JP2011087365A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明の目的は、直流電圧の急な変化を検出でき、直流電圧の値の誤りを補正しやすく、高次調波の検知も可能な電力変換装置を提供することにある。
【解決手段】電力変換装置１０は、電源１２の出力を整流する整流回路１６、整流回路１６の後段において、その出力を受ける直流リンク部１８、直流電圧を交流電圧に変換するインバータ２０、直流リンク部１８の直流電圧を検出する直流電圧検出回路２２、インバータ２０のスイッチングを制御する制御演算回路２４を備える。直流電圧検出回路２２が直流電圧を検出するタイミングは、スイッチングのためのキャリアの１周期で複数回である。
【選択図】図１

Description

本発明は、所定の交流電力を負荷に供給する電力変換装置に関するものである。

交流電源と負荷との間に設けられ、所望の交流電力を負荷に供給する電力変換装置が種々開発されている（下記の特許文献など）。図５に示す電力変換装置５０は、交流電源１２の出力電圧を整流する整流回路１６、整流回路１６の出力を受ける直流リンク部１８、直流リンク部１８の電圧を受け、交流電流を負荷１４に供給するインバータ２０を備える。また、インバータ２０のスイッチングを制御するための制御演算回路５４を備える。直流リンク部１８はコンデンサＣを備え、このコンデンサＣの一例としては電解コンデンサが挙げられる。インバータ２０は、複数のスイッチング用パワー素子によって交流電力が生成される。

制御演算回路５４がインバータ２０のスイッチングをおこなうに当たり、インバータ２０から出力された相電流の値などと共に直流リンク部１８の直流電圧Ｖｄｃの値も使用される。そのため、直流電圧Ｖｄｃを検出するための直流電圧検出回路５２を備える。

直流リンク部１８のコンデンサＣとして電解コンデンサを備えた場合、インバータ２０の直流電圧Ｖｄｃは、通常は急激に変化しないため、直流電圧Ｖｄｃの検出は、インバータ２０のスイッチングをおこなう１周期に１回おこなわれる。例えば、インバータ２０の上アームまたは下アームのスイッチング用パワー素子が全てオンまたはオフの時に検出をおこなう（図６）。

また、検出される直流電圧Ｖｄｃは、コンデンサＣを含む平滑回路で波形整形されたものである。さらに、検出された直流電圧Ｖｄｃは、ディジタルデータに変換後、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタやＩＩＲ（Infinite
Impulse Response）フィルタなどのディジタルフィルタで処理される。

しかし、瞬時停電などの急峻な電圧変化が生じたとき、電圧変化の検出が遅れる。そのため、インバータのスイッチング制御が電圧の変化に対応できない。直流電圧Ｖｄｃの変化を小さくするために、直流リンク部１８の電解コンデンサの容量を大きくすることが考えられるが、コストアップや力率悪化の問題がある。

上記のディジタルフィルタを使用した場合、ノイズによって直流電圧値に誤りが生じると、後で検出される直流電圧値にも誤りが生じる。そのため、誤った直流電圧値を使用してインバータ２０をスイッチングすることとなる。

また、制御演算回路５４の制御周期ごとに直流電圧Ｖｄｃを検出する場合、最大でも制御周期の１／２の周波数成分までしか検出できない。制御演算回路２４が複雑な演算制御をおこなう場合、制御時間が長くなり、直流電圧Ｖｄｃの検出性能が悪くなる。

電力変換装置５０は空気調和機の圧縮機に搭載されたモータの駆動に使用される場合がある。空気調和機の圧縮機に搭載されたモータの駆動では、インバータ２０のスイッチングをおこなうためのキャリア周波数は１０ｋＨｚ以下で使用されることが多く、キャリアの１周期に１回の直流電圧検出では、検出回数が限られる。直流電圧Ｖｄｃの急峻な変化を検出することが困難になり、モータ制御に大きな影響が出る。特に、容量の大きなモータでは、時定数が小さく、またキャリア周波数を低くしているため、影響が大きくなる。

また、直流リンク部１８のコンデンサＣとして小容量のフィルムコンデンサを使用したコンデンサレスインバータがある（特許文献２）。コンデンサレスインバータは、コンデンサＣの容量が小さくなるため、回路の小型化やコストダウンが可能となる。

しかし、コンデンサレスインバータは、コンデンサＣの容量が小さいため、直流電圧Ｖｄｃの変動が大きい。例えば、交流電源１２が単相交流電源であれば、単相交流電源の周波数の２倍の周波数にて大きく脈動する。そのため、上述したように、直流電圧Ｖｄｃの変化に対応できず、インバータ２０のスイッチング制御に誤りが生じるおそれがある。

特許第４０５３９６８号公報 特開２００２−５１５８９号公報

本発明の目的は、直流電圧の急峻な変化を検出でき、直流電圧の値の誤りを補正しやすく、高次調波の検知も可能な電力変換装置を提供することにある。

電力変換装置は、スイッチング信号を出力する制御演算部と、前記スイッチング信号にしたがって直流電圧を交流電圧に変換するインバータ部と、前記スイッチング信号の１周期に前記直流電圧を複数回検出する直流電圧検出部とを備える。

前記インバータ部は複数のスイッチング素子を備えており、前記直流電圧の検出の少なくとも１回が、インバータ部の上アームまたは下アームの全てのスイッチング素子がオンの状態時におこなわれる。

前記インバータ部は複数の相に交流電力を出力し、各相のスイッチングのタイミングが異なっており、前記直流電圧の検出期間は、一の相のスイッチングが終了してから他の相のスイッチングが開始されるまでの間である。

前記直流電圧の検出期間は、スイッチング後の一定期間経過後からスイッチング前の一定期間前までの間である。

前記直流電圧の検出が一定の間隔でおこなわれ、該検出のタイミングが前記検出期間に入らなかった場合、検出のタイミングを検出期間に入るようにずらす。

前記スイッチング前の一定期間が、直流電圧検出部で直流電圧をサンプリングするために要する時間であり、前記スイッチング後の一定期間が、スイッチングによって直流電圧が変動し、リンギングが終了するのに要する時間である。

前記直流電圧を記憶する複数のサンプルアンドホールド回路と、前記複数のサンプルアンドホールド回路と直流電圧検出部との接続を選択するスイッチと、を備え、各サンプルアンドホールド回路が直流電圧を記憶するタイミングが異なる。

本発明によると、スイッチング信号の１周期に直流電圧を複数回検出するため、急峻な電圧変動を検出することができる。検出回数が増えるため、ノイズによる検出誤りの有無を判別しやすくなる。スイッチングや電圧検出に必要な時間を避けて電圧検出をおこなうため、検出された電圧値が正確である。サンプルアンドホールド回路を使用することによって、直流電圧検出部を１つにしながら、サンプリング間隔の短い電圧検出が可能となり、また直流電圧検出部ごとのばらつきの影響を無くすことができる。

本発明の電力変換装置の構成を示す回路図である。 本発明の直流電圧の検出タイミングを示す図である。 直流電圧を検出する期間と検出タイミングの変更を示す図であり、（ａ）は検出のタイミングを前の検出期間に変更した図であり、（ｂ）は検出のタイミングを後の検出期間に変更した図である。 図１の電力変換装置にサンプルアンドホールド回路を追加した回路図である。 従来の電力変換装置の構成を示す回路図である。 従来の直流電圧の検出タイミングを示す図である。

本発明の電力変換装置について図面を用いて説明する。

図１に示す電力変換装置１０は、電源１２と負荷１４の間に設けられる。電源１２は単相の交流電源である。負荷１４は三相交流負荷であり、一例として三相交流モータなどが挙げられる。

電力変換装置１０は、電源１２の出力を整流する整流回路１６、整流回路１６の後段において、その出力を受ける直流リンク部１８、直流電圧を交流電圧に変換するインバータ２０、直流リンク部１８の直流電圧を検出する直流電圧検出回路２２、および、インバータ２０のスイッチングを制御する制御演算回路２４を備える。

整流回路１６は、複数のダイオードを使用したダイオードブリッジである。整流回路１６は全波整流をおこない、第１電源線２６と第２電源線２８とに直流電圧を出力する。第１電源線２６よりも第２電源線２８が低電位である。

直流リンク部１８は、第１電源線２６と第２電源線２８との間に接続されたコンデンサＣが備えられる。コンデンサＣとして、整流回路１６から出力された直流電圧を平滑化するための平滑コンデンサ（電解コンデンサなど）が挙げられる。直流リンク部１８は、必要に応じて第１電源線２６にリアクトルを挿入し、リアクトルとコンデンサＣによってＬＣ平滑回路を構成しても良い。

インバータ２０は、２つのスイッチング用パワー素子（ＩＧＢＴなど）が直列接続され、その接続部が負荷１４の端子に接続される。スイッチング用パワー素子が直列接続された部分の両端は、第１電源線２６と第２電源線２８に接続される。スイッチング用パワー素子は合計６個である。各スイッチング用パワー素子と並列に還流ダイオードが接続される。スイッチング用パワー素子のオン・オフのタイミングを調節することにより、所望の交流電流を負荷１４に出力する。

制御演算回路２４は、インバータ２０のスイッチング用パワー素子にスイッチング信号を送信する。図２に示すように、各相（ｕ相、ｖ相、ｗ相）の指令値とキャリアとが交差する箇所でスイッチングをおこなう。また、各相の指令値を変更することによって、スイッチングのタイミングを調整する。タイミング調整には、直流リンク部１８の直流電圧の値や負荷１４に流れる相電流の値などを使用する。また、タイミングの演算をおこなうに当たり、ＦＩＲやＩＩＲなどのディジタルフィルタを使用して直流電圧値などのフィルタ処理をおこなう。なお、図１では直流電圧以外のデータの入力は省略している。

直流電圧検出回路２２は、直流リンク部１８の直流電圧Ｖｄｃを検出する電圧計を備えた回路である。検出する直流電圧Ｖｄｃは、コンデンサＣで波形整形された電圧である。検出した直流電圧Ｖｄｃの値をディジタルデータに変換し、制御演算回路２４で使用できるようにする。

直流電圧検出回路２２が直流電圧Ｖｄｃを検出するタイミングは、図２の矢印で示すように、スイッチングのためのキャリアの１周期で複数回である。複数回の検出によって、直流電圧Ｖｄｃの変動を検出しやすくなる。瞬時停電などの急峻な電圧変動に対応できる。また、制御演算回路２４が複数の直流電圧値を比較することによってノイズの有無を検出でき、検出回数が複数回になることによって、ノイズの有無の判別精度が高まる。したがって、制御演算回路２４がおこなうインバータ２０のスイッチングにおいて、ノイズの影響を受けにくくなる。

また、直流電圧Ｖｄｃの検出は、キャリアの１周期において、少なくとも１回は上アームまたは下アームの全てのスイッチング用パワー素子がオンになるタイミングでおこなう。キャリアが三角波であれば、その山または谷になる期間に直流電圧Ｖｄｃの検出をおこなう。インバータ２０のスイッチングが無いため、スイッチングによるノイズの影響を受けない。一定間隔で直流電圧Ｖｄｃを検出することができるため、直流電圧Ｖｄｃの変動がわかりやすい。

図１に示すように、インバータ２０は複数の相に交流電力を出力する。図２に示すように、各相へのスイッチングのタイミングは異なる。スイッチングによって直流電圧Ｖｄｃが変化するため、スイッチング時に電圧検出をおこなうことは好ましくない。したがって、一の相のスイッチング終了から他の相のスイッチング開始までの間に電圧検出をおこなう。スイッチングによるノイズの影響を受けない。

図３を使用して、さらに好ましい電圧検出のタイミングを説明する。（Ａ）スイッチングによって直流電圧Ｖｄｃが一定時間Ｔｂで変化する。また、電圧の変化後、電圧がリンギングし、一定時間Ｔｃの間、安定しない。したがって、スイッチングをおこなってからリンギング終了までの時間（Ｔｂ＋Ｔｃ）に電圧検出をおこなうことは好ましくない。

（Ｂ）直流電圧検出回路２２が電圧の検出を開始してから電圧値がサンプリングされるまで、一定の時間Ｔａがかかる。電圧を検出するタイミングによっては、サンプリングをおこなっている間に直流電圧値が変動する。したがって、スイッチング前において、直流電圧検出回路２２が電圧値のサンプリングをおこなうために必要とされる時間Ｔａは電圧検出をおこなうのは好ましくない。

上記（Ａ）、（Ｂ）より、スイッチングの時だけではなく、スイッチング前後の一定時間Ｔ１（＝Ｔａ＋Ｔｂ＋Ｔｃ）は電圧検出をおこなうことは好ましくない。言い換えると、それ以外の時間、すなわちスイッチング後の一定期間（Ｔｂ＋Ｔｃ）経過後からスイッチング前の一定期間（Ｔａ）前までの間Ｔ２に直流電圧の検出をおこなう。

また、直流電圧Ｖｄｃの検出は一定間隔でおこなうようにする。スイッチングのキャリアの各周期で同じ回数の検出をおこなう。そのため、キャリアの周期と検出回数によって検出の間隔が決定される。検出するタイミングを一定にするため、電圧の変動がわかりやすくなる。

さらに、検出のタイミングが図３で示した検出をおこなわない期間Ｔ１に入った場合、その検出は、検出をおこなうための検出期間Ｔ２に入るようにずらす。図３（ａ）、（ｂ）に示すように、検出のタイミングは、近い検出期間Ｔ２にずらす。できる限り一定間隔で電圧を検出しながら、スイッチングによるノイズの影響がないように電圧を検出できる。

以上のように、本発明は、スイッチングの１周期で直流電圧Ｖｄｃを複数回検出するため、直流電圧Ｖｄｃの急峻な電圧変動に対応できる。直流電圧Ｖｄｃが変動したりするタイミングでは、直流電圧Ｖｄｃを検出しないため、電圧検出を正確にすることができる。また、できる限り一定間隔で直流電圧Ｖｄｃを検出するため、電圧変動がわかりやすい。

以上、本発明について実施形態を説明したが、本発明は上記の実施形態に限定されるものではない。例えば、図４の電力変換回路１０ｂのように、直流リンク部１８と直流電圧検出回路２２との間に、複数のサンプルアンドホールド（Ｓ＆Ｈ）回路３０、切り替えスイッチ３２を備えても良い。サンプルアンドホールド回路３０は、バッファ・アンプやコンデンサなどを使用して電圧値を記憶する回路である。スイッチ３２は、ＦＥＴなどの電気的なスイッチングが可能な素子を使用する。サンプリング信号は直流電圧検出回路２２から出力しても良い。

サンプルアンドホールド回路３０はサンプリング信号に合わせて直流電圧Ｖｄｃの値を記憶する。サンプルアンドホールド回路３０ごとにサンプリング信号を入力するタイミングを異ならせることによって、各サンプルアンドホールド回路３０が異なるタイミングで直流電圧Ｖｄｃの値を記憶する。さらに、各サンプルアンドホールド回路３０は、切り替えスイッチ３２で直流電圧検出回路２２に順番に接続される。直流電圧検出回路２２が一のサンプルアンドホールド回路３０の電圧値のサンプリングが終わるまで、他のサンプルアンドホールド回路３０は電圧値を記憶する。電圧検出のサンプリング間隔を短くする場合でも、直流電圧検出回路２２の高速化は不要である。複数の直流電圧検出回路２２を備えた場合、各回路２２の特性の違いによって誤差が生じる場合があるが、本発明では直流電圧検出回路２２が１つであるため、誤差が生じることがない。

また、各サンプルアンドホールド回路３０に順番にサンプリング信号を入力するために、信号遅延回路３４を設ける。信号遅延回路３４によって、一のサンプルアンドホールド回路３０にサンプリング信号が入力されてから他のサンプルアンドホールド回路３０にサンプリング信号が入力される。

電力変換装置１０がコンデンサレスインバータの場合、コンデンサＣは容量の小さいフィルムコンデンサなどとなる。したがって、コンデンサＣの両端電圧の脈動の最大値は最小値の２倍以上であり、直流電圧Ｖｄｃの変動が大きくなる。この場合であっても、上述した本発明の直流電圧検出回路２２を使用することによって、直流電圧Ｖｄｃの変動に対応したインバータ２０のスイッチング制御が可能である。なお、直流電圧Ｖｄｃの変動に応じて、直流電圧検出回路２２がおこなう検出回数を適宜設定し、直流電圧Ｖｄｃの変化に対応する。

さらに、図１の回路１０は整流回路１６と直流リンク部１８を有していたが、直流電圧を交流電圧に変換する回路であれば、図１の回路構成に限定されることはない。交流電圧に変換する直前の直流電圧を検出する場合に、本願の回路を適用することができる。また、図１では単相の交流電源１２であったが、本発明は三相交流電源を使用した回路に適用することができる。

その他、本発明は、その主旨を逸脱しない範囲で当業者の知識に基づき種々の改良、修正、変更を加えた態様で実施できるものである。

１０、１０ｂ：電力変換装置
１２：電源
１４：負荷
１６：整流回路
１８：直流リンク部
２０：インバータ
２２：直流電圧検出回路
２４：制御演算回路
２６、２８：電源線
３０：サンプルアンドホールド回路
３２：スイッチ
３４：遅延回路

Claims (7)

1. スイッチング信号を出力する制御演算部と、
   前記スイッチング信号にしたがって直流電圧を交流電圧に変換するインバータ部と、
   前記スイッチング信号の１周期に前記直流電圧を複数回検出する直流電圧検出部と、
   を備えた電力変換装置。
2. 前記インバータ部は複数のスイッチング素子を備えており、
   前記直流電圧の検出の少なくとも１回が、インバータ部の上アームまたは下アームの全てのスイッチング素子がオンの状態時におこなわれる請求項１の電力変換装置。
3. 前記インバータ部は複数の相に交流電力を出力し、各相のスイッチングのタイミングが異なっており、
   前記直流電圧の検出期間は、一の相のスイッチングが終了してから他の相のスイッチングが開始されるまでの間である請求項１または２の電力変換装置。
4. 前記直流電圧の検出期間は、スイッチング後の一定期間経過後からスイッチング前の一定期間前までの間である請求項３の電力変換装置。
5. 前記直流電圧の検出が一定の間隔でおこなわれ、該検出のタイミングが前記検出期間に入らなかった場合、検出のタイミングを検出期間に入るようにずらす請求項４の電力変換装置。
6. 前記スイッチング前の一定期間が、直流電圧検出部で直流電圧をサンプリングするために要する時間であり、
   前記スイッチング後の一定期間が、スイッチングによって直流電圧が変動し、リンギングが終了するのに要する時間である
   請求項４または５の電力変換装置。
7. 前記直流電圧を記憶する複数のサンプルアンドホールド回路と、
   前記複数のサンプルアンドホールド回路と直流電圧検出部との接続を選択するスイッチと、
   を備え、
   各サンプルアンドホールド回路が直流電圧を記憶するタイミングが異なる請求項１から６のいずれかの電力変換装置。

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