上記の各実施形態では、交流電動機４が三相交流により動作する埋込磁石構造の同期電動機（ＩＰＭＳＭ）である場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではなく、例えば、交流電動機４として、表面磁石構造の同期電動機（ＳＰＭＳＭ）を用いることができ、或いは、同期電動機以外にも、例えば、誘導電動機等を用いることもできる。また、このような交流電動機に供給する交流として、三相以外の単相、二相、又は四相以上の多相交流を用いることができる。

（９）上記の各実施形態では、電動機４が電動車両やハイブリッド車両等の駆動力源として用いられる場合を例として説明した。しかし、本実施形態に係る電動機４の用途はこれに限定されるものではなく、あらゆる用途の電動機について、本発明を適用することが可能である。

（１０）上記の第一の実施形態では、スイッチング制御部３０は、図５のステップ♯１４で、電圧変換制御部３１が算出したシステム電圧Ｖｄｃの変化率Ｋを取得するように構成している場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではない。すなわち、第一の実施形態において、スイッチング制御部３０は、第二の実施形態において図１０のステップ♯３１で説明した処理のように、過去に取得した実際のシステム電圧Ｖｄｃの値に基づき、変化率Ｋの予測値を算出するように構成することも本発明の好適な実施形態の一つである。この場合、スイッチング制御部３０は、図５のステップ♯１４で、変化率Ｋとして、算出した変化率Ｋの予測値を取得して、図５のステップ＃１５で、取得した変化率Ｋの予測値に基づき、スイッチング素子のオンオフタイミングを設定する。

（１１）上記の第二の実施形態では、システム電圧生成部３２は、コンバータ５を備えず、制御装置２は、電圧変換制御部３１を備えない場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではない。すなわち、第二の実施形態において、図１に示した第一の実施形態と同様に、システム電圧生成部３２が、コンバータ５を備え、制御装置２が、電圧変換制御部３１を備えるように構成してもよい。そして、電圧変換制御部３１が、昇圧又は降圧の電圧変換制御を実行しておらず、システム電圧が、直流電源３の出力電圧である場合に、スイッチング制御部３０が、第二の実施形態に係る矩形波幅調整制御を実行するように構成することも本発明の好適な実施形態の一つである。

本発明は、交流電動機を駆動するための電動機駆動装置の制御を行う制御装置に好適に利用することができる。

１：電動機駆動装置
２：制御装置
３：直流電源（システム電圧生成部）
４：電動機（交流電動機）
５：コンバータ（システム電圧生成部、電圧変換部）
６：インバータ（直流交流変換部）
３０：スイッチング制御部
３１：電圧変換制御部
３２：システム電圧生成部
Ｅ１〜Ｅ８：スイッチング素子
Ｋ：変化率
Ｔ：制御周期
Ｖｂ：電源電圧
Ｖｄｃ：システム電圧
Ｖｄｃｔ：システム電圧指令値
ｔ１０：変更開始タイミング
ｔ２０：変更終了タイミング

Claims (5)

1. 直流のシステム電圧を生成するシステム電圧生成部と、前記システム電圧を互いに位相がずれた複数相の交流電圧に変換して交流電動機に供給する直流交流変換部と、を備えた電動機駆動装置の制御を行う制御装置であって、
   前記直流交流変換部が備える複数のスイッチング素子をオンオフ制御し、複数相の矩形波状電圧を出力させる矩形波制御を行うスイッチング制御部を備え、
   前記スイッチング制御部は、前記矩形波制御の実行中に前記システム電圧が変化する場合には、前記システム電圧の変化率に基づいて、電気角一周の整数倍の長さに設定された制御周期内での各相の前記矩形波状電圧の時間積分値が各相間で略同一となるように前記複数のスイッチング素子のオンオフタイミングを設定する矩形波幅調整制御を行う電動機駆動装置の制御装置。
2. 前記複数のスイッチング素子のオンオフにより各相の前記矩形波状電圧の電圧値がハイレベルとローレベルとの間で切り替わる点をハイロー切替点とするとともに、前記スイッチング制御部は、前記制御周期の始点を前記ハイロー切替点のいずれかと一致させ、
   複数相の前記矩形波状電圧の前記ハイロー切替点のそれぞれを分割点として前記制御周期を分割して設定される期間を分割期間とし、
   前記矩形波幅調整制御は、前記制御周期の長さと、前記制御周期の始点における前記システム電圧の値と、前記制御周期内における前記システム電圧の変化率と、に基づいて、前記分割期間のそれぞれにおける前記システム電圧の時間積分値が略同一となるように、前記複数のスイッチング素子のオンオフタイミングを設定する制御である請求項１に記載の電動機駆動装置の制御装置。
3. 前記システム電圧生成部は、直流電源からの電源電圧を変換して所望の前記システム電圧を生成する電圧変換部を備え、
   前記電圧変換部により生成する前記システム電圧の指令値であるシステム電圧指令値を取得するとともに、当該システム電圧指令値に基づいて、前記電圧変換部が備えるスイッチング素子のオンオフ制御を行う電圧変換制御部を更に備え、
   前記電圧変換制御部は、前記電圧変換部に前記システム電圧を変更させる場合には、前記システム電圧の変更を開始する変更開始タイミングを前記直流交流変換部が備える前記複数のスイッチング素子のオンオフタイミングのいずれかと一致させ、
   前記スイッチング制御部は、前記制御周期の始点を前記変更開始タイミングと一致させる請求項１又は２に記載の電動機駆動装置の制御装置。
4. 前記電圧変換制御部は、前記システム電圧の変更を終了する変更終了タイミングを、前記直流交流変換部が備える前記複数のスイッチング素子のオンオフタイミングのうち、前記変更開始タイミングから電気角一周の整数倍だけタイミングが異なるオンオフタイミングと一致させる請求項３に記載の電動機駆動装置の制御装置。
5. 前記システム電圧は、直流電源の出力電圧であり、
   前記システム電圧の変化率は、前記制御周期の始点における前記システム電圧の値と、当該制御周期の始点より過去の前記システム電圧の値とに基づき算出される請求項１又は２に記載の電動機駆動装置の制御装置。

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