JP2007166875A - 昇圧コンバータの制御装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】過電圧の発生を速やかに回避できる昇圧コンバータの制御装置を提供する。
【解決手段】昇圧コンバータ１２は、直流電源Ｂの直流電圧を昇圧する。インバータ１４は、昇圧コンバータの出力電圧を交流電圧に変換する。交流モータＭ１は、インバータ１４の出力電圧により駆動される。昇圧コンバータ１２を制御する制御装置３０は、交流モータＭ１の回転数が減少して回転数の変動率の絶対値が所定値以上となる場合には、昇圧コンバータ１２の出力電圧指令値を低下させる。インバータ１４は、正弦波ＰＷＭ制御モードと、過変調ＰＷＭ制御モードと、矩形制御モードの３つのモードを含む複数の制御モードから制御モードが選択されて制御される。昇圧コンバータの制御装置３０は、インバータ１４の制御モードが矩形制御モードまたは過変調制御モードであるときにのみ昇圧コンバータ１２の出力電圧指令値を低下させる。
【選択図】図１

Description

この発明は、直流電源からの直流電圧を目標電圧に変換する昇圧コンバータの制御装置に関する。
近年、環境に配慮した自動車としてハイブリッド自動車（Hybrid Vehicle）および電気自動車（Electric Vehicle）が大きな注目を集めている。
このハイブリッド自動車は、従来のエンジンに加え、直流電源とインバータとインバータによって駆動されるモータとを動力源とする自動車である。つまり、エンジンを駆動することにより動力源を得るとともに、直流電源からの直流電圧をインバータによって交流電圧に変換し、その変換した交流電圧によりモータを回転することによって動力源を得るものである。また、電気自動車は、直流電源とインバータとインバータによって駆動されるモータとを動力源とする自動車である。
特開２００１−２９５６７６号公報（特許文献１）は、ハイブリッド自動車において駆動軸の角加速度を用いてスリップ状態を検出し、トルク制限を行なう旨について開示している。
特開２００１−２９５６７６号公報
車両が進行し路面上の突起、たとえば路肩や落下物等に乗り上げると、その直後ではタイヤが空転するスリップ状態となる。スリップ状態では、路面抵抗がなくなるので同じトルクで車輪を回転させていると車輪の回転数が上昇する。
トルク×回転数に出力（パワー）は比例するのでスリップが発生すると車輪を駆動させるモータにおいて多くの電力（パワー）が消費される。このため、より多くの電力をモータに供給するように制御が行なわれる。
一方、スリップ状態のあとは、タイヤが路面に再び接触しグリップ状態となり路面からの摩擦によってタイヤの回転数は急激に減少する。タイヤの回転数の減少に従ってモータの回転数も急激に減少する。
ところで、ハイブリッド自動車等においては、電源からの直流電圧を昇圧コンバータによって昇圧し、その昇圧した直流電圧をインバータで交流電圧に変換してモータを駆動することも検討されている。
このように昇圧コンバータを含む構成では、モータの回転数が急激に減少した場合には昇圧コンバータからインバータに供給される電力が過多になる。したがって、昇圧コンバータの目標電圧を下げる必要が生じる。
このようなスリップ状態からグリップ状態に変化した場合の昇圧コンバータの制御については、特開２００１−２９５６７６号公報（特許文献１）には開示されていない。
この発明の目的は、過電圧の発生を速やかに回避できる昇圧コンバータの制御装置を提供することである。
この発明は、要約すると、電動機駆動システムに用いられる昇圧コンバータの制御装置であって、昇圧コンバータは、直流電源の直流電圧を昇圧し、電動機駆動システムは、昇圧コンバータの出力電圧を交流電圧に変換するインバータと、インバータの出力電圧により駆動される電動機とを備える。昇圧コンバータの制御装置は、電動機の回転数が減少して回転数の変動率の絶対値が所定値以上となる場合には、昇圧コンバータの出力電圧指令値を低下させる。
好ましくは、インバータは、正弦波ＰＷＭ制御モードと、過変調ＰＷＭ制御モードと、矩形制御モードの３つのモードを含む複数の制御モードから制御モードが選択されて制御される。昇圧コンバータの制御装置は、インバータの制御モードが矩形制御モードまたは過変調制御モードであるときにのみ昇圧コンバータの出力電圧指令値を低下させる。
好ましくは、電動機駆動システムは、昇圧コンバータの出力電圧をインバータに伝達する電源線と、電源線に接続されるコンデンサと、コンデンサの状態を検知する検知部とをさらに備える。昇圧コンバータの制御装置は、検知部の出力に応じた下降レートで昇圧コンバータの出力電圧指令値を低下させる。
好ましくは、昇圧コンバータの制御装置は、電動機の回転数を検知するレゾルバをさらに備える。
本発明によれば、インバータの過電圧を余裕を持って防止することが可能となる。
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。
図１は、この発明の実施の形態による昇圧コンバータの制御装置を備えたモータ駆動装置の回路図である。
図１を参照して、モータ駆動装置１００は、直流電源Ｂと、電圧センサ１０，１３と、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、コンデンサＣ１，Ｃ２と、昇圧コンバータ１２と、インバータ１４と、電流センサ１１，２４と、温度センサ２５と、レゾルバ２６と、制御装置３０とを備える。交流モータＭ１は、ハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動モータである。あるいは、このモータはエンジンにて駆動される発電機の機能を持つように、そして、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。
昇圧コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。リアクトルＬ１の一方端は直流電源Ｂの電源ラインＰＬ１に接続され、他方端はＮＰＮトランジスタＱ１とＮＰＮトランジスタＱ２との中間点、すなわち、ＮＰＮトランジスタＱ１のエミッタとＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタとの間に接続される。ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２は、電源ラインＰＬ２と接地ラインＳＬとの間に直列に接続される。そして、ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタは電源ラインＰＬ２に接続され、ＮＰＮトランジスタＱ２のエミッタは接地ラインＳＬに接続される。また、各ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ配置されている。
インバータ１４は、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とを含む。Ｕ相アーム１５、Ｖ相アーム１６、およびＷ相アーム１７は、電源ラインＰＬ２と接地ラインＳＬとの間に並列に設けられる。
Ｕ相アーム１５は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４を含む。Ｖ相アーム１６は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ５，Ｑ６を含む。Ｗ相アーム１７は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ７，Ｑ８を含む。また、各ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。
各相アームの中間点は、交流モータＭ１の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、交流モータＭ１は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点に共通接続されて構成され、Ｕ相コイルの他端がＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４の中間点に、Ｖ相コイルの他端がＮＰＮトランジスタＱ５，Ｑ６の中間点に、Ｗ相コイルの他端がＮＰＮトランジスタＱ７，Ｑ８の中間点にそれぞれ接続されている。レゾルバ２６は、交流モータＭ１の回転数Ｎｍを検知し、検知した回転数Ｎｍを制御装置３０に送信する。
なお、ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ８等に代えて、他のパワースイッチング素子たとえばＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor）やパワーＭＯＳＦＥＴを用いることもできる。
直流電源Ｂは、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池を含む。電圧センサ１０は、直流電源Ｂから出力される直流電圧Ｖｂを検出し、その検出した直流電圧Ｖｂを制御装置３０へ出力する。電流センサ１１は、直流電源Ｂから出力される直流電流Ｉｂを検出し、その検出した直流電流Ｉｂを制御装置３０へ出力する。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。
コンデンサＣ１は、直流電源Ｂから供給された直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧を昇圧コンバータ１２へ供給する。
昇圧コンバータ１２は、コンデンサＣ１から供給された直流電圧を昇圧してコンデンサＣ２へ供給する。より具体的には、昇圧コンバータ１２は、制御装置３０から信号ＰＷＭＵを受けると、信号ＰＷＭＵによってＮＰＮトランジスタＱ２がオンされた期間に応じて直流電圧を昇圧してコンデンサＣ２に供給する。この場合、ＮＰＮトランジスタＱ１は、信号ＰＷＭＵによってオフされている。また、昇圧コンバータ１２は、制御装置３０から信号ＰＷＭＤを受けると、コンデンサＣ２を介してインバータ１４から供給された直流電圧を降圧して直流電源Ｂを充電する。
コンデンサＣ２は、昇圧コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、コンデンサＣ２の両端の電圧、すなわち、昇圧コンバータ１２の出力電圧Ｖｍ（インバータ１４への入力電圧に相当する。以下同じ。）を検出し、その検出した出力電圧Ｖｍを制御装置３０へ出力する。
温度センサ２５は、コンデンサＣ２の温度Ｔｃを検知して制御装置３０へ出力する。この温度Ｔｃは、コンデンサＣ２の容量変動に関係するパラメータである。なお、温度センサ２５はコンデンサＣ２の温度を直接検知しなくてもよく、たとえばインバータ１４を冷却する冷却水温度のようにコンデンサＣ２の温度に関連する温度を検知して、これに基づき制御装置３０でコンデンサＣ２の温度Ｔｃを推定しても良い。
インバータ１４は、コンデンサＣ２から直流電圧が供給されると制御装置３０からの信号ＰＷＭＩに基づいて直流電圧を交流電圧に変換して交流モータＭ１を駆動する。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値ＴＲによって指定されたトルクを発生するように駆動される。また、インバータ１４は、モータ駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、交流モータＭ１が発電した交流電圧を制御装置３０からの信号ＰＷＭＣに基づいて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンデンサＣ２を介して昇圧コンバータ１２へ供給する。
なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。
電流センサ２４は、交流モータＭ１に流れるモータ電流ＭＣＲＴを検出し、その検出したモータ電流ＭＣＲＴを制御装置３０へ出力する。
制御装置３０は、外部に設けられたＥＣＵ（Electrical Control Unit）から入力されたトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮ、電圧センサ１０からの直流電圧Ｖｂ、電圧センサ１３からの出力電圧Ｖｍ、および電流センサ２４からのモータ電流ＭＣＲＴに基づいて、昇圧コンバータ１２を駆動するための信号ＰＷＭＵとインバータ１４を駆動するための信号ＰＷＭＩとを生成し、その生成した信号ＰＷＭＵおよび信号ＰＷＭＩをそれぞれ昇圧コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。
信号ＰＷＭＵは、昇圧コンバータ１２がコンデンサＣ１からの直流電圧を出力電圧Ｖｍに変換する場合に昇圧コンバータ１２を駆動するための信号である。そして、制御装置３０は、昇圧コンバータ１２が直流電圧を出力電圧Ｖｍに変換する場合に、出力電圧Ｖｍをフィードバック制御し、出力電圧Ｖｍが電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍになるように昇圧コンバータ１２を駆動するための信号ＰＷＭＵを生成する。
また、制御装置３０は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号を外部ＥＣＵから受けると、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するための信号ＰＷＭＣを生成してインバータ１４へ出力する。この場合、インバータ１４のＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８は信号ＰＷＭＣによってスイッチング制御される。これにより、インバータ１４は、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換して昇圧コンバータ１２へ供給する。
さらに、制御装置３０は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号を外部ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するための信号ＰＷＭＤを生成し、その生成した信号ＰＷＭＤを昇圧コンバータ１２へ出力する。これにより、交流モータＭ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。
さらに、制御装置３０は、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２をオン／オフするための信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力する。
図２は、制御装置３０の機能ブロック図である。
図２を参照して、制御装置３０は、モータ制御用相電圧演算部４０と、インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２と、インバータ入力電圧指令演算部５０と、フィードバック電圧指令演算部５２と、デューティー比変換部５４とを含む。
モータ制御用相電圧演算部４０は、昇圧コンバータ１２の出力電圧Ｖｍ、すなわち、インバータ１４への入力電圧を電圧センサ１３から受け、交流モータＭ１の各相に流れるモータ電流ＭＣＲＴを電流センサ２４から受け、トルク指令値ＴＲを外部ＥＣＵから受ける。そして、モータ制御用相電圧演算部４０は、これらの入力される信号に基づいて、交流モータＭ１の各相のコイルに印加する電圧を計算し、その計算した結果をインバータ用ＰＷＭ信号変換部４２へ供給する。インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２は、モータ制御用相電圧演算部４０から受けた計算結果に基づいて、インバータ１４の各ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８を実際にオン／オフする信号ＰＷＭＩ，ＰＷＭＣを生成し、その生成した信号ＰＷＭＩ，ＰＷＭＣをインバータ１４の各ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８へ出力する。
これにより、各ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８は、スイッチング制御され、交流モータＭ１が指令されたトルクを出力するように交流モータＭ１の各相に流す電流を制御する。このようにして、モータ駆動電流が制御され、トルク指令値ＴＲに応じたモータトルクが出力される。
一方、インバータ入力電圧指令演算部５０は、トルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいてインバータ入力電圧の最適値（目標値）、すなわち、電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍを演算し、その演算した電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍをフィードバック電圧指令演算部５２へ出力する。
フィードバック電圧指令演算部５２は、電圧センサ１３からの昇圧コンバータ１２の出力電圧Ｖｍと、インバータ入力電圧指令演算部５０からの電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍとに基づいて、後述する方法によってフィードバック電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍ＿ｆｂを演算し、その演算したフィードバック電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍ＿ｆｂをデューティー比変換部５４へ出力する。
デューティー比変換部５４は、電圧センサ１０からの直流電圧Ｖｂと、フィードバック電圧指令演算部５２からのフィードバック電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍ＿ｆｂとに基づいて、電圧センサ１３からの出力電圧Ｖｍをフィードバック電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍ＿ｆｂに設定するためのデューティー比を演算し、その演算したデューティー比に基づいて昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＭＵ，ＰＷＭＤを生成する。そして、デューティー比変換部５４は、生成した信号ＰＷＭＵ，ＰＷＭＤを昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２へ出力する。
なお、昇圧コンバータ１２の接地ラインＳＬ側のＮＰＮトランジスタＱ２のオンデューティーを大きくすることによりリアクトルＬ１における電力蓄積が大きくなるため、より高電圧の出力を得ることができる。一方、電源ラインＰＬ２側のＮＰＮトランジスタＱ１のオンデューティーを大きくすることにより電源ラインＰＬ２の電圧が下がる。そこで、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のデューティー比を制御することで、電源ラインＰＬ１，ＰＬ２間の電圧を任意の正電圧に制御可能である。
図３は、図２に示すフィードバック電圧指令演算部５２およびデューティー比変換部５４の機能ブロック図である。
図３を参照して、フィードバック電圧指令演算部５２は、減算器５２１と、ＰＩ（比例積分）制御ゲイン決定部５２４と、ＰＩ制御器５２５とを含む。
減算器５２１は、インバータ入力電圧指令演算部５０からの電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍと電圧センサ１３からの出力電圧Ｖｍとを受け、電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍから出力電圧Ｖｍを減算する。そして、減算器５２１は、減算した結果を偏差ΔＶｄｃとしてＰＩ制御ゲイン決定部５２４へ出力し、また目標電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍをＰＩ制御ゲイン決定部５２４へ出力する。
ＰＩ制御ゲイン決定部５２４は、電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍ、偏差ΔＶｄｃと共に、比例ゲインＫｐおよび積分ゲインＫｉをＰＩ制御器５２５へ出力する。
ＰＩ制御器５２５は、ＰＩ制御ゲイン決定部５２４から受けた比例ゲインＫｐ、積分ゲインＫｉおよび誤差ΔＶｄｃに基づいてフィードバック電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍ＿ｆｂを演算する。具体的には、ＰＩ制御器５２５は、ＰＩ制御ゲイン決定部５２４から受けた比例ゲインＫｐ、積分ゲインＫｉおよび誤差ΔＶｄｃを次式へ代入してフィードバック電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍ＿ｆｂを演算する。
Ｖｄｃ＿ｃｏｍ＿ｆｂ＝Ｋｐ×ΔＶｄｃ＋Ｋｉ×ΣΔＶｄｃ・・・（１）
そして、ＰＩ制御器５２５は、演算したフィードバック電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍ＿ｆｂをデューティー比変換部５４へ出力する。
デューティー比変換部５４は、コンバータ用デューティー比演算部５４１と、コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４２とを含む。コンバータ用デューティー比演算部５４１は、電圧センサ１０からの直流電圧Ｖｂと、ＰＩ制御器５２５からのフィードバック電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍ＿ｆｂとに基づいて、電圧センサ１３からの出力電圧Ｖｍを、フィードバック電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍ＿ｆｂに設定するためのデューティー比を演算する。
コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４２は、コンバータ用デューティー比演算部５４１からのデューティー比に基づいて昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＭＵ，ＰＷＭＤを生成する。そして、コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４２は、生成した信号ＰＷＭＵ，ＰＷＭＤを昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２へ出力する。
そして、昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２は、信号ＰＷＭＵに基づいてオン／オフされる。これによって、昇圧コンバータ１２は、出力電圧Ｖｍが電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍになるように直流電圧を出力電圧Ｖｍに変換する。
図４は、制御装置３０が実行する目標電圧値の切り替え制御を説明するためのフローチャートである。このフローチャートの処理は、所定のメインルーチンから一定時間毎または所定の条件が成立するごとに呼び出されて実行される。制御装置３０は、図２のインバータ入力電圧指令演算部５０としてこの処理を実行する。
図１、図４を参照して、まず処理が開始されるとステップＳ１において制御装置３０は、レゾルバ２６の出力を受け、交流モータＭ１の回転数ＮｍのＸ（ｍｓ）間の平均回転数を算出しその変化を監視する。そして、平均回転数の変動量が所定値Ｎ１以下であるか否かを判断する。制御装置３０は平均回転数の変動量が所定値Ｎ１以下であるときすなわち回転数が急激に減少したときに、車輪がスリップ状態からグリップ状態になった（ステップＳ１でＹＥＳ）と判断する。
ステップＳ１で平均回転変動量≦Ｎ１が成立した場合には、処理はステップＳ２に進み、成立しない場合には処理はステップＳ４に進む。
ステップＳ２においては、交流モータＭ１の制御モードが矩形制御モードまたは過変調ＰＷＭ制御モードであるか否かが判断される。
ここで、交流モータＭ１の制御モードについて説明しておく。制御装置３０は、インバータ１４に対して３つの制御モードすなわち矩形波制御モード、過変調ＰＷＭ（パルス幅変調）制御モード、正弦波ＰＷＭ制御モードを切換えて制御を行なう。
正弦波ＰＷＭ制御は、電圧波形の基本波成分の実効値すなわち変調率が０〜０．６１の間に収まるものであり、基本波を搬送波でパルス幅変調したパルス電圧または電流をモータに供給するものである。ＰＷＭ波形電圧を交流電動機に印加するＰＷＭ電流制御では、低回転域であっても滑らかな回転が得られる。しかし、直流電源の電圧利用率に限界があるという問題がある。
一方、交流電動機の駆動制御には、交流電動機に矩形波電圧を印加するという方法もある。この矩形波制御方法では、基本波に同期させた矩形波を与える。この矩形波制御方法では、直流電源の電圧利用率を変調率０．７８程度に向上させることができ、その結果、高回転域での出力を向上させることができる。また、弱め界磁電流を減少させることができるため、銅損の発生を抑えてエネルギ効率を向上させることができる。さらに、インバータでのスイッチング回数を少なくすることができるため、スイッチング損失も抑えることができるという利点もある。しかし、スイッチング周期が長いので低回転域では滑らかな回転を得ることができず、また急激な回転数の変化に追従することができない。
また、正弦波ＰＷＭ制御と矩形波制御の中間的な制御として過変調ＰＷＭ制御も行なわれる。過変調ＰＷＭ制御では、変調率は０．６１〜０．７８の範囲となる。過変調ＰＷＭ制御では正弦波ＰＷＭ制御の個々のパルスのデューティー比を基本波成分の山側で正弦波ＰＷＭ制御よりも大きくし、谷側では小さくする。
このため、インバータ１４は、ＰＷＭ制御、過変調制御および矩形波制御のいずれも交流電動機に対して行なうことが可能な構成とし、制御装置３０は、それらを状況に応じて使い分け、特に高回転域での電動機の出力を向上させるように制御を行なっている。
モータ回転数の急激な変動に対しては、スイッチング周波数の高い正弦波ＰＷＭ制御方式が有利である。矩形制御や過変調ＰＷＭ制御では、スイッチング周期が長く、モータ回転数の急激な変動に対しては追従できない場合も考えられる。
従って、ステップＳ２において制御装置３０は、どの制御モードで交流モータＭ１が制御されているかによって後の処理を変えている。
ステップＳ２で制御モードが矩形制御モード、過変調ＰＷＭ制御モードのいずれかであると判断された場合にはステップＳ３の処理が実行される。ステップＳ３では、昇圧目標電圧値である電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍが所定値Ｖ１に設定される。
一方、ステップＳ２で制御モードが矩形制御モード、過変調ＰＷＭ制御モードのいずれでもなかったと判断された場合には制御モードは追従性の良い正弦波ＰＷＭ制御モードであるので、ステップＳ４の処理が実行される。ステップＳ４では、昇圧目標電圧値である電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍが所定値Ｖ２に設定される。なお、所定値Ｖ１は所定値Ｖ２よりも小さな値であり、たとえばＶ１＝５５０Ｖで、Ｖ２＝６００Ｖである。
ステップＳ３またはステップＳ４の処理が終了すると、ステップＳ５において制御はメインルーチンに移される。
図５は、本実施の形態の昇圧コンバータ制御装置の動作を説明するための動作波形図である。
図５を参照して、まずモータＭ１の制御モードは、矩形波制御モードであり、時刻ｔ０において昇圧目標値である電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍは６００Ｖに設定されている。矩形波制御モードまたは過変調ＰＷＭ制御中に車輪がスリップ状態からグリップ状態に遷移すると、電流追従性が悪いため電流乱れが発生しパワー収支が崩れやすい。
時刻ｔ０〜ｔ１においては、交流モータＭ１の回転数Ｎｍはたとえば段差に車輪が乗り上げて空転する等のスリップ状態であることにより増加している。この間、昇圧コンバータ１２または図示しない発電機からインバータ１４に供給される電力は増加され、モータ電圧Ｖｍは、矩形制御によって目標昇圧値Ｖｄｃ＿ｃｏｍ付近になるように制御されている。
そして時刻ｔ１において、車輪が路面に着地する等によりグリップ状態に変化する。そして時刻ｔ１〜ｔ２の間に交流モータＭ１の回転数は急激に減少する。
制御装置３０は、レゾルバ２６の出力を一定時間毎に監視することにより回転数差ΔＮが負の値である所定値Ｎ１より小さくなったこと（すなわち回転数が急減したこと）をもって車輪がグリップ状態になったと判定し回転数急変フラグＦを活性化させる。そして、フラグＦの活性化に応じて電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍを６００Ｖから５５０Ｖに低下させる。
時刻ｔ１〜ｔ２におけるスリップ状態後のグリップ状態によって、モータＭ２のインバータに昇圧コンバータ１２または図示しない発電機から供給されていた電力が過多になり、モータ電圧Ｖｍはオーバーシュートを生じるが目標電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍをこのタイミングにあわせて低下させることになるので、過電圧しきい値に対してモータ電圧Ｖｍが到達しないように余裕を持った制御が可能となる。また制御モードを追従性の良い正弦波ＰＷＭモードに切換えなくてもモータ電圧Ｖｍが過電圧となるのを防ぐことができる。
さらには、グリップ状態の検出を、電力過多となったことを検知するのではなく、その原因であるモータ回転数の急減を直接検知するので、昇圧目標値Ｖｄｃ＿ｃｏｍを低下させるタイミングを早くでき、過電圧しきい値に対してその分余裕がある制御が実行できる。
［コンデンサ状態を考慮した制御例］
図６は、コンデンサ容量Ｃと温度の関係の一例を示した図である。
コンデンサ容量Ｃは温度依存性があり、図６に示すように温度が上昇すると容量が低下するものもあれば逆の特性のものも存在する。この特性は、コンデンサの種類によってさまざまである。
図５で説明したように昇圧目標電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍをＶ２（たとえば６００Ｖ）からＶ１（たとえば５５０Ｖ）に切換える場合、一気に指令値を低下させると、コンデンサＣ２（容量値をＣ２とする）にチャージされたエネルギの差ΔＥが直流電源Ｂ側に戻されることとなる。このΔＥは次式で表わされる。
ΔＥ＝１／２×Ｃ２×Ｖ２2−１／２×Ｃ２×Ｖ１2 …（２）
この単位時間あたりのΔＥが大きいと、昇圧コンバータの電流が増加し、過電流となる懸念があるので、耐圧に充分に余裕がある昇圧コンバータの素子を使用しなくてはならなくなる。
したがって、昇圧コンバータの過電流を防ぐためには、容量値Ｃ２が大きいときには単位時間あたりの電圧指令値の変化量を小さくし、目標指令値の切換えを緩やかに行なうほうが好ましい。
したがって、温度に対してコンデンサＣ２の容量がどのように変化するかを予め調べておき、目標指令値の単位時間あたりの切換えステップ電圧ΔＶを単位時間あたりのΔＥが一定となるようにコンデンサ温度に対して予め定めておく。このようにコンデンサの状態を考慮した下降レートで電圧指令値を下げることにより、昇圧コンバータの過電流が防止できる。
図７は、コンデンサ状態を考慮した電圧指令値の切換え制御を説明するためのフローチャートである。このフローチャートの処理は、所定のメインルーチンから一定時間毎または所定の条件が成立するごとに呼び出されて実行される。制御装置３０は、図２のインバータ入力電圧指令演算部５０としてこの処理を実行する。
図１、図７を参照して、まず処理が開始されるとステップＳ１１において制御装置３０は、レゾルバ２６の出力を受け、交流モータＭ１の回転数ＮｍのＸ（ｍｓ）間の平均回転数を算出しその変化を監視する。そして、平均回転数の変動量が所定値Ｎ１以下であるか否かを判断する。回転数が急減少したことを検知するのでＮ１は負の所定値となる。制御装置３０は平均回転数の変動量が所定値Ｎ１以下であるときすなわち回転数が急激に減少したときに、車輪がスリップ状態からグリップ状態になった（ステップＳ１１でＹＥＳ）と判断する。言い換えると、制御装置３０は、交流モータＭ１の回転数が減少して回転数の変動率の絶対値が所定値以上となる場合（｜平均回転変動量｜≧Ｎ１の場合）には、車輪がスリップ状態からグリップ状態になった（ステップＳ１１でＹＥＳ）と判断する。
ステップＳ１１で平均回転変動量≦Ｎ１が成立した場合には、処理はステップＳ１２に進み、成立しない場合には処理はステップＳ１４に進む。
ステップＳ１２においては、交流モータＭ１の制御モードが矩形制御モードまたは過変調ＰＷＭ制御モードであるか否かが判断される。
ステップＳ１２で制御モードが矩形制御モード、過変調ＰＷＭ制御モードのいずれかであると判断された場合にはステップＳ１３の処理が実行される。ステップＳ１３では、昇圧目標電圧値である電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍの最終目標値が所定値Ｖ１に設定される。
つまり、昇圧コンバータ１２は、直流電源Ｂの直流電圧を昇圧する。インバータ１４は、昇圧コンバータの出力電圧を交流電圧に変換する。交流モータＭ１は、インバータ１４の出力電圧により駆動される。昇圧コンバータ１２を制御する制御装置３０は、交流モータＭ１の回転数が減少して回転数の変動率の絶対値が所定値以上となる場合（図７のＳ１１でＹＥＳ）には、昇圧コンバータ１２の出力電圧指令値を低下させる。
このとき、インバータ１４は、正弦波ＰＷＭ制御モードと、過変調ＰＷＭ制御モードと、矩形制御モードの３つのモードを含む複数の制御モードから制御モードが選択されて制御される。昇圧コンバータの制御装置３０は、インバータ１４の制御モードが矩形制御モードまたは過変調制御モードであるときにのみ（図７のＳ１２でＹＥＳ）昇圧コンバータ１２の出力電圧指令値を低下させる。
一方、ステップＳ１２で制御モードが矩形制御モード、過変調ＰＷＭ制御モードのいずれでもなかったと判断された場合には制御モードは追従性の良い正弦波ＰＷＭ制御モードであるので、ステップＳ１４の処理が実行される。ステップＳ１４では、昇圧目標電圧値である電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍが所定値Ｖ２に設定される。なお、所定値Ｖ１は所定値Ｖ２よりも小さな値であり、たとえばＶ１＝５５０Ｖで、Ｖ２＝６００Ｖである。
ステップＳ１３またはステップＳ１４の処理が終了すると、ステップＳ１５の処理が実行される。ステップＳ１５においては、目標電圧値の単位時間あたりの変化量のステップ値の選択が行なわれる。
図８は、目標電圧値の単位時間あたりの変化量のステップ値について説明するための動作波形図である。図８の波形図は、図５における時刻ｔ３における昇圧目標電圧値Ｖｄｃ＿ｃｏｍの切換え部分を拡大して示したものである。図８に表示される前後の部分については、図５と同様であるので説明は繰返さない。
図８を参照して、たとえば、コンデンサ容量Ｃが大きいときには、式（２）で表わされるΔＥが大きくなるので単位時間あたりのステップ量ΔＶをΔＶ１に設定し、時刻ｔ３ａ〜ｔ３ｄの間の時間をかけて階段状に目標電圧値Ｖｄｃ＿ｃｏｍを下げる。逆にコンデンサ容量Ｃが小さいときにはΔＥは小さくなるのでステップ量ΔＶをΔＶ２に設定し、時刻ｔ３ａ〜ｔ３ｂの間の時間で階段状に目標電圧値Ｖｄｃ＿ｃｏｍを下げる。
すなわち、図１で示される電動機駆動システムは、昇圧コンバータ１２の出力電圧をインバータ１４に伝達する電源線ＰＬ２と、電源線ＰＬ２に接続されるコンデンサＣ２と、コンデンサＣ２の状態を検知する検知部である温度センサ２５とを備える。昇圧コンバータ１２の制御装置３０は、図８に示すように、温度センサ２５の出力に応じた下降レートで昇圧コンバータ１２の出力電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍを低下させる。
このようにすることにより、モータ電圧Ｖｍの過電圧を防止しつつ、かつ昇圧コンバータの過電流を防止するように、最適化が図られる。
また、モータ駆動装置１００は、たとえば、ハイブリッド自動車に搭載される。
図９は、ハイブリッド自動車への適用を説明するための図である。この場合図１の交流モータＭ１は、２つのモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２からなり、インバータ１４は、２つのインバータからなる。すなわち、図９に示すように２つのインバータ１４Ａ，１４Ｂがそれぞれ２つのモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２に対応して設けられる。そして、２つのインバータ１４Ａ，１４Ｂは、コンデンサＣ２の両端に接続された電源ラインＰＬ２および接地ラインＳＬに並列に接続される。
そして、モータジェネレータＭＧ１は、動力分割機構（図示せず）を介してエンジンに連結され、モータジェネレータＭＧ２は、動力分割機構を介して駆動輪に連結される。
インバータ１４Ａは、昇圧コンバータ１２からの直流電圧を交流電圧に変換してモータジェネレータＭＧ１を駆動するとともに、エンジンの回転力によりモータジェネレータＭＧ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換して昇圧コンバータ１２へ供給する。
また、インバータ１４Ｂは、昇圧コンバータ１２からの直流電圧を交流電圧に変換してモータジェネレータＭＧ２を駆動するとともに、駆動輪の回転力によりモータジェネレータＭＧ２が発電した交流電圧を直流電圧に変換して昇圧コンバータ１２へ供給する。
そして、車輪がスリップ状態からグリップ状態に遷移した場合に、スリップ状態で増加したモータジェネレータＭＧ１の発電量がグリップ状態でのモータジェネレータＭＧ２での電力消費量よりも過多となったときが問題となる。
このような場合にＭＧ２の回転数または車輪の回転数の変化を検知して昇圧コンバータの目標電圧指令値を低下させる。これにより、インバータ電圧の過電圧を避けることができる。
したがって、この発明は、ハイブリッド自動車に搭載される昇圧コンバータのフィードバック制御に特に効果がある。
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
この発明の実施の形態による昇圧コンバータの制御装置を備えたモータ駆動装置の回路図である。 制御装置３０の機能ブロック図である。 図２に示すフィードバック電圧指令演算部５２およびデューティー比変換部５４の機能ブロック図である。 制御装置３０が実行する目標電圧値の切り替え制御を説明するためのフローチャートである。 本実施の形態の昇圧コンバータ制御装置の動作を説明するための動作波形図である。 コンデンサ容量Ｃと温度の関係の一例を示した図である。 コンデンサ状態を考慮した電圧指令値の切換え制御を説明するためのフローチャートである。 目標電圧値の単位時間あたりの変化量のステップ値について説明するための動作波形図である。 ハイブリッド自動車への適用を説明するための図である。
符号の説明
１０，１３ 電圧センサ、１１，２４ 電流センサ、１２ 昇圧コンバータ、１４，１４Ａ，１４Ｂ インバータ、１５ Ｕ相アーム、１６ Ｖ相アーム、１７ Ｗ相アーム、２５ 温度センサ、２６ レゾルバ、３０ 制御装置、４０ モータ制御用相電圧演算部、４２ インバータ用ＰＷＭ信号変換部、５０ インバータ入力電圧指令演算部、５２ フィードバック電圧指令演算部、５４ デューティー比変換部、１００ モータ駆動装置、５２１ 減算器、５２４ ＰＩ制御ゲイン決定部、５２５ ＰＩ制御器、５４１ コンバータ用デューティー比演算部、５４２ コンバータ用ＰＷＭ信号変換部、Ｂ 直流電源、Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 交流モータ、ＭＧ１，ＭＧ２ モータジェネレータ、ＰＬ１，ＰＬ２ 電源ライン、Ｑ１〜Ｑ８ トランジスタ、ＳＬ 接地ライン、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー。

Claims (4)

  1. 電動機駆動システムに用いられる昇圧コンバータの制御装置であって、
    前記昇圧コンバータは、直流電源の直流電圧を昇圧し、
    前記電動機駆動システムは、
    前記昇圧コンバータの出力電圧を交流電圧に変換するインバータと、
    前記インバータの出力電圧により駆動される電動機とを備え、
    前記昇圧コンバータの制御装置は、前記電動機の回転数が減少して回転数の変動率の絶対値が所定値以上となる場合には、前記昇圧コンバータの出力電圧指令値を低下させる、昇圧コンバータの制御装置。
  2. 前記インバータは、正弦波ＰＷＭ制御モードと、過変調ＰＷＭ制御モードと、矩形制御モードの３つのモードを含む複数の制御モードから制御モードが選択されて制御され、
    前記昇圧コンバータの制御装置は、前記インバータの制御モードが前記矩形制御モードまたは前記過変調制御モードであるときにのみ前記昇圧コンバータの出力電圧指令値を低下させる、請求項１に記載の昇圧コンバータの制御装置。
  3. 前記電動機駆動システムは、前記昇圧コンバータの出力電圧を前記インバータに伝達する電源線と、
    前記電源線に接続されるコンデンサと、
    前記コンデンサの状態を検知する検知部とをさらに備え、
    前記昇圧コンバータの制御装置は、前記検知部の出力に応じた下降レートで前記昇圧コンバータの出力電圧指令値を低下させる、請求項１または２に記載の昇圧コンバータの制御装置。
  4. 前記電動機の回転数を検知するレゾルバをさらに備える、請求項１に記載の昇圧コンバータの制御装置。
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