JP2006006073A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 低温においても安定して電力を出力可能な電源装置を提供する。
【解決手段】 電源装置は、直流電源Ｂ、コンデンサＣ１、電圧センサー１０、昇圧コンバータ１２および制御装置３０を備える。直流電源Ｂは、内部抵抗Ｒｂを有し、コンデンサＣ１は、等価直列抵抗Ｒｃを有する。等価直列抵抗Ｒｃは、−２０℃以上の温度では内部抵抗Ｒｂ以下であり、−２０℃よりも低い温度では内部抵抗Ｒｂよりも大きい。コンデンサＣ１は、直流電源Ｂからの直流電流を平滑化して昇圧コンバータ１２へ供給する。制御装置３０は、モータ回転数ＭＲＮ、トルク指令値ＴＲおよび電圧Ｖｂ，Ｖｍに基づいてＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をスイッチング制御するための信号ＰＷＣを生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。
【選択図】 図１

Description

この発明は、電源装置に関し、特に、低温においても安定して電力を出力可能な電源装置に関するものである。

最近、環境に配慮した自動車としてハイブリッド自動車（Ｈｙｂｒｉｄ Ｖｅｈｉｃｌｅ）および電気自動車（Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｖｅｈｉｃｌｅ）が大きな注目を集めている。そして、ハイブリッド自動車は、一部、実用化されている。

このハイブリッド自動車は、従来のエンジンに加え、直流電源とインバータとインバータによって駆動されるモータとを動力源とする自動車である。つまり、エンジンを駆動することにより動力源を得るとともに、直流電源からの直流電圧をインバータによって交流電圧に変換し、その変換した交流電圧によりモータを回転することによって動力源を得るものである。また、電気自動車は、直流電源とインバータとインバータによって駆動されるモータとを動力源とする自動車である。

このようなハイブリッド自動車または電気自動車においては、直流電源からの直流電圧をチョッパ回路によって昇圧し、その昇圧した直流電圧をモータを駆動するインバータに供給するシステムも提案されている（特許文献１）。
特開２００１−２７５３６７号公報 特開平９−１２１５９５号公報

しかし、特許文献１に開示されたシステムにおいては、たとえば、氷点下のような極低温において電池の内部抵抗が上昇するため、電源の出力が低下するという問題がある。

そこで、この発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、低温においても安定して電力を出力可能な電源装置を提供することである。

この発明によれば、電源装置は、電源と、電源からの直流電圧の電圧レベルを変換するチョッパ回路と、電源の温度が基準値よりも低い低温領域において、電源に入出力するリプル電流を大きくする手段とを備える。

好ましくは、リプル電流を大きくする手段は、直流電圧を平滑化する平滑コンデンサに含まれ、低温領域において電源の内部抵抗よりも大きい抵抗値を有する等価直列抵抗である。

好ましくは、基準値は、等価直列抵抗が電源の内部抵抗以上になり始める温度である。

好ましくは、平滑コンデンサは、アルミ電解コンデンサである。

好ましくは、リプル電流を大きくする手段は、低温領域においてチョッパ回路のキャリア周波数を常温時よりも低下させる制御である。

好ましくは、リプル電流を大きくする手段は、チョッパ回路に含まれ、低温領域におけるインダクタンスが常温におけるインダクタンスよりも低下するリアクトルである。

好ましくは、チョッパ回路は、上アームおよび下アームを含み、リプル電流を大きくする手段は、低温領域におけるチョッパ回路の目標電圧を常温時の目標電圧よりも高く設定し、かつ、低温領域における下アームのオンデューティーを常温時のオンデューティーよりも長く設定する制御である。

好ましくは、基準値は、電源の内部抵抗の温度に対する増加率が温度の低下に伴って大きくなり始める温度である。

この発明による電源装置においては、低温領域では、より大きなリプル電流が電源に入出力する。そして、電源の内部抵抗で消費される電力が増加し、電源の温度が上昇して内部抵抗が低下する。

したがって、この発明によれば、電源装置は、低温においても安定して電力を出力できる。

本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。

［実施の形態１］
図１は、この発明の実施の形態１による電源装置を備えるモータ駆動装置の概略図である。図１を参照して、この発明の実施の形態１による電源装置を備えるモータ駆動装置１００は、直流電源Ｂと、電圧センサー１０，１３と、コンデンサＣ１，Ｃ２と、昇圧コンバータ１２と、インバータ１４と、電流センサー２１と、制御装置３０とを備える。

交流モータＭ１は、ハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動モータである。また、この交流モータＭ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を有し、そして、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなモータとしてハイブリッド自動車に搭載されるようにしてもよい。

昇圧コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。リアクトルＬ１の一方端は直流電源Ｂの電源ラインに接続され、他方端はＮＰＮトランジスタＱ１とＮＰＮトランジスタＱ２との中間点、すなわち、ＮＰＮトランジスタＱ１のエミッタとＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタとの間に接続される。ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２は、電源ラインとアースラインとの間に直列に接続される。そして、ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタは電源ラインに接続され、ＮＰＮトランジスタＱ２のエミッタはアースラインに接続される。また、各ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ配置されている。

インバータ１４は、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とから成る。Ｕ相アーム１５、Ｖ相アーム１６、およびＷ相アーム１７は、電源ラインとアースラインとの間に並列に設けられる。

Ｕ相アーム１５は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４から成り、Ｖ相アーム１６は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ５，Ｑ６から成り、Ｗ相アーム１７は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ７，Ｑ８から成る。また、各ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。

各相アームの中間点は、交流モータＭ１の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、交流モータＭ１は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点に共通接続されて構成され、Ｕ相コイルの他端がＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４の中間点に、Ｖ相コイルの他端がＮＰＮトランジスタＱ５，Ｑ６の中間点に、Ｗ相コイルの他端がＮＰＮトランジスタＱ７，Ｑ８の中間点にそれぞれ接続されている。

直流電源Ｂは、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池から成る。そして、直流電源Ｂは、内部抵抗Ｒｂを有する。電圧センサー１０は、直流電源Ｂから出力される電圧Ｖｂを検出し、その検出した電圧Ｖｂを制御装置３０へ出力する。

コンデンサＣ１は、アルミ電解コンデンサからなり、直流電源Ｂから出力される直流電流を平滑化し、その平滑化した直流電流を昇圧コンバータ１２へ出力する。そして、コンデンサＣ１は、等価直列抵抗Ｒｃを有する。

昇圧コンバータ１２は、直流電源Ｂから供給された直流電圧を昇圧してコンデンサＣ２へ供給する。より具体的には、昇圧コンバータ１２は、制御装置３０から信号ＰＷＣを受けると、信号ＰＷＣによってＮＰＮトランジスタＱ２がオンされた期間に応じて直流電圧を昇圧してコンデンサＣ２に供給する。また、昇圧コンバータ１２は、制御装置３０から信号ＰＷＣを受けると、コンデンサＣ２を介してインバータ１４から供給された直流電圧を降圧して直流電源Ｂを充電する。

コンデンサＣ２は、昇圧コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサー１３は、コンデンサＣ２の両端の電圧、すなわち、昇圧コンバータ１２の出力電圧Ｖｍ（インバータ１４への入力電圧に相当する。以下同じ。）を検出し、その検出した出力電圧Ｖｍを制御装置３０へ出力する。

インバータ１４は、コンデンサＣ２から直流電圧が供給されると制御装置３０からの信号ＰＷＭに基づいて直流電圧を交流電圧に変換して交流モータＭ１を駆動する。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値ＴＲによって指定されたトルクを発生するように駆動される。また、インバータ１４は、モータ駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、交流モータＭ１が発電した交流電圧を制御装置３０からの信号ＰＷＭに基づいて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンデンサＣ２を介して昇圧コンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサー２１は、交流モータＭ１に流れるモータ電流ＭＣＲＴを検出し、その検出したモータ電流ＭＣＲＴを制御装置３０へ出力する。

制御装置３０は、外部に設けられたＥＣＵ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｕｎｉｔ）からトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮを受け、電圧センサー１０，１３からそれぞれ電圧Ｖｂ，Ｖｍを受け、電流センサー２１からモータ電流ＭＣＲＴを受ける。

そして、制御装置３０は、トルク指令値ＴＲ、モータ回転数ＭＲＮ、電圧Ｖｂ，Ｖｍ、およびモータ電流ＭＣＲＴに基づいて、後述する方法により昇圧コンバータ１２を駆動するための信号ＰＷＣとインバータ１４を駆動するための信号ＰＷＭとを生成し、その生成した信号ＰＷＣおよび信号ＰＷＭをそれぞれ昇圧コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。

信号ＰＷＣは、昇圧コンバータ１２が直流電源Ｂとインバータ１４との間で電圧変換を行なう場合に昇圧コンバータ１２を駆動するための信号である。そして、制御装置３０は、昇圧コンバータ１２が直流電源Ｂからの直流電圧Ｖｂを出力電圧Ｖｍに変換する場合に、出力電圧Ｖｍをフィードバック制御し、出力電圧Ｖｍが電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍになるように昇圧コンバータ１２を駆動するための信号ＰＷＣを生成する。信号ＰＷＣの生成方法については後述する。

また、制御装置３０は、ハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動モードにおいて、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するための信号ＰＷＭを生成してインバータ１４へ出力する。この場合、インバータ１４のＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８は、信号ＰＷＭによってスイッチング制御され、インバータ１４は、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換して昇圧コンバータ１２へ供給する。

さらに、制御装置３０は、ハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動モードにおいて、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するための信号ＰＷＣを生成し、その生成した信号ＰＷＣを昇圧コンバータ１２へ出力する。これにより、交流モータＭ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。

図２は、図１に示す制御装置３０の機能ブロック図である。図２を参照して、制御装置３０は、インバータ制御手段３０１と、コンバータ制御手段３０２とを含む。インバータ制御手段３０１は、モータ電流ＭＣＲＴ、トルク指令値ＴＲおよび昇圧コンバータ１２の出力電圧Ｖｍに基づいて、後述する方法によってインバータ１４を駆動するための信号ＰＷＭを生成し、その生成した信号ＰＷＭをインバータ１４のＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８へ出力する。

コンバータ制御手段３０２は、モータ回転数ＭＲＮ、トルク指令値ＴＲおよび電圧Ｖｂ，Ｖｍに基づいて、交流モータＭ１の駆動時、後述する方法により、出力電圧Ｖｍが電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍに一致するように昇圧コンバータ１２をフィードバック制御するための信号ＰＷＣを生成し、その生成した信号ＰＷＣを昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２へ出力する。

この信号ＰＷＣは、直流電源Ｂから供給された直流電圧Ｖｂを出力電圧Ｖｍが電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍになるように昇圧するための信号、またはインバータ１４から供給された直流電圧を降圧するための信号である。したがって、昇圧コンバータ１２は、信号ＰＷＣに応じて昇圧動作または降圧動作を行なう。このように、昇圧コンバータ１２は、双方向コンバータの機能を有するものである。

図３は、図２に示すインバータ制御手段３０１の機能ブロック図である。図３を参照して、インバータ制御手段３０１は、モータ制御用相電圧演算部４０と、インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２とを含む。

モータ制御用相電圧演算部４０は、外部ＥＣＵからのトルク指令値ＴＲ、電圧センサー１３からの電圧Ｖｍおよび電流センサー２１からのモータ電流ＭＣＲＴに基づいて交流モータＭ１の各相に印加する電圧を計算してインバータ用ＰＷＭ信号変換部４２へ出力する。

インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２は、モータ制御用相電圧演算部４０から受けた交流モータＭ１の各相に印加する電圧に基づいて、実際にインバータ１４の各ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８をオン／オフする信号ＰＷＭを生成し、その生成した信号ＰＷＭを各ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８へ出力する。

これにより、インバータ１４の各ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８は、スイッチング制御され、交流モータＭ１が指令されたトルクを出力するように交流モータＭ１の各相に流す電流を制御する。このようにして、モータ駆動電流が制御され、トルク指令値ＴＲに応じたモータトルクが出力される。

図４は、図２に示すコンバータ制御手段３０２の機能ブロック図である。図４を参照して、コンバータ制御手段３０２は、インバータ入力電圧指令演算部５０と、フィードバック電圧指令演算部５２と、デューティー比変換部５４とを含む。

インバータ入力電圧指令演算部５０は、トルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいて電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍを演算し、その演算した電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍをフィードバック電圧指令演算部５２へ出力する。

フィードバック電圧指令演算部５２は、電圧センサー１３から昇圧コンバータ１２の出力電圧Ｖｍを受け、インバータ入力電圧指令演算部５０から電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍを受ける。そして、フィードバック電圧指令演算部５２は、電圧Ｖｍを電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍに設定するためのフィードバック電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍ＿ｆｂを演算し、その演算したフィードバック電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍ＿ｆｂをデューティー比変換部５４へ出力する。

デューティー比変換部５４は、電圧センサー１０からの電圧Ｖｂと、フィードバック電圧指令演算部５２からのフィードバック電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍ＿ｆｂとに基づいて、電圧センサー１３からの出力電圧Ｖｍをフィードバック電圧指令演算部５２からのフィードバック電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍ＿ｆｂに設定するためのデューティー比を演算し、その演算したデューティー比に基づいて、実際に昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＣを生成する。そして、デューティー比変換部５４は、生成した信号ＰＷＣを昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２へ出力する。

なお、昇圧コンバータ１２の下側のＮＰＮトランジスタＱ２のオンデューティーを大きくすることによりリアクトルＬ１における電力蓄積が大きくなるため、より高電圧の出力を得ることができる。一方、上側のＮＰＮトランジスタＱ１のオンデューティーを大きくすることにより電源ラインの電圧が下がる。そこで、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のデューティー比を制御することで、電源ラインの電圧を直流電源Ｂの出力電圧以上の任意の電圧に制御可能である。

図５は、抵抗と温度との関係を示す図である。図５を参照して、曲線ｋ１は、コンデンサＣ１の等価直列抵抗Ｒｃの温度依存性を表わし、曲線ｋ２は、直流電源Ｂの内部抵抗Ｒｂの温度依存性を表わす。等価直列抵抗Ｒｃは、臨界温度Ｔｃｒｉ１以上の温度領域では、直流電源Ｂの内部抵抗Ｒｂ以下であり、臨界温度Ｔｃｒｉ１よりも低い温度領域では、直流電源Ｂの内部抵抗Ｒｂよりも大きい。

臨界温度Ｔｃｒｉ１は、たとえば、−２０℃程度であり、コンデンサＣ１は、アルミ電解コンデンサからなるとき、−２０℃よりも低い低温領域において直流電源Ｂの内部抵抗Ｒｂよりも大きい等価直列抵抗Ｒｃを有する。

この実施の形態１において、低温領域とは、コンデンサＣ１の等価直列抵抗Ｒｃが直流電源Ｂの内部抵抗Ｒｂよりも大きくなる温度領域を言う。そして、等価直列抵抗Ｒｃが直流電源Ｂの内部抵抗Ｒｂ以上になり始める臨界温度Ｔｃｒｉ１は、低温領域を判定する基準値である。

図６は、図１に示す直流電源Ｂ、コンデンサＣ１および昇圧コンバータ１２の回路図である。図６を参照して、昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２が所定のキャリア周波数ｆ_Ｎでスイッチング制御されている場合、リアクトルＬ１には、リプル電流Ｉｒｐが流れる。そして、このリプル電流Ｉｒｐは、直流電源Ｂに流れるリプル電流ＩｒｐｂとコンデンサＣ１に流れるリプル電流Ｉｒｐｃとの和になる。

モータ駆動装置１００の温度が臨界温度Ｔｃｒｉ１よりも低い低温領域になると、図５に示すように、コンデンサＣ１の等価直列抵抗Ｒｃは、直流電源Ｂの内部抵抗Ｒｂよりも大きくなるため、直流電源Ｂに流れるリプル電流Ｉｒｐｂは、コンデンサＣ１に流れるリプル電流Ｉｒｐｃよりも大きくなる。すなわち、臨界温度Ｔｃｒｉ１よりも低い低温領域においては、全体のリプル電流Ｉｒｐは、主に、直流電源Ｂに流れるリプル電流Ｉｒｐｂによって構成され、リプル電流Ｉｒｐは、主に、直流電源Ｂに流れる。そして、コンデンサＣ１に流れる電流成分が少なくなる結果、直流電流がコンデンサＣ１により平滑化される割合は小さくなり、直流電源Ｂに流れるリプル電流Ｉｒｐｂは、その振幅が大きくなる。また、低温領域においては、直流電源Ｂの内部抵抗Ｒｂも大きくなる。その結果、内部抵抗Ｒｂで消費される電力が多くなり、直流電源Ｂの温度が早期に上昇し、内部抵抗Ｒｂが低下するため、直流電源Ｂの出力低下が抑制される。

このように、実施の形態１においては、臨界温度Ｔｃｒｉ１よりも低い低温領域において直流電源Ｂの内部抵抗Ｒｂよりも大きい等価直列抵抗Ｒｃを有するアルミ電解コンデンサを昇圧コンバータ１２の入力側に設けられた平滑コンデンサ（コンデンサＣ１）として用いることを特徴とする。

この特徴により、臨界温度Ｔｃｒｉ１よりも低い低温領域において、より大きなリプル電流が直流電源Ｂに入出力され、直流電源Ｂが早期に昇温されるため、臨界温度Ｔｃｒｉ１よりも低い低温領域においても直流電源Ｂから安定して電力を取り出すことができる。その結果、モータ駆動装置１００は、低温においても交流モータＭ１を安定して駆動できる。

なお、コンデンサＣ１の等価直列抵抗Ｒｃは、「電源に入出力するリプル電流を大きくする手段」を構成する。

また、昇圧コンバータ１２は、「チョッパ回路」を構成する。

さらに、直流電源Ｂ、コンデンサＣ１、電圧センサー１０、昇圧コンバータ１２および制御装置３０は、この発明による「電源装置」を構成する。

［実施の形態２］
図７は、実施の形態２による電源装置を備えるモータ駆動装置の概略図である。図７を参照して、実施の形態２による電源装置を備えるモータ駆動装置１００Ａは、図１に示すモータ駆動装置１００のコンデンサＣ１をコンデンサＣ３に代え、制御装置３０を制御装置３０Ａに代え、温度センサー１１を追加したものであり、その他は、モータ駆動装置１００と同じである。

コンデンサＣ３は、たとえば、フィルムコンデンサからなり、図５に示す臨界温度Ｔｃｒｉ１よりも低い低温領域においても直流電源Ｂの内部抵抗Ｒｂよりも小さい等価直列抵抗を有する。そして、コンデンサＣ３は、直流電源Ｂからの直流電流を平滑化し、その平滑化した直流電流を昇圧コンバータ１２へ供給する。

温度センサー１１は、直流電源Ｂの温度Ｔｂを検出し、その検出した温度Ｔｂを制御装置３０Ａへ出力する。

制御装置３０Ａは、温度センサー１１から温度Ｔｂを受け、その受けた温度Ｔｂが後述する臨界温度Ｔｃｒｉ２よりも低いとき、常温時のキャリア周波数ｆ_Ｎよりも低いキャリア周波数ｆ_ＬでＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をスイッチング制御する。

制御装置３０Ａは、その他、制御装置３０と同じ機能を果たす。

図８は、図７に示す制御装置３０Ａの機能ブロック図である。図８を参照して、制御装置３０Ａは、図２に示す制御装置３０のコンバータ制御手段３０２をコンバータ制御手段３０２Ａに代えたものであり、その他は、制御装置３０と同じである。

コンバータ制御手段３０２Ａは、温度センサー１１から温度Ｔｂを受け、その受けた温度Ｔｂが臨界温度Ｔｃｒｉ２よりも低いか否かを判定する。そして、コンバータ制御手段３０２Ａは、温度Ｔｂが臨界温度Ｔｃｒｉ２よりも低いと判定したとき、キャリア周波数を常温時のキャリア周波数ｆ_Ｎよりも低いキャリア周波数ｆ_Ｌに設定し、その設定したキャリア周波数ｆ_Ｌを用いて、モータ回転数ＭＲＮ、トルク指令値ＴＲおよび電圧Ｖｂ，Ｖｍに基づいてＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＣ＿Ｌ（信号ＰＷＣの一種、以下同じ）を生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。

また、コンバータ制御手段３０２Ａは、温度Ｔｂが臨界温度Ｔｃｒｉ２以上であるとき、キャリア周波数を常温時のキャリア周波数ｆ_Ｎに設定し、その設定したキャリア周波数ｆ_Ｎを用いて、モータ回転数ＭＲＮ、トルク指令値ＴＲおよび電圧Ｖｂ，Ｖｍに基づいてＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＣ＿Ｎ（信号ＰＷＣの一種、以下同じ）を生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。

図９は、図８に示すコンバータ制御手段３０２Ａの機能ブロック図である。図９を参照して、コンバータ制御手段３０２Ａは、図４に示すコンバータ制御手段３０２のデューティー比変換部５４をデューティー比変換部５４Ａに代え、判定部５６を追加したものであり、その他は、コンバータ制御手段３０２と同じである。

判定部５６は、臨界温度Ｔｃｒｉ２を保持しており、温度センサー１１から温度Ｔｂを受ける。そして、判定部５６は、温度Ｔｂが臨界温度Ｔｃｒｉ２よりも低いか否かを判定し、温度Ｔｂが臨界温度Ｔｃｒｉ２よりも低いとき信号ＬＯＷを生成してデューティー比変換部５４Ａへ出力し、温度Ｔｂが臨界温度Ｔｃｒｉ２以上であるとき、信号ＮＲＭを生成してデューティー比変換部５４Ａへ出力する。

デューティー比変換部５４Ａは、判定部５６から信号ＮＲＭを受けると、キャリア周波数を常温時のキャリア周波数ｆ_Ｎに設定し、その設定したキャリア周波数ｆ_Ｎを用いて、電圧センサー１３からの出力電圧Ｖｍをフィードバック電圧指令演算部５２からのフィードバック電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍ＿ｆｂに設定するためのデューティー比を演算し、その演算したデューティー比に基づいて、実際に昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＣ＿Ｎを生成する。そして、デューティー比変換部５４Ａは、生成した信号ＰＷＣ＿Ｎを昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２へ出力する。

また、デューティー比変換部５４Ａは、判定部５６から信号ＬＯＷを受けると、キャリア周波数を常温時のキャリア周波数ｆ_Ｎよりも低いキャリア周波数ｆ_Ｌに設定し、その設定したキャリア周波数ｆ_Ｌを用いて、電圧センサー１３からの出力電圧Ｖｍをフィードバック電圧指令演算部５２からのフィードバック電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍ＿ｆｂに設定するためのデューティー比を演算し、その演算したデューティー比に基づいて、実際に昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＣ＿Ｌを生成する。そして、デューティー比変換部５４Ａは、生成した信号ＰＷＣ＿Ｌを昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２へ出力する。

実施の形態２における低温領域について説明する。図１０は、ニッケル水素電池における内部抵抗の温度依存性を示す図である。図１０を参照して、内部抵抗は、温度の低下に伴って大きくなる。図１０に示す内部抵抗と温度との関係を数値で示すと表１のようになる。

そして、表１においては、内部抵抗の温度に対する増加率も示されている。表１の結果から、温度２０℃以下の温度領域においては、内部抵抗の増加率が温度の低下に伴って大きくなっていることが解る。

したがって、実施の形態２においては、低温領域とは、直流電源Ｂの内部抵抗Ｒｂの温度に対する増加率が温度の低下に伴って大きくなる温度領域を言う。そして、直流電源Ｂの内部抵抗Ｒｂの温度に対する増加率が温度の低下に伴って大きくなり始める温度を臨界温度Ｔｃｒｉ２とし（図１０参照）、この臨界温度Ｔｃｒｉ２が低温領域を判定する基準値となる。また、常温とは、臨界温度Ｔｃｒｉ２以上の温度領域を言う。

次に、リプル電流Ｉｒｐを求める方法について説明する。図１１は、リプル電流Ｉｒｐを求める方法を説明するための図である。なお、図１１においては、図７に示すリアクトルＬ１に流れる電流をリアクトル電流ＩＬとして説明する。

図１１を参照して、リアクトル電流ＩＬは、リプル電流Ｉｒｐが重畳されると周期的に上下に変化する。リアクトル電流ＩＬの極大値をＩｎ（Ｋ−１），Ｉｎ（Ｋ），Ｉｎ（Ｋ＋１），・・・とし、リアクトル電流ＩＬの極小値をＩｐ（Ｋ−１），Ｉｐ（Ｋ），Ｉｐ（Ｋ＋１），・・・とする。そして、昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１がオンされる時間をＴｐとし、ＮＰＮトランジスタＱ２がオンされる時間をＴｎとする。なお、時間Ｔｐと時間Ｔｎとの和が、信号ＰＷＣ（信号ＰＷＣ＿Ｎまたは信号ＰＷＣ＿Ｌ）の１周期に相当する。

そうすると、電流Ｉｎ（Ｋ），Ｉｐ（Ｋ）およびコンデンサＣ２の両端の電圧Ｖｃ（Ｋ）は、次式のようになる。

式（１）において、Ｒは、直流電源Ｂから昇圧コンバータ１２までの回路の抵抗を表わし、Ｌは、リアクトルＬ１のインダクタンスを表わし、Ｃは、コンデンサＣ２の容量を表わす。

式（１）において、Ｋ→∞とし、Ｉｎ（Ｋ）＝Ｉｎ（Ｋ＋１）、Ｉｐ（Ｋ）＝Ｉｐ（Ｋ＋１）およびＶｃ（Ｋ）＝Ｖｃ（Ｋ＋１）＝Ｖｍと考えると、式（１）を用いてリプル電流Ｉｒｐは、次式により表わされる。

したがって、直流電源Ｂから昇圧コンバータ１２までの回路の抵抗Ｒ、直流電源Ｂから出力される直流電圧Ｖｂ、コンデンサＣ２の容量Ｃ、リアクトルＬ１のインダクタンスＬ、コンデンサＣ２の両端の出力電圧Ｖｍおよび時間Ｔｐ，Ｔｎを式（２）に代入すれば、リプル電流Ｉｒｐを求めることができる。

これらの各値のうち、抵抗Ｒ、容量ＣおよびインダクタンスＬは、配線、コンデンサＣ２およびリアクトルＬ１に対して固定値であるので、既知であり、直流電圧Ｖｂは電圧センサー１０によって検出され、出力電圧Ｖｍは電圧センサー１３によって検出される。また、時間Ｔｐ，Ｔｎは、信号ＰＷＣ＿Ｎまたは信号ＰＷＣ＿Ｌのキャリア周波数ｆ_Ｎまたはｆ_Ｌ（すなわち、キャリア周期）およびデューティー比ＤＲから求めることができる。

したがって、直流電源Ｂから昇圧コンバータ１２までの回路の抵抗Ｒ、コンデンサＣ２の容量Ｃ、リアクトルＬ１のインダクタンスＬ、演算した時間Ｔｐ，Ｔｎ、電圧センサー１０からの直流電圧Ｖｂ、および電圧センサー１３からの出力電圧Ｖｍを式（２）に代入することによりリプル電流Ｉｒｐを演算できる。

ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をスイッチング制御するときのキャリア周波数を低くすることにより、時間Ｔｐ，Ｔｎは、長くなり、キャリア周波数を高くすることにより、時間Ｔｐ，Ｔｎは、短くなる。

そうすると、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をスイッチング制御するときのキャリア周波数を低くすると、式（２）における１−ＡｎＢｐは小さくなり、リプル電流Ｉｒｐは大きくなる。一方、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をスイッチング制御するときのキャリア周波数を高くすると、式（２）における１−ＡｎＢｐは大きくなり、リプル電流Ｉｒｐは小さくなる。

図１２は、信号およびリプル電流のタイミングチャートである。図１２を参照して、信号ＰＷＣ＿Ｎは、キャリア周波数ｆ_Ｎを有し、温度Ｔｂが臨界温度Ｔｃｒｉ２以上である場合にＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をスイッチング制御するための信号であり、信号ＰＷＣ＿Ｌは、キャリア周波数ｆ_Ｎよりも低いキャリア周波数ｆ_Ｌを有し、温度Ｔｂが臨界温度Ｔｃｒｉ２よりも低い場合にＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をスイッチング制御するための信号である。

また、リアクトル電流ＩＬ＿Ｎは、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２が信号ＰＷＣ＿Ｎによってスイッチング制御されるときに直流電源Ｂに入出力する電流であり、リアクトル電流ＩＬ＿Ｌは、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２が信号ＰＷＣ＿Ｌによってスイッチング制御されるときに直流電源Ｂに入出力する電流である。

直流電源Ｂの温度Ｔｂが臨界温度Ｔｃｒｉ２以上である常温時においては、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２は、キャリア周波数ｆ_Ｎを有する信号ＰＷＣ＿Ｎによりオン／オフされ、リアクトル電流ＩＬ＿Ｎが直流電源Ｂに入出力する。

一方、直流電源Ｂの温度Ｔｂが臨界温度Ｔｃｒｉ２よりも低い低温領域においては、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２は、キャリア周波数ｆ_Ｎよりも低いキャリア周波数ｆ_Ｌを有する信号ＰＷＣ＿Ｌによってオン／オフされるため、リプル電流Ｉｒｐが増加し、リアクトル電流ＩＬ＿Ｎよりも大きいリアクトル電流ＩＬ＿Ｌが直流電源Ｂに入出力する。

そうすると、直流電源Ｂは、常温時よりもリプル電流が増加したことに起因して大きくなったリアクトル電流ＩＬ＿Ｌによって昇温され、内部抵抗Ｒｂが低下する。その結果、直流電源Ｂは、出力が低下するのを抑制される。

このように、実施の形態２においては、臨界温度Ｔｃｒｉ２よりも低い低温領域において昇圧コンバータ１２を構成するＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２を常温時のキャリア周波数ｆ_Ｎよりも低いキャリア周波数ｆ_Ｌでスイッチング制御することを特徴とする。

この特徴により、臨界温度Ｔｃｒｉ２よりも低い低温領域において、より大きなリプル電流が直流電源Ｂに入出力され、直流電源Ｂが早期に昇温されるため、臨界温度Ｔｃｒｉ２よりも低い低温領域においても直流電源Ｂから安定して電力を取り出すことができる。その結果、モータ駆動装置１００Ａは、低温においても交流モータＭ１を安定して駆動できる。

なお、臨界温度Ｔｃｒｉ２よりも低い低温領域においてＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２を常温時のキャリア周波数ｆ_Ｎよりも低いキャリア周波数ｆ_Ｌでスイッチング制御することは、「電源に入出力するリプル電流を大きくする手段」を構成する。

また、直流電源Ｂ、コンデンサＣ３、電圧センサー１０、温度センサー１１、昇圧コンバータ１２および制御装置３０Ａは、この発明による「電源装置」を構成する。

さらに、実施の形態２によるモータ駆動装置１００Ａにおいては、コンデンサＣ３に代えてコンデンサＣ１を用いてもよい。コンデンサＣ１を用いることにより、温度Ｔｂが臨界温度Ｔｃｒｉ１よりも低い低温領域において、等価直列抵抗Ｒｃが直流電源Ｂの内部抵抗Ｒｂよりも大きくなり、直流電源Ｂに入出力するリプル電流がさらに大きくなるので、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をスイッチング制御するときのキャリア周波数を低くしたときのリプル電流の増大との相乗効果によって、さらに、直流電源Ｂの温度を早期に昇温でき、直流電源Ｂから安定して電力を取り出することができる。

その他は、実施の形態１と同じである。

［実施の形態３］
図１３は、実施の形態３による電源装置を備えたモータ駆動装置の概略図である。図１３を参照して、実施の形態３による電源装置を備えたモータ駆動装置１００Ｂは、図１に示すモータ駆動装置１００のコンデンサＣ１および昇圧コンバータ１２をそれぞれコンデンサＣ３および昇圧コンバータ１２Ａに代えたものであり、その他は、モータ駆動装置１００と同じである。なお、実施の形態３における低温領域、低温領域を判定する基準値および常温は、実施の形態２において説明したのと同じである。

コンデンサＣ３については、実施の形態２において説明したとおりである。

昇圧コンバータ１２Ａは、図１に示す昇圧コンバータ１２のリアクトルＬ１をリアクトルＬ２に代えたものであり、その他は、昇圧コンバータ１２と同じである。

図１４は、フェライトにおける透磁率の温度依存性を示す図である。図１４において、縦軸は、透磁率を表し、横軸は、温度を表す。図１４を参照して、フェライトの透磁率は、約９０℃〜１１０℃の範囲に最大値を有し、９０℃以下の温度範囲においては、温度の低下に伴って小さくなる。

インダクタンスＬは、透磁率に比例するので、フェライトのインダクタンスＬは、９０℃以下の温度領域において、温度の低下に伴って小さくなる。

リアクトルＬ２は、コアと、コアに巻回されたコイルとからなる。そして、リアクトルＬ２のコアは、透磁率が図１４に示す温度依存性を有するフェライトからなる。

一方、リプル電流Ｉｒｐは、次式によって表わすこともできる。

Ｉｒｐ＝Ｔｎ×Ｖｂ／Ｌ・・・（３）
なお、Ｔｎは、ＮＰＮトランジスタＱ２がオンされる時間である。

上述したように、リアクトルＬ２のインダクタンスＬは、温度の低下に伴って小さくなり、式（３）より、リプル電流Ｉｒｐは、インダクタンスＬの低下に伴って大きくなる。したがって、リプル電流Ｉｒｐは、温度の低下に伴って大きくなる。

このように、インダクタンスＬが温度の低下に伴って小さくなるフェライトをリアクトルＬ２のコア材として用いることにより、臨界温度Ｔｃｒｉ２よりも低い低温領域において、より大きなリプル電流Ｉｒｐが直流電源Ｂに入出力する。

そうすると、直流電源Ｂは、常温時よりもリプル電流が増加したことに起因して昇温され、内部抵抗Ｒｂが低下する。その結果、直流電源Ｂは、出力低下が抑制される。

このように、実施の形態３においては、インダクタンスが温度の低下に伴って小さくなる材料からなるコア材を含むリアクトルを用いて昇圧コンバータ１２Ａを構成することを特徴とする。

この特徴により、臨界温度Ｔｃｒｉ２よりも低い低温領域において、より大きなリプル電流が直流電源Ｂに入出力され、直流電源Ｂが早期に昇温されるため、臨界温度Ｔｃｒｉ２よりも低い低温領域においても直流電源Ｂから安定して電力を取り出すことができる。その結果、モータ駆動装置１００Ｂは、低温においても交流モータＭ１を安定して駆動できる。

なお、インダクタンスが温度の低下に伴って小さくなるコア材からなるリアクトルＬ２は、「電源に入出力するリプル電流を大きくする手段」を構成する。

また、昇圧コンバータ１２Ａは、「チョッパ回路」を構成する。

さらに、直流電源Ｂ、コンデンサＣ３、電圧ンサー１０、昇圧コンバータ１２Ａおよび制御装置３０は、この発明による「電源装置」を構成する。

さらに、実施の形態３によるモータ駆動装置１００Ｂにおいては、実施の形態１および実施の形態２の少なくともいずれか一方をさらに適用してもよい。これにより、温度Ｔｂが臨界温度Ｔｃｒｉ１またはＴｃｒｉ２よりも低い低温領域において、直流電源Ｂに入出力するリプル電流がさらに大きくなるので、さらに、直流電源Ｂの温度を早期に昇温でき、直流電源Ｂから安定して電力を取り出することができる。

その他は、実施の形態１と同じである。

［実施の形態４］
図１５は、実施の形態４による電源装置を備えたモータ駆動装置の概略図である。図１５を参照して、実施の形態４による電源装置を備えたモータ駆動装置１００Ｃは、図７に示すモータ駆動装置１００Ａの制御装置３０Ａを制御装置３０Ｂに代えたものであり、その他は、モータ駆動装置１００Ａと同じである。なお、実施の形態４における低温領域、低温領域を判定する基準値および常温については、実施の形態２において説明したのと同じである。

制御装置３０Ｂは、温度センサー１１から温度Ｔｂを受け、その受けた温度Ｔｂが臨界温度Ｔｃｒｉ２よりも低いとき、昇圧コンバータ１２の出力電圧Ｖｍの目標電圧を常温時の目標電圧よりも高く設定し、かつ、ＮＰＮトランジスタＱ２のオンデューティーを常温時のオンデューティーＤＯＮ＿Ｎよりも長いオンデューティーＤＯＮ＿Ｌに設定してＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をスイッチング制御する。

制御装置３０Ｂは、その他、制御装置３０Ａと同じ機能を果たす。

図１６は、図１５に示す制御装置３０Ｂの機能ブロック図である。図１６を参照して、制御装置３０Ｂは、図８に示す制御装置３０Ａのコンバータ制御手段３０２Ａをコンバータ制御手段３０２Ｂに代えたものであり、その他は、制御装置３０Ａと同じである。

コンバータ制御手段３０２Ｂは、温度センサー１１から温度Ｔｂを受け、その受けた温度Ｔｂが臨界温度Ｔｃｒｉ２よりも低いか否かを判定する。そして、コンバータ制御手段３０２Ｂは、温度Ｔｂが臨界温度Ｔｃｒｉ２よりも低いと判定したとき、昇圧コンバータ１２の電圧指令を常温時の電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍよりも高い電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍ＿ｈに設定し、かつ、ＮＰＮトランジスタＱ２のオンデューティーを常温時のオンデューティーＤＯＮ＿Ｎよりも長いオンデューティーＤＯＮ＿Ｌに設定し、その設定した電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍ＿ｈおよびオンデューティーＤＯＮ＿Ｌを用いて、後述する方法によってＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＣ＿Ｌを生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。

また、コンバータ制御手段３０２Ｂは、温度Ｔｂが臨界温度Ｔｃｒｉ２以上であるとき、昇圧コンバータ１２の電圧指令を常温時の電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍに設定し、かつ、ＮＰＮトランジスタＱ２のオンデューティーを常温時のオンデューティーＤＯＮ＿Ｎに設定し、その設定した電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍおよびオンデューティーＤＯＮ＿Ｎを用いて、後述する方法によってＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＣ＿Ｎを生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。

図１７は、図１６に示すコンバータ制御手段３０２Ｂの機能ブロック図である。図１７を参照して、コンバータ制御手段３０２Ｂは、図９に示すコンバータ制御手段３０２Ａのインバータ入力電圧指令演算部５０をインバータ入力電圧指令演算部５０Ａに代え、デューティー比変換部５４Ａをデューティー比変換部５４Ｂに代え、判定部５６を判定部５６Ａに代えたものであり、その他は、コンバータ制御手段３０２Ａと同じである。

判定部５６Ａは、温度センサー１１から温度Ｔｂを受けると、その受けた温度Ｔｂが臨界温度Ｔｃｒｉ２よりも低いか否かを判定し、温度Ｔｂが臨界温度Ｔｃｒｉ２よりも低いとき、信号ＬＯＷを生成してインバータ入力電圧指令演算部５０Ａおよびデューティー比変換部５４Ｂへ出力する。また、判定部５６Ａは、温度Ｔｂが臨界温度Ｔｃｒｉ２以上であるとき、信号ＮＲＭを生成してインバータ入力電圧指令演算部５０Ａおよびデューティー比変換部５４Ｂへ出力する。

インバータ入力電圧指令演算部５０Ａは、判定部５６Ａから信号ＬＯＷを受けると、外部ＥＣＵから受けたトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいて電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍを演算し、その演算した電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍよりも高い電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍ＿ｈを生成してフィードバック電圧指令演算部５２へ出力する。

また、インバータ入力電圧指令演算部５０Ａは、判定部５６Ａから信号ＮＲＭを受けると、外部ＥＣＵから受けたトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいて電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍを演算し、その演算した電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍをフィードバック電圧指令演算部５２へ出力する。

デューティー比変換部５４Ｂは、判定部５６から信号ＮＲＭを受けると、オンデューティーを常温時のオンデューティーＤＯＮ＿Ｎに設定し、その設定したオンデューティーＤＯＮ＿Ｎを用いて、電圧センサー１３からの出力電圧Ｖｍをフィードバック電圧指令演算部５２からのフィードバック電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍ＿ｆｂに設定するためのデューティー比を演算し、その演算したデューティー比に基づいて、実際に昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＣ＿Ｎを生成する。そして、デューティー比変換部５４Ｂは、生成した信号ＰＷＣ＿Ｎを昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２へ出力する。

また、デューティー比変換部５４Ｂは、判定部５６から信号ＬＯＷを受けると、オンデューティーを常温時のオンデューティーＤＯＮ＿Ｎよりも長いオンデューティーＤＯＮ＿Ｌに設定し、その設定したオンデューティーＤＯＮ＿Ｌを用いて、電圧センサー１３からの出力電圧Ｖｍをフィードバック電圧指令演算部５２からのフィードバック電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍ＿ｆｂに設定するためのデューティー比を演算し、その演算したデューティー比に基づいて、実際に昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＣ＿Ｌを生成する。そして、デューティー比変換部５４Ｂは、生成した信号ＰＷＣ＿Ｌを昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２へ出力する。

昇圧コンバータ１２の電圧指令を常温における電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍよりも高い電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍ＿ｈに設定することにより直流電源Ｂからインバータ１４へ流れる直流電流は増加する。

また、式（３）より、リプル電流Ｉｒｐは、ＮＰＮトランジスタＱ２がオンされる時間Ｔｎ、すなわち、ＮＰＮトランジスタＱ２のオンデューティーに比例する。したがって、直流電源Ｂの温度Ｔｂが臨界温度Ｔｃｒｉ２よりも低い場合に、昇圧コンバータ１２の電圧指令を常温における電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍよりも高い電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍ＿ｈに設定し、かつ、ＮＰＮトランジスタＱ２のオンデューティーを常温時のオンデューティーＤＯＮ＿Ｎよりも長く設定することにより、リプル電流Ｉｒｐは増加する。

そうすると、直流電源Ｂは、常温時よりもリプル電流が増加したことに起因して昇温され、内部抵抗Ｒｂが低下する。その結果、直流電源Ｂは、出力低下が抑制される。

このように、実施の形態４においては、直流電源Ｂの温度Ｔｂが臨界温度Ｔｃｒｉ２よりも低い低温領域において、昇圧コンバータ１２の電圧指令を常温における電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍよりも高い電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍ＿ｈに設定し、かつ、ＮＰＮトランジスタＱ２のオンデューティーを常温時のオンデューティーＤＯＮ＿Ｎよりも長いオンデューティーＤＯＮ＿Ｌに設定してＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をスイッチング制御することを特徴とする。

この特徴により、臨界温度Ｔｃｒｉ２よりも低い低温領域において、より大きなリプル電流が直流電源Ｂに入出力され、直流電源Ｂが早期に昇温されるため、臨界温度Ｔｃｒｉ２よりも低い低温領域においても直流電源Ｂから安定して電力を取り出すことができる。その結果、モータ駆動装置１００Ｃは、低温においても交流モータＭ１を安定して駆動できる。

なお、直流電源Ｂの温度Ｔｂが臨界温度Ｔｃｒｉ２よりも低い低温領域において、昇圧コンバータ１２の電圧指令を常温における電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍよりも高い電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍ＿ｈに設定し、かつ、ＮＰＮトランジスタＱ２のオンデューティーを常温時のオンデューティーＤＯＮ＿Ｎよりも長いオンデューティーＤＯＮ＿Ｌに設定してＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をスイッチング制御することは、「電源に入出力するリプル電流を大きくする手段」を構成する。

また、直流電源Ｂ、コンデンサＣ３、電圧ンサー１０、温度センサー１１、昇圧コンバータ１２および制御装置３０Ｂは、この発明による「電源装置」を構成する。

さらに、実施の形態４によるモータ駆動装置１００Ｃにおいては、実施の形態１から実施の形態３の少なくとも１つをさらに適用してもよい。これにより、温度Ｔｂが臨界温度Ｔｃｒｉ１またはＴｃｒｉ２よりも低い低温領域において、直流電源Ｂに入出力するリプル電流がさらに大きくなるので、さらに、直流電源Ｂの温度を早期に昇温でき、直流電源Ｂから安定して電力を取り出することができる。

その他は、実施の形態１と同じである。

上述したように、実施の形態１から実施の形態４においては、直流電源Ｂの温度Ｔｂが臨界温度Ｔｃｒｉ１またはＴｃｒｉ２よりも低温になったとき、直流電源Ｂに入出力するリプル電流Ｉｒｐを大きくすることによって、直流電源Ｂの温度Ｔｂを上昇させて直流電源Ｂの内部抵抗Ｒｂを小さくし、直流電源Ｂから安定して出力を取り出すことにした。モータ駆動装置１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃがハイブリッド自動車または電気自動車に搭載される場合、モータ駆動装置１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃが氷点下で駆動される場合もあるので、この発明による電源装置は、特に、ハイブリッド自動車または電気自動車等の車両に搭載される場合にその効果を発揮する。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

この発明は、低温においても安定して電力を出力可能な電源装置に適用される。

この発明の実施の形態１による電源装置を備えるモータ駆動装置の概略図である。 図１に示す制御装置の機能ブロック図である。 図２に示すインバータ制御手段の機能ブロック図である。 図２に示すコンバータ制御手段の機能ブロック図である。 抵抗と温度との関係を示す図である。 図１に示す直流電源、コンデンサおよび昇圧コンバータの回路図である。 実施の形態２による電源装置を備えるモータ駆動装置の概略図である。 図７に示す制御装置の機能ブロック図である。 図８に示すコンバータ制御手段の機能ブロック図である。 ニッケル水素電池における内部抵抗の温度依存性を示す図である。 リプル電流を求める方法を説明するための図である。 信号およびリプル電流のタイミングチャートである。 実施の形態３による電源装置を備えたモータ駆動装置の概略図である。 フェライトにおける透磁率の温度依存性を示す図である。 実施の形態４による電源装置を備えたモータ駆動装置の概略図である。 図１５に示す制御装置の機能ブロック図である。 図１６に示すコンバータ制御手段の機能ブロック図である。

符号の説明

１０，１３ 電圧センサー、１１ 温度センサー、１２，１２Ａ 昇圧コンバータ、１４ インバータ、１５ Ｕ相アーム、１６ Ｖ相アーム、１７ Ｗ相アーム、２１ 電流センサー、３０，３０Ａ，３０Ｂ 制御装置、４０ モータ制御用相電圧演算部、４２ インバータ用ＰＷＭ信号変換部、５０，５０Ａ インバータ入力電圧指令演算部、５２ フィードバック電圧指令演算部、５４，５４Ａ，５４Ｂ デューティー比変換部、５６，５６Ａ 判定部、１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ モータ駆動装置、３０１ インバータ制御手段、３０２，３０２Ａ，３０２Ｂ コンバータ制御手段、Ｂ 直流電源、Ｃ１〜Ｃ３ コンデンサ、Ｑ１〜Ｑ８ ＮＰＮトランジスタ、Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード、Ｌ１，Ｌ２ リアクトル、Ｍ１ 交流モータ。

Claims (8)

1. 電源と、
   前記電源からの直流電圧の電圧レベルを変換するチョッパ回路と、
   前記電源の温度が基準値よりも低い低温領域において、前記電源に入出力するリプル電流を大きくする手段とを備える電源装置。
2. 前記リプル電流を大きくする手段は、前記直流電圧を平滑化する平滑コンデンサに含まれ、前記低温領域において前記電源の内部抵抗よりも大きい抵抗値を有する等価直列抵抗である、請求項１に記載の電源装置。
3. 前記基準値は、前記等価直列抵抗が前記電源の内部抵抗以上になり始める温度である、請求項２に記載の電源装置。
4. 前記平滑コンデンサは、アルミ電解コンデンサである、請求項２または請求項３に記載の電源装置。
5. 前記リプル電流を大きくする手段は、前記低温領域において前記チョッパ回路のキャリア周波数を常温時よりも低下させる制御である、請求項１に記載の電源装置。
6. 前記リプル電流を大きくする手段は、前記チョッパ回路に含まれ、前記低温領域におけるインダクタンスが常温におけるインダクタンスよりも低下するリアクトルである、請求項１に記載の電源装置。
7. 前記チョッパ回路は、上アームおよび下アームを含み、
   前記リプル電流を大きくする手段は、前記低温領域における前記チョッパ回路の目標電圧を常温時の目標電圧よりも高く設定し、かつ、前記低温領域における前記下アームのオンデューティーを前記常温時のオンデューティーよりも長く設定する制御である、請求項１に記載の電源装置。
8. 前記基準値は、前記電源の内部抵抗の温度に対する増加率が温度の低下に伴って大きくなり始める温度である、請求項５から請求項７のいずれか１項に記載の電源装置。

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