JP2006254593A - 電圧変換装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】 安定した電圧変換の制御が可能な電圧変換装置を提供する。
【解決手段】 制御装置30は、昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ1をスイッチング動作させて降圧動作を行なうように昇圧コンバータ12を制御する第1の制御手段と、NPNトランジスタQ2をスイッチング動作させて昇圧動作を行なうように昇圧コンバータ12を制御する第2の制御手段と、NPNトランジスタQ1,Q2をスイッチング動作させて、昇圧動作または降圧動作を行なうように昇圧コンバータ12を制御する第3の制御手段と有する。制御装置30は、出力電圧Vmと電圧指令値との大小関係に基づいて、第1の制御手段から第3の制御手段のいずれか1つを選択する。制御装置30は、リアクトル電流ILが零点を交差するときには、第1の制御手段および第2の制御手段のいずれかを選択する。
【選択図】 図1
【解決手段】 制御装置30は、昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ1をスイッチング動作させて降圧動作を行なうように昇圧コンバータ12を制御する第1の制御手段と、NPNトランジスタQ2をスイッチング動作させて昇圧動作を行なうように昇圧コンバータ12を制御する第2の制御手段と、NPNトランジスタQ1,Q2をスイッチング動作させて、昇圧動作または降圧動作を行なうように昇圧コンバータ12を制御する第3の制御手段と有する。制御装置30は、出力電圧Vmと電圧指令値との大小関係に基づいて、第1の制御手段から第3の制御手段のいずれか1つを選択する。制御装置30は、リアクトル電流ILが零点を交差するときには、第1の制御手段および第2の制御手段のいずれかを選択する。
【選択図】 図1
Description
この発明は、電圧変換装置に関し、特に、安定した電圧変換制御が可能な電圧変換装置に関するものである。
最近、環境に配慮した自動車として、ハイブリッド自動車(Hybrid Vehicle)および電気自動車(Electric Vehicle)が注目されている。ハイブリッド自動車は、従来のエンジンに加え、直流電源とインバータとインバータによって駆動されるモータとを動力源とする自動車である。つまり、エンジンを駆動することにより動力源を得るとともに、直流電源からの直流電圧をインバータによって交流電圧に変換し、その変換した交流電圧によりモータを回転することによって動力源を得るものである。
また、電気自動車は、直流電源とインバータとインバータによって駆動されるモータとを動力源とする自動車である。
このようなハイブリッド自動車または電気自動車においては、直流電源からの直流電圧を昇圧コンバータによって昇圧し、その昇圧した直流電圧を、モータを駆動するインバータに供給する構成も開示されている(たとえば特許文献1〜5参照)。
そして、昇圧コンバータは、インバータの電源ラインとアースラインとの間に直列に接続された2つのNPNトランジスタと、一方端が2つのNPNトランジスタの中間点に接続され、他方端が電源の電源ラインに接続されたリアクトルとからなる。
昇圧コンバータは、制御装置によって電源ライン側に接続されたNPNトランジスタ(上アーム)とアース側に接続されたNPNトランジスタ(下アーム)とがオン/オフされ、電源から供給された直流電圧を昇圧してインバータへ供給する。このとき、昇圧コンバータは、上アームをオフ状態として、下アームをスイッチング動作することにより、昇圧動作を行なう。
また、昇圧コンバータは、モータ駆動装置が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、モータによって発電され、インバータによって変換された直流電圧を降圧して電源へ供給する。このとき、昇圧コンバータは、下アームをオフ状態として、上アームをスイッチング動作することにより、降圧動作を行なう。
特開2004−64803号公報
特開2003−134606号公報
特開2004−15895号公報
特開2004−208409号公報
特開平11−89270号公報
すなわち、上記の特許文献による昇圧コンバータは、出力電圧が電圧指令値を上回るとき、上アームのみをスイッチング動作して降圧動作を行ない、出力電圧が電圧指令値を下回るとき、下アームのみをスイッチング動作して昇圧動作を行なう。このとき、スイッチング動作をしない方のアームは、オフ状態に保持されている。
しかしながら、昇圧コンバータの出力電圧は、負荷の変動や直流電圧の変動の影響を受けて、常に変動している。このため、上記のように、上アームおよび下アームのいずれか一方のみをスイッチング動作して直流電圧を昇圧または降圧する構成においては、昇圧コンバータの出力電圧が電圧指令値の近傍となると、両者の大小関係の変化に応じて、昇圧動作と降圧動作とが頻繁に切換わることになる。その結果、電圧変換の制御が不安定となる。
さらに、上記の構成では、電源側とインバータ側との間のエネルギーの流れは、昇圧動作時には、電源からインバータへ向かう方向に限定され、降圧動作時には、インバータから電源へと向かう方向に限定される。そのため、昇圧コンバータの出力電圧が電圧指令値に収束しにくく、電圧指令値をオーバーシュートしてしまうおそれがある。
そこで、この発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、安定した電圧変換の制御が可能な電圧変換装置を提供することである。
この発明によれば、出力電圧が電圧指令値になるように、電源からの直流電圧を出力電圧に変換する電圧変換装置であって、直列接続された第1および第2のスイッチング素子を含み、第1および第2のスイッチング素子のスイッチング動作により、直流電圧の電圧レベルを変えて出力電圧を出力する電圧変換器と、第1および第2のスイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御回路とを備える。制御回路は、第1のスイッチング素子をスイッチング動作させて降圧動作を行なうように電圧変換器を制御する第1の制御手段と、第2のスイッチング素子をスイッチング動作させて昇圧動作を行なうように電圧変換器を制御する第2の制御手段と、第1および第2のスイッチング素子をスイッチング動作させて、昇圧動作または降圧動作を行なうように電圧変換器を制御する第3の制御手段と、出力電圧と電圧指令値との大小関係に基づいて、第1の制御手段から第3の制御手段のいずれか1つを選択する選択手段とを含む。
好ましくは、選択手段は、出力電圧において、電圧指令値を含む所定の電圧範囲を有し、出力電圧が所定の電圧範囲よりも大きいとき、第1の制御手段を選択し、出力電圧が所定の電圧範囲よりも小さいとき、第2の制御手段を選択し、出力電圧が所定の電圧範囲内にあるとき、第3の制御手段を選択する。
好ましくは、電圧変換器は、電源と第1および第2のスイッチング素子の中間点との間に配されたリアクトルをさらに含む。電圧変換装置は、リアクトルを流れるリアクトル電流を検出する検出手段をさらに備える。選択手段は、リアクトル電流が零点を交差するとき、出力電圧が電圧指令値よりも大きいことに基づいて、第1の制御手段を選択し、出力電圧が電圧指令値よりも小さいことに基づいて、第2の制御手段を選択する。
好ましくは、選択手段は、スイッチング動作の1周期におけるリアクトル電流の平均値が、1周期におけるリアクトル電流の電流振幅の1/2以下のとき、第1の制御手段または第2の制御手段を選択する。
好ましくは、電圧変換器は、電源と第1および第2のスイッチング素子の中間点との間に配されたリアクトルをさらに含む。電圧変換装置は、リアクトルを流れるリアクトル電流を検出する検出手段をさらに備える。選択手段は、スイッチング動作の1周期におけるリアクトル電流の平均値が小さくなるに従って、所定の電圧範囲を次第に狭くする。
この発明によれば、出力電圧が電圧指令値になるように、電源からの直流電圧を出力電圧に変換する電圧変換装置であって、直列接続された第1および第2のスイッチング素子を含み、第1および第2のスイッチング素子のスイッチング動作により、直流電圧の電圧レベルを変えて出力電圧を出力する電圧変換器と、第1および第2のスイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御回路とを備える。制御回路は、電圧指令値を中央値として高圧側に設定された第1の電圧と、低圧側に設定された第2の電圧とを有し、出力電圧が第1の電圧よりも高いとき、第2の電圧を電圧指令値として、第1のスイッチング素子をスイッチング動作させて降圧動作を行なうように電圧変換器を制御し、出力電圧が第2の電圧よりも低いとき、第1の電圧を電圧指令値として、第2のスイッチング素子をスイッチング動作させて昇圧動作を行なうように電圧変換器を制御する。
この発明によれば、昇圧コンバータは、出力電圧と電圧指令値との大小関係に基づいて選択された制御モードに応じて、昇圧動作、降圧動作および昇降圧動作のいずれかを行なう。その結果、昇圧コンバータの出力電圧の電圧指令値への電圧変換制御が安定する。
このとき、昇圧コンバータの出力電圧が電圧指令値に近いときにおいて、昇降圧動作を行なうように昇圧コンバータを制御することにより、電圧変換制御が安定するとともに、出力電圧のオーバーシュートを防ぐことができる。
また、この発明によれば、リアクトル電流が零点と交差するときには、昇圧動作および降圧動作のいずれか一方を行なうように昇圧コンバータを制御することにより、スイッチング損失および定常損失による電力消費を抑えることができる。
あるいは、リアクトル電流の平均値が小さくなるに従って、昇圧動作および降圧動作のいずれか一方を行なうように昇圧コンバータを制御することによっても、スイッチング損失による電力消費を抑えることができる。
また、この発明によれば、電圧指令値にヒステリシス幅を持たせることにより、昇圧動作と降圧動作との頻繁な切換えを回避できる。その結果、昇圧コンバータにおける電圧変換制御が安定する。さらに、昇圧コンバータは、常時、昇圧動作および降圧動作のいずれか一方を行なうように昇圧コンバータを制御することから、電圧変換に不要なスイッチング動作を抑え、スイッチング損失および定常損失とこれらに伴なう発熱とを低減することができる。
以下、この発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一符号は同一または相当部分を示す。
[実施の形態1]
図1は、この発明の実施の形態1による電圧変換装置を備えたモータ駆動装置の概略ブロック図である。
図1は、この発明の実施の形態1による電圧変換装置を備えたモータ駆動装置の概略ブロック図である。
図1を参照して、モータ駆動装置100は、直流電源Bと、電圧センサ10,20と、電流センサ11と、システムリレーSR1,SR2と、コンデンサC1,C2と、昇圧コンバータ12と、インバータ14,31と、電流センサ24,28と、制御装置30とを備える。
モータジェネレータMG1は、たとえば、ハイブリッド自動車に搭載される。そして、モータジェネレータMG1は、ハイブリッド自動車のエンジン(図示せず)に接続され、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つとともに、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るモータである。モータジェネレータMG1の発電トルクを調整することでエンジンを効率の良い運転状態に保つような制御を行なうことでハイブリッド自動車の燃費や排気ガスを良好なものにすることができる。
また、モータジェネレータMG2は、たとえば、ハイブリッド自動車に搭載される。そして、モータジェネレータMG2は、ハイブリッド自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動モータである。また、自動車の減速時などで駆動輪の回転によってモータジェネレータMG2が回転される場合には、モータジェネレータMG2は発電機として機能し得る(いわゆる回生発電の機能)。
昇圧コンバータ12は、リアクトルL1と、NPNトランジスタQ1,Q2と、ダイオードD1,D2とを含む。リアクトルL1の一方端は直流電源Bの電源ラインに接続され、他方端はNPNトランジスタQ1とNPNトランジスタQ2との中間点、すなわち、NPNトランジスタQ1のエミッタとNPNトランジスタQ2のコレクタとの間に接続される。NPNトランジスタQ1,Q2は、電源ラインとアースラインとの間に直列に接続される。そして、NPNトランジスタQ1のコレクタは電源ラインに接続され、NPNトランジスタQ2のエミッタはアースラインに接続される。また、各NPNトランジスタQ1,Q2のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードD1,D2がそれぞれ接続されている。
インバータ14は、U相アーム15と、V相アーム16と、W相アーム17とから成る。U相アーム15、V相アーム16、およびW相アーム17は、電源ラインとアースラインとの間に並列に設けられる。
U相アーム15は、直列接続されたNPNトランジスタQ3,Q4から成り、V相アーム16は、直列接続されたNPNトランジスタQ5,Q6から成り、W相アーム17は、直列接続されたNPNトランジスタQ7,Q8から成る。また、各NPNトランジスタQ3〜Q8のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードD3〜D8がそれぞれ接続されている。
各相アームの中間点は、モータジェネレータMG1の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、モータジェネレータMG1は、3相の永久磁石モータであり、U,V,W相の3つのコイルの一端が中点に共通接続されて構成され、U相コイルの他端がNPNトランジスタQ3,Q4の中間点に、V相コイルの他端がNPNトランジスタQ5,Q6の中間点に、W相コイルの他端がNPNトランジスタQ7,Q8の中間点にそれぞれ接続されている。
インバータ31は、インバータ14と同じ構成から成る。
直流電源Bは、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池から成る。他にも、直流電源Bは、燃料電池であっても良い。電圧センサ10は、直流電源Bから出力される直流電圧Vb(「バッテリ電圧Vb」とも言う。)を検出し、その検出した直流電圧Vbを制御装置30へ出力する。
システムリレーSR1,SR2は、制御装置30からの信号SEによりオン/オフされる。
コンデンサC1は、直流電源Bから供給された直流電圧Vbを平滑化し、その平滑化した直流電圧Vbを昇圧コンバータ12へ供給する。電流センサ11は、昇圧コンバータ12のリアクトルL1を流れるリアクトル電流ILを検出し、その検出したリアクトル電流ILを制御装置30へ出力する。
昇圧コンバータ12は、コンデンサC1から供給された直流電圧Vbを昇圧してコンデンサC2へ供給する。より具体的には、昇圧コンバータ12は、制御装置30から信号PWMUを受けると、信号PWMUによってNPNトランジスタQ2がオンされた期間に応じて直流電圧Vbを昇圧してコンデンサC2に供給する。
また、昇圧コンバータ12は、制御装置30から信号PWMDを受けると、コンデンサC2を介してインバータ14および/またはインバータ31から供給された直流電圧を降圧して直流電源Bを充電する。
コンデンサC2は、昇圧コンバータ12からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をノードN1,N2を介してインバータ14,31へ供給する。電圧センサ20は、コンデンサC2の両端の電圧、すなわち、昇圧コンバータ12の出力電圧Vm(インバータ14,31への入力電圧に相当する。以下同じ。)を検出し、その検出した出力電圧Vmを制御装置30へ出力する。
インバータ14は、コンデンサC2から直流電圧が供給されると制御装置30からの信号PWMI1に基づいて直流電圧を交流電圧に変換してモータジェネレータMG1を駆動する。これにより、モータジェネレータMG1は、トルク指令値TR1によって指定されたトルクを発生するように駆動される。
また、インバータ14は、モータ駆動装置100が搭載されたハイブリッド自動車の回生制動時、モータジェネレータMG1が発電した交流電圧を制御装置30からの信号PWMC1に基づいて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンデンサC2を介して昇圧コンバータ12へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速(または加速の中止)させることを含む。
インバータ31は、コンデンサ13から直流電圧が供給されると制御装置30からの信号PWMI2に基づいて直流電圧を交流電圧に変換してモータジェネレータMG2を駆動する。これにより、モータジェネレータMG2は、トルク指令値TR2によって指定されたトルクを発生するように駆動される。
また、インバータ31は、モータ駆動装置100が搭載されたハイブリッド自動車の回生制動時、モータジェネレータMG2が発電した交流電圧を制御装置30からの信号PWMC2に基づいて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンデンサC2を介して昇圧コンバータ12へ供給する。
電流センサ24は、モータジェネレータMG1に流れるモータ電流MCRT1を検出し、その検出したモータ電流MCRT1を制御装置30へ出力する。電流センサ28は、モータジェネレータMG2に流れるモータ電流MCRT2を検出し、その検出したモータ電流MCRT2を制御装置30へ出力する。
制御装置30は、直流電源Bから出力された直流電圧Vbを電圧センサ10から受け、リアクトル電流ILを電流センサ11から受け、モータ電流MCRT1,MCRT2をそれぞれ電流センサ24,28から受け、昇圧コンバータ12の出力電圧Vm(すなわち、インバータ14,31への入力電圧)を電圧センサ20から受け、トルク指令値TR1,TR2およびモータ回転数MRN1,MRN2を外部ECU(Electrical Control Unit)から受ける。そして、制御装置30は、出力電圧Vm、モータ電流MCRT1およびトルク指令値TR1に基づいて、後述する方法によりインバータ14がモータジェネレータMG1を駆動するときにインバータ14のNPNトランジスタQ3〜Q8をスイッチング制御するための信号PWMI1または信号PWMC1を生成し、その生成した信号PWMI1または信号PWMC1をインバータ14へ出力する。
また、制御装置30は、出力電圧Vm、モータ電流MCRT2およびトルク指令値TR2に基づいて、後述する方法によりインバータ31がモータジェネレータMG2を駆動するときにインバータ31のNPNトランジスタQ3〜Q8をスイッチング制御するための信号PWMI2または信号PWMC2を生成し、その生成した信号PWMI2または信号PWMC2をインバータ31へ出力する。
さらに、制御装置30は、インバータ14(または31)がモータジェネレータMG1(またはM2)を駆動するとき、直流電圧Vb、出力電圧Vm、リアクトル電流IL、トルク指令値TR1(またはTR2)およびモータ回転数MRN1(またはMRN2)に基づいて、後述する方法により昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ1,Q2をスイッチング制御するための信号PWMUまたは信号PWMDを生成して昇圧コンバータ12へ出力する。
さらに、制御装置30は、システムリレーSR1,SR2をオン/オフするための信号SEを生成してシステムリレーSR1,SR2へ出力する。
図2は、図1に示す制御装置30の機能ブロック図である。
図2を参照して、制御装置30は、インバータ制御手段301と、コンバータ制御手段302とを含む。
インバータ制御手段301は、トルク指令値TR1、モータ電流MCRT1および電圧Vmに基づいて信号PWMI1または信号PWMC1を生成してインバータ14のNPNトランジスタQ3〜Q8へ出力する。
より具体的には、インバータ制御手段301は、出力電圧Vm、モータ電流MCRT1およびトルク指令値TR1に基づいて、モータジェネレータMG1の各相のコイルに印加する電圧を計算し、その計算した結果に基づいて、実際にインバータ14の各NPNトランジスタQ3〜Q8をオン/オフする信号PWMI1または信号PWMC1を生成する。そして、インバータ制御手段301は、生成した信号PWMI1または信号PWMC1をインバータ14の各NPNトランジスタQ3〜Q8へ出力する。
これにより、インバータ14の各NPNトランジスタQ3〜Q8は、スイッチング制御され、モータジェネレータMG1が指令されたトルクを出力するようにモータジェネレータMG1の各相に流す電流を制御する。このようにして、モータ駆動電流が制御され、トルク指令値TR1に応じたモータトルクが出力される。
また、インバータ制御手段301は、出力電圧Vm、モータ電流MCRT2およびトルク指令値TR2に基づいて、上述した方法によって信号PWMI2または信号PWMC2を生成してインバータ31のNPNトランジスタQ3〜Q8へ出力する。
これにより、インバータ31の各NPNトランジスタQ3〜Q8は、スイッチング制御され、モータジェネレータMG2が指令されたトルクを出力するようにモータジェネレータMG2の各相に流す電流を制御する。このようにして、モータ駆動電流が制御され、トルク指令値TR2に応じたモータトルクが出力される。
モータジェネレータMG1(またはMG2)の動作モードが力行モードであるか回生モードであるかは、トルク指令値TR1(またはTR2)とモータ回転数MRN1(またはMRN2)との関係によって決定される。直交座標において、横軸をモータ回転数MRNとし、縦軸をトルク指令値TRとした場合、トルク指令値TR1(またはTR2)とモータ回転数MRN1(またはMRN2)との関係が第1および第2象限に存在するとき、モータジェネレータMG1(またはMG2)の動作モードは力行モードであり、トルク指令値TR1(またはTR2)とモータ回転数MRN1(またはMRN2)との関係が第3および第4象限に存在するとき、モータジェネレータMG1(またはMG2)の動作モードは回生モードである。
したがって、インバータ制御手段301は、正のトルク指令値TR1(またはTR2)を受ければ、モータジェネレータMG1(またはMG2)を駆動モータとして駆動するための信号PWMI1(または信号PWMI2)を生成してインバータ14(または31)のNPNトランジスタQ3〜Q8へ出力し、負のトルク指令値TR1(またはTR2)を受ければ、モータジェネレータMG1(またはMG2)を回生モードで駆動するための信号PWMC1(またはPWMC2)を生成してインバータ14(または31)のNPNトランジスタQ3〜Q8へ出力する。
コンバータ制御手段302は、トルク指令値TR1(またはTR2)、モータ回転数MRN1(またはMRN2)、直流電圧Vb、出力電圧Vmおよびリアクトル電流ILに基づいて、後述する方法によって、信号PWMUまたは信号PWMDを生成して昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ1,Q2へ出力する。
図3は、図2に示すコンバータ制御手段302の機能ブロック図である。
図3を参照して、コンバータ制御手段302は、電圧指令演算部50と、コンバータ用デューティー比演算部52と、コンバータ用PWM信号変換部54とを含む。
電圧指令演算部50は、外部ECUからのトルク指令値TR1(またはTR2)およびモータ回転数MRN1(またはMRN2)に基づいてインバータ入力電圧の最適値(目標値)、すなわち、昇圧コンバータ12の電圧指令値Vdc_comを演算し、その演算した電圧指令値Vdc_comをコンバータ用デューティー比演算部52へ出力する。
コンバータ用デューティー比演算部52は、電圧センサ10から直流電圧Vbを受け、電圧センサ20から出力電圧Vmを受け、電流センサ11からリアクトル電流ILを受け、電圧指令演算部50から電圧指令値Vdc_comを受ける。そして、コンバータ用デューティー比演算部52は、出力電圧Vmを電圧指令値Vdc_comに設定するためのデューティー比DRU,DRまたはDRDを演算し、その演算したデューティー比DRU,DRまたはDRDをコンバータ用PWM信号変換部54へ出力する。
このとき、コンバータ用デューティー比演算部52は、出力電圧Vmと電圧指令値Vdc_comとの大小関係とリアクトル電流ILの大きさとに基づいて、デューティー比DRU,DRまたはDRDを演算する。
詳細には、コンバータ用デューティー比演算部52は、図4に示すように、出力電圧Vmとリアクトル電流ILの平均値(以下、平均リアクトル電流IL_avとも称する)との関係において、デューティー比の演算方法が異なる3つの領域RG1〜RG3を有する。なお、この発明において、平均リアクトル電流IL_avは、NPNトランジスタQ1,Q2のスイッチング動作の1制御周期Tにおけるリアクトル電流ILの平均値である。コンバータ用デューティー比演算部52は、電流センサ11からリアクトル電流ILを受けると、既知の制御周期Tを用いて平均リアクトル電流IL_avを算出する。
なお、平均リアクトル電流IL_avを検出する他の手段としては、コンデンサC1より直流電源B側の電源ラインまたは接地ラインに電流センサを配し、この電流センサによって検出された直流電流をコンバータ用デューティー比演算部52へ入力する構成とすることもできる。これによれば、電流センサにより検出された電流は、リアクトル電流ILがコンデンサC1によって平滑化されたものであることから、平均リアクトル電流IL_avと等価となる。
図4を参照して、3つの領域RG1〜RG3は、出力電圧Vmと電圧指令値Vdc_comとの大小関係が互いに異なる。領域RG1は、出力電圧Vmが電圧指令値Vdc_comに対して十分大きい領域である。領域RG2は、出力電圧Vmが電圧指令値Vdc_comに対して十分に小さい領域である。領域RG3は、図中の斜線で示す領域であって、出力電圧Vmが電圧指令値Vdc_comの近傍となる領域であり、電圧指令値Vdc_comを中心とする所定の電圧幅ΔVmを有する。
さらに、領域RG3のうち、平均リアクトル電流IL_avが所定の電流値ILmin以下となる領域において、出力電圧Vmが電圧指令値Vdc_com以上となる上半分は、領域RG2に属し、かつ出力電圧Vmが電圧指令値Vdc_comより小となる下半分は、領域RG1に属する。
したがって、実際の領域RG3は、図中の斜線領域のうちの実線で囲まれた領域となる。また、実際の領域RG1と領域RG2とは、平均リアクトル電流IL_avが所定の電流値ILminを下回るときにおいて、電圧指令値Vdc_comを互いの境界線とする。
そして、コンバータ用デューティー比演算部52は、出力電圧Vmおよび平均リアクトル電流IL_avの関係が図4の領域RG1〜RG3のいずれかに位置するかを判定する。具体的には、コンバータ用デューティー比演算部52は、図4に示す出力電圧Vmと平均リアクトル電流IL_avとの関係をマップとして保持しており、電圧センサ20からの出力電圧Vmと電流センサ11からのリアクトル電流ILから算出した平均リアクトル電流IL_avとの関係がマップの領域RG1〜RG3のいずれに位置するかを判定する。そして、コンバータ用デューティー比演算部52は、その判定した結果に基づいてデューティー比DRU,DRまたはDRDを演算する。以下に、デューティー比の詳細な演算方法を説明する。
[1]出力電圧Vmと平均リアクトル電流IL_avとの関係が領域RG1にあるとき
このとき、出力電圧Vmが電圧指令値Vdc_comに対して十分小さいことから、昇圧コンバータ12は、出力電圧Vmが電圧指令値Vdc_comとなるように直流電圧Vbを昇圧する。
このとき、出力電圧Vmが電圧指令値Vdc_comに対して十分小さいことから、昇圧コンバータ12は、出力電圧Vmが電圧指令値Vdc_comとなるように直流電圧Vbを昇圧する。
詳細には、コンバータ用デューティー比演算部52は、電圧指令値Vdc_comと、直流電圧Vbとに基づいて、昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ2のオンデューティーD_ON_2を式(1)により演算する。
D_ON_2=1−Vb/Vdc_com・・・・(1)
一方、コンバータ用デューティー比演算部52は、昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ1のオンディーティーD_ON_1を零に設定する。
一方、コンバータ用デューティー比演算部52は、昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ1のオンディーティーD_ON_1を零に設定する。
そして、コンバータ用デューティー比演算部52は、デューティー比DRUとして、NPNトランジスタQ1のオンデューティーD_ON_1=0と、NPNトランジスタQ2のオンデューティーD_ON_2とを、コンバータ用PWM信号変換部54へ出力する。
コンバータ用PWM信号変換部54は、コンバータ用デューティー比演算部52からのデューティー比DRUに基づいて昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ1をオフし、かつNPNトランジスタQ2をオン/オフするための信号PWMUを生成し、その生成した信号PWMUを昇圧コンバータ12へ出力する。このとき、昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ1,Q2は、それぞれ、信号PWMU1,PWMU2をゲート端子に受ける。
図5は、信号PWMU1,PWMU2およびリアクトル電流ILのタイミングチャートである。
図5を参照して、昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ1は、信号PWMU1に応答してオフ状態に維持される。
一方、昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ2は、信号PWMU2に応答して、上述した方法により求めたオンデューティーD_ON_2でオン/オフされる。なお、タイミングt0からタイミングt3までの期間は、昇圧動作時におけるNPNトランジスタQ2の1制御周期Tに相当する。
このときのリアクトル電流ILは、昇圧コンバータ12の昇圧動作に応じて、正となる。詳細には、タイミングt0からタイミングt1までの期間、NPNトランジスタQ2がオンされ、直流電源B、リアクトルL1およびNPNトランジスタQ2からなる回路を直流電源BからNPNトランジスタQ2の方向(この方向を正方向とする)へ直流電流が流れ、リアクトルL1に電力が蓄積される。すなわち、この期間において、NPNトランジスタQ2を流れる電流IQ2が増加し、リアクトル電流ILも増加する。
そして、タイミングt1において、NPNトランジスタQ2がオフされると、タイミングt1からタイミングt2までの期間、リアクトルL1に蓄積された電力に応じて、直流電流がリアクトルL1からダイオードD1を介してコンデンサC2側に流れる。このとき、ダイオードD1を流れる電流ID1は、タイミングt2に近づくに従って、徐々に減少する。したがって、リアクトル電流ILもタイミングt2に近づくに従って減少する。なお、平均リアクトル電流IL_avが、直流電源Bから出力される電源電流となる。
このように、出力電圧Vmと平均リアクトル電流IL_avとの関係が領域RG1にあるときには、昇圧コンバータ12は、NPNトランジスタQ1をオフ状態とし、NPNトランジスタQ2のみをスイッチング制御して昇圧動作を行なう。これによれば、NPNトランジスタQ1において、スイッチングのタイミングに生じるスイッチング損失と、オン状態のNPNトランジスタにおいて発生する定常損失とを抑えることができる。さらに、これらの損失に伴なう発熱を抑えることも可能となる。
[2]出力電圧Vmと平均リアクトル電流IL_avとの関係が領域RG2にあるとき
このとき、出力電圧Vmが電圧指令値Vdc_comに対して十分大きいことから、昇圧コンバータ12は、出力電圧Vmが電圧指令値Vdc_comになるように出力電圧Vmを降圧する。
このとき、出力電圧Vmが電圧指令値Vdc_comに対して十分大きいことから、昇圧コンバータ12は、出力電圧Vmが電圧指令値Vdc_comになるように出力電圧Vmを降圧する。
詳細には、コンバータ用デューティー比演算部52は、電圧指令値Vdc_comと、直流電圧Vbとに基づいて、昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ1のオンデューティーD_ON_1を式(2)により演算する。
D_ON_1=Vb/Vdc_com・・・・(2)
一方、コンバータ用デューティー比演算部52は、昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ2のオンディーティーD_ON_2を零に設定する。
一方、コンバータ用デューティー比演算部52は、昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ2のオンディーティーD_ON_2を零に設定する。
そして、コンバータ用デューティー比演算部52は、デューティー比DRDとして、NPNトランジスタQ1のオンデューティーD_ON_1と、NPNトランジスタQ2のオンデューティーD_ON_2=0とをコンバータ用PWM信号変換部54へ出力する。
コンバータ用PWM信号変換部54は、コンバータ用デューティー比演算部52からのデューティー比DRDに基づいて昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ1をオン/オフし、かつNPNトランジスタQ2をオフするための信号PWMDを生成し、その生成した信号PWMDを昇圧コンバータ12へ出力する。このとき、昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ1,Q2は、それぞれ、信号PWMD1,PWMD2をゲート端子に受ける。
図6は、信号PWMD1,PWMD2およびリアクトル電流ILのタイミングチャートである。
図6を参照して、昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ2は、信号PWMD2に応答してオフ状態に維持される。
一方、昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ1は、信号PWMD1に応答して、上述した方法により求めたデューティー比DRDでオン/オフされる。なお、タイミングt8からタイミングt11までの期間は、降圧動作時におけるNPNトランジスタQ1の1制御周期Tに相当する。
このときのリアクトル電流ILは、昇圧コンバータ12の降圧動作に応じて、負となる。詳細には、タイミングt8からタイミングt9までの期間、NPNトランジスタQ1がオンされ、直流電流がコンデンサC2側からNPNトランジスタQ1を介して直流電源Bに流れる。そして、この期間、NPNトランジスタQ1を流れる電流IQ1は負の方向に増加し、負の方向に流れるリアクトル電流ILが増加する。
そして、タイミングt9において、NPNトランジスタQ1がオフされると、電流IQ1が減少し(負の方向に流れる電流が減少するという意味)、直流電源B、ダイオードD2およびリアクトルL1からなる回路を直流電流が負の方向に流れる。そして、ダイオードD2を流れる電流ID2は、タイミングt10に近づくに従って減少し、リアクトル電流ILも減少する(NPNトランジスタQ2側から直流電源Bの方向に流れる電流が減少するという意味)。なお、リアクトル電流ILを平均した電流(平均リアクトル電流IL_av)が、直流電源Bから入力される電源電流となる。
このように、出力電圧Vmと平均リアクトル電流IL_avとの関係が領域RG2にあるときには、昇圧コンバータ12は、NPNトランジスタQ2をオフ状態とし、NPNトランジスタQ1のみをスイッチング制御して降圧動作を行なう。これによれば、NPNトランジスタQ2において、スイッチング損失および定常損失とこれらに伴なう発熱とが生じるのを抑えることができる。
[3]出力電圧Vmと平均リアクトル電流IL_avとの関係が領域RG3にあるとき
上記の[1]の昇圧動作、あるいは[2]の降圧動作において、コンバータ用デューティー比演算部52は、昇圧コンバータ12から出力電圧Vmを受けると、電圧指令値Vdc_comと出力電圧Vmとの偏差が零となるようにデューティー比DRUまたはDRDを調整する。
上記の[1]の昇圧動作、あるいは[2]の降圧動作において、コンバータ用デューティー比演算部52は、昇圧コンバータ12から出力電圧Vmを受けると、電圧指令値Vdc_comと出力電圧Vmとの偏差が零となるようにデューティー比DRUまたはDRDを調整する。
しかしながら、出力電圧Vmは、負荷の変動や直流電圧Vbの変動の影響を受けて、常に変動している。このため、上記[1]の昇圧動作および[2]の降圧動作のみでは、出力電圧Vmが電圧指令値Vdc_comの近傍となるとき、両者の大小関係の変化に応じて、昇圧動作と降圧動作とが頻繁に切換わることになる。その結果、昇圧コンバータ12における電圧変換の制御が不安定となる。
また、上記[1]の昇圧動作および[2]の降圧動作の実行中において、直流電源B側とコンデンサC2側との間のエネルギーの流れは、正方向または負方向のいずれか一方に限定される。これにより、出力電圧Vmは電圧指令値Vdc_comに収束せず、電圧指令値Vdc_comをオーバーシュートしてしまうおそれがある。
そこで、この発明では、出力電圧Vmが電圧指令値Vdc_comに近づき、出力電圧Vmが電圧指令値Vdc_comを中央値とする所定の電圧範囲(Vdc_com±ΔVm/2)に至ったときは、昇圧動作と降圧動作との双方が行なわれるように、昇圧コンバータ12を制御する構成とする。
詳細には、コンバータ用デューティー比演算部52は、出力電圧Vmと平均リアクトル電流IL_avとの関係が領域RG3に位置すると判定されると、以下に示すように、昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ1,Q2をオン/オフさせるためのデューティー比DRを求める。
最初に、コンバータ用デューティー比演算部52は、電圧指令値Vdc_comと、直流電圧Vbとに基づいて、昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ1のオンデューティーD_ON_1を上記の式(2)により演算する。
そして、コンバータ用デューティー比演算部52は、演算したオンデューティーD_ON_1を用いてNPNトランジスタQ2のオンディーティーD_ON_2(=1−D_ON_1)を演算する。コンバータ用デューティー比演算部52は、演算したオンデューティーD_ON_1とオンデューティーD_ON_2との比をデューティー比DRとして、コンバータ用PWM信号変換部54へ出力する。
コンバータ用PWM信号変換部54は、コンバータ用デューティー比演算部52からのデューティー比DRに基づいて昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ1,Q2をオン/オフするための信号PWMUまたはPWMDを生成し、その生成した信号PWMUまたは信号PWMDを昇圧コンバータ12へ出力する。このとき、昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ1,Q2は、それぞれ、信号PWMU1(または信号PWMD1),信号PWMU2(または信号PWMD2)をゲート端子に受ける。
図7は、信号PWMU1,PWMU2およびリアクトル電流ILのタイミングチャートである。
図7を参照して、昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ1,Q2は、それぞれ、信号PWMU1,信号PWMU2に応答してオン/オフされる。なお、タイミングt14からタイミングt18までの期間は、NPNトランジスタQ1,Q2のスイッチング動作の1制御周期Tに相当する。
具体的には、タイミングt14からタイミングt16までの期間、NPNトランジスタQ2がオンされ、タイミングt16でNPNトランジスタQ2がオフされ、NPNトランジスタQ1がオンされる。そうすると、タイミングt15からタイミングt16までの期間、直流電源B、リアクトルL1およびNPNトランジスタQ2からなる回路を直流電流が正の方向に流れ、リアクトルL1に電力が蓄積される。すなわち、この期間において、NPNトランジスタQ2を流れる電流IQ2は増加し、リアクトル電流ILも増加する。そして、タイミングt16において、NPNトランジスタQ2がオフされ、NPNトランジスタQ1がオンされると、タイミングt16からタイミングt17までの期間、リアクトルL1の蓄積された電力に応じて、直流電流がリアクトルIL1からダイオードD1を介してコンデンサC2側に流れる。そして、ダイオードD1を流れる電流ID1は、タイミングt17に近づくに従って、徐々に減少する。したがって、リアクトル電流ILもタイミングt17に近づくに従って減少する。
そして、タイミングt17において、リアクトル電流ILの極性が正から負に切換わる(リアクトル電流ILが零点を交差することに相当)。すなわち、昇圧コンバータ12は、降圧動作を行なう。そうすると、タイミングt17からタイミングt18までの期間、直流電流がコンデンサC2側からNPNトランジスタQ1を介して直流電源Bへ流れる。そして、この期間、NPNトランジスタQ1を流れる電流IQ1は負の方向に増加し、負の方向に流れるリアクトル電流ILが増加する。
その後、タイミングt18において、NPNトランジスタQ1がオフされ、NPNトランジスタQ2がオンされると、NPNトランジスタQ1を流れる電流IQ1が0Aに減少し、直流電源B、ダイオードD2およびリアクトルL1からなる回路を直流電流が負の方向に流れる。そして、ダイオードD2を流れる電流ID2は、タイミングt19に近づくに従って減少し、リアクトル電流ILも減少する(NPNトランジスタQ2側から直流電源Bの方向へ流れる電流が減少するという意味)。
このように、出力電圧Vmが電圧指令値Vdc_comに近づくと、昇圧コンバータ12は、昇圧動作および降圧動作を行なう。これにより、昇圧コンバータ12は、負荷変動の影響を軽減し、出力電圧Vmを安定して電圧指令値Vdc_comに電圧変換することが可能となる。
ここで、平均リアクトル電流IL_avは、上述したように、1制御周期Tにおけるリアクトル電流ILの平均値であり、直流電源Bを流れる直流電流に相当する。平均リアクトル電流IL_avは、モータジェネレータMG1(またはMG2)の負荷(以下、単にモータ負荷とも称する)が大きいときには、相対的に大きい値となり、モータ負荷が小さいときには、相対的に小さい値となる。
たとえば、モータ負荷が大きいとき、通常、リアクトル電流ILは、極性が反転せず(零点を交差せず)、正方向に流れる。したがって、上述したように、NPNトランジスタQ1,Q2の双方をスイッチング動作させていても、NPNトランジスタQ2とダイオードD1とは通電されず、専ら昇圧動作が行なわれる。
しかしながら、モータ負荷は絶えず変動しており、リアクトル電流ILにおいても、高電流と低電流との間で頻繁に電流レベルが変化する。たとえば、モータ負荷の急激な低下によって、リアクトル電流ILが高電流から急激に0A付近にまで低下したものとする。このとき、昇圧コンバータ12は昇圧動作をさせていると、出力電圧Vmは一気に跳ね上がり、電圧指令値Vdc_comを越えてしまうことになる。また、このような現象は瞬時に起こることから、コンバータ制御手段302におけるフィードバック制御では、出力電圧Vmの変化に追随できず、直ちに対応することが難しい。
そこで、この発明によれば、出力電圧Vmが電圧指令値Vdc_comの近傍にあるときには、NPNトランジスタQ1,Q2のいずれもがスイッチング動作していることから、昇圧コンバータ12は、昇圧動作から降圧動作に自動的に切換えることができる。そのため、出力電圧Vmのオーバーシュートを抑えることができ、安定した電圧変換制御を行なうことができる。
一方、モータ負荷が小さいとき、すなわち、平均リアクトル電流IL_avが小さいとき、コンバータ制御手段302は、図4に示すように、出力電圧Vmが電圧指令値Vdc_comを含む所定の電圧範囲にあるときであっても、平均リアクトル電流IL_avが所定の電流値ILmin以下となるときには、出力電圧Vmと電圧指令値Vdc_comとの大小関係に基づいて、昇圧動作および降圧動作のいずれか一方を行なうように昇圧コンバータ12を制御する。
これによれば、平均リアクトル電流IL_avが所定の電流値ILmin以下となるときにおいて、出力電圧Vmが電圧指令値Vdc_comよりも小さいときには、上記[1]で述べたように、NPNトランジスタQ2のみをスイッチング動作させて昇圧動作が行なわれる。また、出力電圧Vmが電圧指令値Vdc_comよりも大きいときには、上記[2]で述べたように、NPNトランジスタQ1のみをスイッチング動作させて降圧動作が行なわれる。
このように、平均リアクトル電流IL_avが所定の電流値ILmin以下のときに昇圧動作および降圧動作のいずれか一方を行なう構成としたのは、第1に、平均リアクトル電流IL_avが小さいときには、上述したモータ負荷の変動による出力電圧Vmの変動が比較的小さいことに基づくものである。第2に、平均リアクトル電流IL_avが小さいときには、スイッチング損失および定常損失による電力消費が生じることに基づくものである。
詳細には、リアクトル電流ILは、NPNトランジスタQ1,Q2の双方をスイッチング動作させることによって、図7に示すように、制御周期Tごとに上り波形と下り波形とが交互に切換わる、電流振幅ΔILを有する三角波の出力波形となる。そして、このリアクトル電流ILは、モータ負荷が小さくなると、極性が反転する。すなわち、平均リアクトル電流IL_avが電流振幅ΔILの1/2を下回ると、リアクトル電流ILは零点を交差し、正負両方向に流れるようになる。
これによれば、たとえばモータ負荷が無負荷のときであっても、平均リアクトル電流IL_avは0Aであるにもかかわらず、NPNトランジスタQ1,Q2には、それぞれのオンデューティーD_ON_1,D_ON_2に応じた期間、電流IQ1,IQ2が流れることになる。これは、NPNトランジスタQ1,Q2に無駄にスイッチング動作を行なわせることになり、スイッチング損失および定常損失を増加させ、電力消費を招いてしまう。
さらに、モータ負荷が小さく、リアクトル電流ILの極性が反転するとき(零点を交差するとき)においても、同様にスイッチング損失による電力消費が生じる。具体的には、昇圧動作において、NPNトランジスタQ2をスイッチング動作させて直流電源BからコンデンサC2側に電力を供給したいときであっても、昇圧動作に寄与しないNPNトランジスタQ1にもオン期間に応じた電流IQ1が流れる。すなわち、NPNトランジスタQ1の不要なスイッチング動作によってスイッチング損失および定常損失が増加し、電力消費が発生することになる。
そこで、この発明では、リアクトル電流ILの極性が反転するときは、昇圧動作または降圧動作のいずれかを行なうように、昇圧コンバータ12を制御する。具体的には、図4に示すように、所定の電流値ILminを電流振幅ΔILの1/2に設定し、平均リアクトル電流IL_avが所定の電流値ILminとなるときには、出力電圧Vmの大きさに基づいて、昇圧動作および降圧動作のいずれか一方を行なうものとする。これによれば、昇圧コンバータ12における電力損失を低減することができる。
図8は、この発明の実施の形態1による電圧変換の動作を説明するためのフローチャートである。
図8を参照して、一連の動作が開始されると、コンバータ制御手段302は、外部ECUからトルク指令値TR1(またはTR2)およびモータ回転数MR1(またはMR2)受ける。また、コンバータ制御手段302は、電圧センサ10から直流電圧Vbを受け、電流センサ11からリアクトル電流ILを受ける(ステップS01)。
そして、コンバータ制御手段302の電圧指令演算部50は、トルク指令値TR1(またはTR2)およびモータ回転数MR1(またはMR2)に基づいて電圧指令値Vdc_comを演算し、その演算した電圧指令値Vdc_comをコンバータ用デューティー比演算部52へ出力する(ステップS02)。
コンバータ用デューティー比演算部52は、電圧指令演算部50からの電圧指令値Vdc_com、直流電圧Vb、出力電圧Vmおよびリアクトル電流ILに基づいて、デューティー比DRU,DRまたはDRDを生成してコンバータ用PWM信号変換部54へ出力する。
詳細には、コンバータ用デューティー比演算部52は、電流センサ11からのリアクトル電流ILから、平均リアクトル電流IL_avおよび電流振幅ΔILを検出する(ステップS03)。そして、コンバータ用デューティー比演算部52は、その検出した電流振幅ΔILの1/2を所定の電流値ILminとして設定する。
次に、コンバータ用デューティー比演算部52は、出力電圧Vmおよび平均リアクトル電流IL_avが図4の領域RG1〜RG3のいずれかに位置するかを判定し、その判定結果に基づいてデューティー比DRU,DRまたはDRDを演算する。
具体的には、最初に、コンバータ用デューティー比演算部52は、出力電圧Vmおよび平均リアクトル電流IL_avが領域RG1に位置するか否かを判定する(ステップS04)。
そして、出力電圧Vmおよび平均リアクトル電流IL_avが領域RG1に位置すると判定されると、コンバータ用デューティー比演算部52は、上記[1]に説明した方法に従って求めたデューティー比DRUをコンバータ用PWM信号変換部54へ出力する。コンバータ用PWM信号変換部54は、コンバータ用デューティー比演算部52からのデューティー比DRUに基づいて昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ1,Q2をオン/オフするための信号PWMUを生成し、その生成した信号PWMUを昇圧コンバータ12へ出力する。これによれば、NPNトランジスタQ2(下アーム)のみをスイッチング制御され、かつNPNトランジスタQ1がオフ状態とされ、昇圧コンバータ12は、昇圧動作を行なう(ステップS06)。
一方、ステップS04において、出力電圧Vmおよび平均リアクトル電流IL_avが領域RG1に位置しないと判定されると、コンバータ用デューティー比演算部52は、さらに、出力電圧Vmおよび平均リアクトル電流IL_avが領域RG2に位置するか否かを判定する(ステップS05)。
そして、出力電圧Vmおよび平均リアクトル電流IL_avが領域RG2に位置すると判定されると、コンバータ用デューティー比演算部52は、上記[2]に説明した方法に従って求めたデューティー比DRDをコンバータ用PWM信号変換部54へ出力する。コンバータ用PWM信号変換部54は、コンバータ用デューティー比演算部52からのデューティー比DRDに基づいて昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ1,Q2をオン/オフするための信号PWMUを生成し、その生成した信号PWMUを昇圧コンバータ12へ出力する。これによれば、NPNトランジスタQ1(上アーム)のみがスイッチング制御され、かつNPNトランジスタQ2がオフ状態とされ、昇圧コンバータ12は、降圧動作を行なう(ステップS07)。
一方、ステップS04,S05を通じて、出力電圧Vmおよび平均リアクトル電流IL_avが領域RG3に位置すると判定されると、コンバータ用デューティー比演算部52は、上記[3]に説明した方法に従って、デューティー比DRを演算してコンバータ用PWM信号変換部54へ出力する。コンバータ用PWM信号変換部54は、コンバータ用デューティー比演算部52からのデューティー比DRに基づいて昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ1,Q2をオン/オフするための信号PWMUまたは信号PWMDを生成し、その生成した信号PWMUまたは信号PWMDを昇圧コンバータ12へ出力する。これによれば、NPNトランジスタQ1(上アーム)とNPNトランジスタQ2(下アーム)とはいずれもスイッチング制御され、昇圧コンバータ12は、昇圧動作および降圧動作を行なう(ステップS08)。
以上のように、この発明の実施の形態1によれば、出力電圧が電圧指令値よりも十分大きいとき、または小さいときは、昇圧コンバータの上アームおよび下アームの一方のみをスイッチング制御し、他方をオフ状態とすることによって、スイッチング損失および定常損失とこれらの伴なう発熱とを低減することができる。
一方、出力電圧が電圧指令値の近傍となるときは、昇圧コンバータの上アームおよび下アームの双方をスイッチング制御することによって、出力電圧のオーバーシュートを回避でき、電圧変換の安定した制御を可能とする。ただし、出力電圧の変動が相対的に小さくなるリアクトル電流が小さいときには、昇圧コンバータ12の上アームおよび下アームの一方のみをスイッチング制御し、他方をオフ状態とすることで、スイッチング損失および定常損失を低減し、電力消費を抑えることができる。すなわち、この発明は、互いにトレードオフの関係にある電圧変換制御の安定性と電力損失の低減との両立を実現するものである。
[実施の形態2]
先の実施の形態1において、コンバータ用デューティー比演算部52は、出力電圧Vmおよび平均リアクトル電流IL_avが図4に示すマップの領域RG1〜RG3のいずれに位置するかを判定し、その判定結果に基づいてデューティー比DRU,DRまたはDRDを生成する。その結果、昇圧コンバータ12は、領域ごとに異なるスイッチング動作を行ない、昇圧動作および/または降圧動作を実行する。
先の実施の形態1において、コンバータ用デューティー比演算部52は、出力電圧Vmおよび平均リアクトル電流IL_avが図4に示すマップの領域RG1〜RG3のいずれに位置するかを判定し、その判定結果に基づいてデューティー比DRU,DRまたはDRDを生成する。その結果、昇圧コンバータ12は、領域ごとに異なるスイッチング動作を行ない、昇圧動作および/または降圧動作を実行する。
ここで、昇圧コンバータ12のスイッチング動作を決定するマップとしては、図4に示す形態に限定されず、これ以外の形態でも構成することができ、同様の効果を得ることができる。
そこで、以下の実施の形態2および3では、図4に示す出力電圧Vmと平均リアクトル電流IL_avとの関係を示すマップの変更例について説明する。なお、以下の実施の形態に係るモータ駆動装置および制御装置は、図1のモータ駆動装置100および図2の制御装置30と同じ構成であることから、詳細な説明は繰り返さない。
図9は、この発明の実施の形態2に係る出力電圧Vmと平均リアクトル電流IL_avとの関係を示す図である。
図9を参照して、3つの領域RG1〜RG3は、出力電圧Vmと電圧指令値Vdc_comとの大小関係が互いに異なる。領域RG1は、出力電圧Vmが電圧指令値Vdc_comに対して十分大きい領域である。領域RG2は、出力電圧Vmが電圧指令値Vdc_comに対して十分に小さい領域である。領域RG3は、図中の斜線で示す領域であって、出力電圧Vmが電圧指令値Vdc_comの近傍となる領域であり、電圧指令値Vdc_comを中心とする所定の電圧幅ΔVmを有する。
ここで、本実施の形態において、領域RG3は、平均リアクトル電流IL_avが小さくなるに従って、所定の電圧幅ΔVmが次第に狭くなるように設定される。
これによれば、出力電圧Vmが電圧指令値Vdc_comの近傍にあるときには、平均リアクトル電流IL_avが大きいとき、すなわちモータ負荷が大きいときには、昇圧コンバータ12は、NPNトランジスタQ1,Q2の双方をスイッチング動作する。したがって、安定した電圧変換制御が可能となる。
一方、平均リアクトル電流IL_avが小さくなるに従って、昇圧コンバータ12は、徐々にNPNトランジスタQ1,Q2の一方のみをスイッチング動作に移行する。すなわち、昇圧コンバータ12は、出力電圧Vmの変動が減少し、制御が安定するにつれて、電力消費の低減を重視した動作に移行する。結果として、実施の形態1と同様に、電圧変換制御の安定性と電力損失の低減との両立が実現される。
なお、コンバータ制御手段302の動作については、実施の形態1の図3で説明した動作と同じである。すなわち、コンバータ用デューティー比演算部52は、図9に示す出力電圧Vmと平均リアクトル電流IL_avとの関係をマップとして保持しており、電圧センサ20からの出力電圧Vmおよび電流センサ11からのリアクトル電流ILの平均値の関係がマップの領域RG1〜RG3のいずれに位置するかを判定する。そして、コンバータ用デューティー比演算部52は、その判定した結果に基づいてデューティー比DRU,DRまたはDRDを演算してコンバータ用PWM信号変換部54へ出力する。
コンバータ用PWM信号変換部54は、演算されたDRU,DRまたはDRDに基づいて、NPNトランジスタQ1,Q2をスイッチング動作させるための信号PWMUまたは信号PWMDを生成し、その生成した信号PWMUまたは信号PWMDを昇圧コンバータ12へ出力する。
[実施の形態3]
図10は、この発明の実施の形態3に係る出力電圧Vmと平均リアクトル電流IL_avとの関係を示す図である。
図10は、この発明の実施の形態3に係る出力電圧Vmと平均リアクトル電流IL_avとの関係を示す図である。
図10を参照して、本実施の形態において、コンバータ用デューティー比演算部52は、電圧指令値Vdc_comを中央値として電圧レベルの異なる2つの電圧指令値Vdc_com1およびVdc_com2を有する。
詳細には、電圧指令値Vdc_comは、実施の形態1における電圧指令値Vdc_comと同一であり、電圧指令演算部50において、外部ECUからのトルク指令値TR1(またはTR2)およびモータコンバータ出力電圧Vmに基づいて演算されたものである。そして、この電圧指令値Vdc_comを中央値として、高圧側に第1の電圧指令値Vdc_comが設定され、低圧側に第2の電圧指令値Vdc_com2が設定される。
そして、コンバータ用デューティー比演算部52は、電圧センサ20から出力電圧Vmを受けると、出力電圧Vmと電圧指令値Vdc_com,Vdc_com1およびVdc_com2との大小関係に基づいて、デューティー比DRUまたはDRDを演算する。
詳細には、コンバータ用デューティー比演算部52は、出力電圧Vmが第2の電圧指令値Vdc_com2よりも小さいときには、第1の電圧指令値Vdc_comを目標電圧レベルとして、デューティー比DRUを演算する。この演算において、コンバータ用デューティー比演算部52は、実施の形態1の[1]で述べた方法に従って、NPNトランジスタQ1のオンデューティーD_ON_1を零とする。
コンバータ用PWM信号変換部54は、コンバータ用デューティー比演算部52からのデューティー比DRUに基づいて昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ1,Q2をオン/オフするための信号PWMUを生成し、その生成した信号PWMUを昇圧コンバータ12へ出力する。これにより、昇圧コンバータ12は、NPNトランジスタQ2をスイッチング動作し、かつNPNトランジスタQ1をオフ状態として、昇圧動作を行なう。
次に、昇圧コンバータ12の昇圧動作が進み、出力電圧Vmが第1の電圧指令値Vdc_com1を上回ると、コンバータ用デューティー比演算部52は、第2の電圧指令値Vdc_com2を目標電圧レベルとして、デューティー比DRDを演算する。この演算において、コンバータ用デューティー比演算部52は、実施の形態1の[2]で述べた方法に従って、NPNトランジスタQ2のオンデューティーD_ON_2を零とする。
コンバータ用PWM信号変換部54は、コンバータ用デューティー比演算部52からのデューティー比DRDに基づいて昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ1,Q2をオン/オフするための信号PWMDを生成し、その生成した信号PWMDを昇圧コンバータ12へ出力する。これにより、昇圧コンバータ12は、NPNトランジスタQ1をスイッチング動作し、かつNPNトランジスタQ2をオフ状態として、降圧動作を行なう。
そして、昇圧コンバータ12の降圧動作が進み、出力電圧Vmが再び第2の電圧指令値Vdc_com2を下回ると、上述したように、コンバータ用デューティー比演算部52は、第1の電圧指令値Vdc_com1を目標電圧レベルとし、昇圧コンバータ12を昇圧動作させる。
このように、昇圧コンバータ12は、出力電圧Vmと第1および第2の電圧指令値Vdc_com1,Vdc_com2との大小関係に基づいて、昇圧動作と降圧動作とを交互に実行する。これにより、出力電圧Vmは、図11に示す出力波形となる。
図11は、この発明の実施の形態3による電圧変換制御における出力電圧Vmおよび電圧指令値の波形を示す図である。
図11を参照して、電圧指令値は、実線LN1で示されるように、第1の電圧指令値Vdc_com1と第2の電圧指令値Vdc_com2との間で交互に切換わる波形を有する。
そして、出力電圧Vmは、電圧指令値の切換わりに対応して、第1の電圧指令値Vdc_com1および第2の電圧指令値Vdc_com2を交互に目標電圧レベルとして、これらの2値の間で上りと下りとを繰り返す波形となる。そして、出力電圧Vmが上り波形のとき、すなわち昇圧動作においては、NPNトランジスタQ2(下アーム)のみがスイッチン制御され、出力電圧Vmが下り波形のとき、すなわち降圧動作においては、NPNトランジスタQ1(上アーム)のみがスイッチング制御される。
このような構成において、本実施の形態は、電圧指令値にヒステリシスを持たせることによって、電圧変換制御の安定化を図る。これは、出力電圧Vmの大きさに応じて、昇圧コンバータ12におけるスイッチング動作を変化させる、上記の実施の形態1および2とは異なる。
たとえば、図11において、昇圧コンバータ12が昇圧動作を行なっているときに、出力電圧Vmが本来の電圧指令値Vdc_comの近傍で変動したものとする。この場合であっても、出力電圧Vmが第1の電圧指令値Vdc_com1を超えない限り、昇圧コンバータ12は、昇圧動作から降圧動作に切換わることがない。すなわち、本実施の形態によれば、出力電圧Vmの変動に応じて、昇圧動作および降圧動作とが頻繁に切換わるのを回避することができ、電圧変換制御を安定して行なうことができる。
また、本実施の形態によれば、昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ1,Q2は、出力電圧Vmの大きさによらず、一方のみがスイッチング制御され、双方がスイッチング制御される場合が生じない。これにより、スイッチング損失および定常損失とこれらに伴なう発熱とを低減することができる。
図12は、この発明の実施の形態3による電圧変換の動作を説明するためのフローチャートである。
図12を参照して、一連の動作が開始されると、コンバータ制御手段302は、外部ECUからトルク指令値TR1(またはTR2)およびモータ回転数MR1(またはMR2)受ける。また、コンバータ制御手段302は、電圧センサ10から直流電圧Vbを受け、電流センサ11からリアクトル電流ILを受ける(ステップS10)。
そして、コンバータ制御手段302の電圧指令演算部50は、トルク指令値TR1(またはTR2)およびモータ回転数MR1(またはMR2)に基づいて電圧指令値Vdc_comを演算し、その演算した電圧指令値Vdc_comをコンバータ用デューティー比演算部52へ出力する(ステップS11)。
コンバータ用デューティー比演算部52は、電圧指令演算部50から電圧指令値Vdc_comを受けると、これを中央値として第1の電圧指令値Vdc_com1および第2の電圧指令値Vdc_com2をそれぞれ設定する(ステップS12)。
次に、コンバータ用デューティー比演算部52は、出力電圧Vmと第1および第2の電圧指令値Vdc_com1,Vdc_com2との大小関係に基づいて、デューティー比DRUまたはDRDを生成してコンバータ用PWM信号変換部54へ出力する。
詳細には、最初に、コンバータ用デューティー比演算部52は、出力電圧Vmが第2の電圧指令値Vdc_com2よりも小さいか否かを判定する(ステップS13)。そして、出力電圧Vmが第2の電圧指令値Vdc_com2よりも小さいと判定されると、コンバータ用デューティー比演算部52は、第1の電圧指令値Vdc_com1を目標電圧レベルとし、上記した方法に従って、デューティー比DRUを演算する。コンバータ用PWM信号変換部54は、コンバータ用デューティー比演算部52からのデューティー比DRUに基づいて昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ1,Q2をオン/オフするための信号PWMUを生成し、その生成した信号PWMUを昇圧コンバータ12へ出力する。これによれば、NPNトランジスタQ2(下アーム)のみをスイッチング制御され、かつNPNトランジスタQ1がオフ状態とされ、昇圧コンバータ12は、昇圧動作を行なう(ステップS14)。
一方、ステップS13において、出力電圧Vmが第2の電圧指令値Vdc_com2よりも小さいと判定されると、コンバータ用デューティー比演算部52は、さらに、出力電圧Vmが第1の電圧指令値よりも大きいか否かを判定する(ステップS15)。
そして、出力電圧Vmが第1の電圧指令値Vdc_comよりも大きいと判定されると、コンバータ用デューティー比演算部52は、第2の電圧指令値Vdc_com2を目標電圧レベルとし、上記した方法に従って、デューティー比DRDを演算する。コンバータ用PWM信号変換部54は、コンバータ用デューティー比演算部52からのデューティー比DRDに基づいて昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ1,Q2をオン/オフするための信号PWMDを生成し、その生成した信号PWMDを昇圧コンバータ12へ出力する。これによれば、NPNトランジスタQ1(上アーム)のみをスイッチング制御され、かつNPNトランジスタQ2がオフ状態とされ、昇圧コンバータ12は、降圧動作を行なう(ステップS16)。そして、ステップS13に戻って、昇圧コンバータ12は、出力電圧Vmが第2の電圧指令値Vdc_com2よりも小さいと判定されるまで、降圧動作を継続する。
一方、昇圧コンバータ12は、ステップS14に示す昇圧動作を、ステップS15において出力電圧Vmが第1の電圧指令値Vdc_com1よりも大きいと判定されるまで、継続して実行する。
なお、以上の実施の形態1〜3にて説明した制御装置30のコンバータ制御手段302における電圧変換の制御は、実際にはCPU(Central Processing Unit)によって行なわれ、CPUは、図8または図12に示すフローチャートの各ステップを備えるプログラムをROM(Read Only Memory)から読出し、その読出したプログラムを実行して図8または図12に示すフローチャートに従って電圧変換の制御を行なう。したがって、ROMは、図8または図12に示すフローチャートの各ステップを備えるプログラムを記録したコンピュータ(CPU)読取り可能な記録媒体に相当する。
また、昇圧コンバータ12および制御装置30は、「電圧変換装置」を構成する。
さらに、NPNトランジスタQ1は、「第1のスイッチング素子」を構成し、NPNトランジスタQ2は、「第2のスイッチング素子」を構成する。
また、NPNトランジスタQ1のみをスイッチング動作させて降圧動作を行なうようにする制御は、「第1の制御手段」に相当し、NPNトランジスタQ2のみをスイッチング動作させて昇圧動作を行なうようにする制御は、「第2の制御手段」に相当し、NPNトランジスタQ1およびQ2をスイッチング動作させて行なう昇圧または降圧動作を行なうようにする制御は、「第3の制御手段」に相当する。
さらに、第1の電圧指令値Vdc_com1は、「第1の電圧」を構成し、第2の電圧指令値Vdc_com2は、「第2の電圧」を構成する。
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
この発明は、自動車に搭載されるモータ駆動装置に適用することができる。
10,20 電圧センサ、12 昇圧コンバータ、14,31 インバータ、15 U相アーム、16 V相アーム、17 W相アーム、11,24,28 電流センサ、30 制御装置、50 電圧指令演算部、52 コンバータ用デューティー比演算部、54 コンバータ用PWM信号変換部、100 モータ駆動装置、301 インバータ制御手段、302A〜302F コンバータ制御手段、B 直流電源、C1,C2 コンデンサ、SR1,SR2 システムリレー、Q1〜Q8 NPNトランジスタ、D1〜D8 ダイオード、MG1,MG2 モータジェネレータ。
Claims (6)
- 出力電圧が電圧指令値になるように、電源からの直流電圧を前記出力電圧に変換する電圧変換装置であって、
直列接続された第1および第2のスイッチング素子を含み、前記第1および第2のスイッチング素子のスイッチング動作により、前記直流電圧の電圧レベルを変えて前記出力電圧を出力する電圧変換器と、
前記第1および第2のスイッチング素子の前記スイッチング動作を制御する制御回路とを備え、
前記制御回路は、
前記第1のスイッチング素子をスイッチング動作させて降圧動作を行なうように前記電圧変換器を制御する第1の制御手段と、
前記第2のスイッチング素子をスイッチング動作させて昇圧動作を行なうように前記電圧変換器を制御する第2の制御手段と、
前記第1および第2のスイッチング素子をスイッチング動作させて、前記昇圧動作または前記降圧動作を行なうように前記電圧変換器を制御する第3の制御手段と、
前記出力電圧と前記電圧指令値との大小関係に基づいて、前記第1の制御手段から前記第3の制御手段のいずれか1つを選択する選択手段とを含む、電圧変換装置。 - 前記選択手段は、前記出力電圧において、前記電圧指令値を含む所定の電圧範囲を有し、前記出力電圧が前記所定の電圧範囲よりも大きいとき、前記第1の制御手段を選択し、前記出力電圧が前記所定の電圧範囲よりも小さいとき、前記第2の制御手段を選択し、前記出力電圧が前記所定の電圧範囲内にあるとき、前記第3の制御手段を選択する、請求項1に記載の電圧変換装置。
- 前記電圧変換器は、前記電源と前記第1および第2のスイッチング素子の中間点との間に配されたリアクトルをさらに含み、
前記リアクトルを流れるリアクトル電流を検出する検出手段をさらに備え、
前記選択手段は、前記リアクトル電流が零点を交差するとき、前記出力電圧が前記電圧指令値よりも大きいことに基づいて、前記第1の制御手段を選択し、前記出力電圧が前記電圧指令値よりも小さいことに基づいて、前記第2の制御手段を選択する、請求項2に記載の電圧変換装置。 - 前記選択手段は、前記スイッチング動作の1周期における前記リアクトル電流の平均値が、前記1周期における前記リアクトル電流の電流振幅の1/2以下のとき、前記第1の制御手段または前記第2の制御手段を選択する、請求項3に記載の電圧変換装置。
- 前記電圧変換器は、前記電源と前記第1および第2のスイッチング素子の中間点との間に配されたリアクトルをさらに含み、
前記リアクトルを流れるリアクトル電流を検出する検出手段をさらに備え、
前記選択手段は、前記スイッチング動作の1周期における前記リアクトル電流の平均値が小さくなるに従って、前記所定の電圧範囲を次第に狭くする、請求項2に記載の電圧変換装置。 - 出力電圧が電圧指令値になるように、電源からの直流電圧を前記出力電圧に変換する電圧変換装置であって、
直列接続された第1および第2のスイッチング素子を含み、前記第1および第2のスイッチング素子のスイッチング動作により、前記直流電圧の電圧レベルを変えて前記出力電圧を出力する電圧変換器と、
前記第1および第2のスイッチング素子の前記スイッチング動作を制御する制御回路とを備え、
前記制御回路は、前記電圧指令値を中央値として高圧側に設定された第1の電圧と、低圧側に設定された第2の電圧とを有し、前記出力電圧が前記第1の電圧よりも高いとき、前記第2の電圧を前記電圧指令値として、前記第1のスイッチング素子をスイッチング動作させて降圧動作を行なうように前記電圧変換器を制御し、前記出力電圧が前記第2の電圧よりも低いとき、前記第1の電圧を前記電圧指令値として、前記第2のスイッチング素子をスイッチング動作させて昇圧動作を行なうように前記電圧変換器を制御する、電圧変換装置。
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