CN218771782U - 直流变换装置和并网逆变器 - Google Patents
直流变换装置和并网逆变器 Download PDFInfo
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Abstract
本实用新型公开了一种直流变换装置和并网逆变器，该装置包括：电感单元，设置在BUCK单元与BOOST单元之间；电容单元，设置在BOOST单元的输出侧；其中，BUCK单元、电感单元、BOOST单元和电容单元均为三相，且交错并联形成三相交错双管BUCK‑BOOST并联电路；该并联电路，设置在并网逆变器的前级DC‑DC变换器的电压输入端与电压输出端之间；该并联电路，能够工作于BUCK非同步模式或BOOST非同步模式。该方案，通过设置三相交错双管BUCK‑BOOST并联电路、且工作于非同步模式，每相的双管开关管不需要同开同关，减小了开关管损耗，提升了前级DC‑DC变换器的效率。
Description
技术领域
本实用新型属于并网逆变器技术领域，具体涉及一种直流变换装置和并网逆变器，尤其涉及一种三相交错双管BUCK-BOOST并联电路、具有该三相交错双管BUCK-BOOST并联电路、以及该三相交错双管BUCK-BOOST并联电路的控制方法。
背景技术
风力发电单元或太阳能光伏发电单元发出的电能，一般都通过并网逆变器并入电网，由于并网逆变器的输入电压范围比较宽，并网逆变器一般由DC-DC变换器和DC-AC变换器组成，前级DC-DC变换器将风力发电机或太阳能电池的输出电压转换为所需要的恒定直流电压，后级DC-AC逆变器将此直流电压转换为交流电压，并入电网。
对于风力发电或太阳能光伏发电来说，其输出电压变化范围较宽，前级DC-DC变换器经过双管BUCK-BOOST并联电路，得到稳定输出电压Vo。但双管BUCK-BOOST并联电路中的双管BUCK-BOOST变换器，在同步方式下，双管开关管需要同开同关，导致开关管损耗严重。
上述内容仅用于辅助理解本实用新型的技术方案，并不代表承认上述内容是现有技术。
实用新型内容
本实用新型的目的在于，提供一种直流变换装置和并网逆变器，以解决风力发电系统或太阳能光伏发电系统的输出电压，经并网逆变器中的前级DC-DC变换器转换为所需要的恒定直流电压时，由于前级DC-DC变换器经过双管BUCK-BOOST并联电路，但双管BUCK-BOOST并联电路中的双管BUCK-BOOST变换器，在同步方式下，双管开关管需要同开同关，导致开关管损耗严重，降低了并网逆变器中的前级DC-DC变换器的效率的问题，达到通过设置三相交错双管BUCK-BOOST并联电路、且工作于非同步模式，每相的双管开关管不需要同开同关，减小了开关管损耗，提升了并网逆变器中的前级DC-DC变换器的效率的效果。
本实用新型提供一种直流变换装置中，所述直流变换装置，应用于并网逆变器，作为所述并网逆变器的前级DC-DC变换器；所述直流变换装置，包括：BUCK单元、电感单元、BOOST单元和电容单元；所述电感单元，设置在所述BUCK单元与所述BOOST单元之间；所述电容单元，设置在所述BOOST单元的输出侧；其中，所述BUCK单元、所述电感单元、所述BOOST单元和所述电容单元均为三相，且交错并联形成三相交错双管BUCK-BOOST并联电路；所述三相交错双管BUCK-BOOST并联电路，设置在所述并网逆变器的前级DC-DC变换器的电压输入端与所述并网逆变器的前级DC-DC变换器的电压输出端之间；所述三相交错双管BUCK-BOOST并联电路，能够工作于BUCK非同步模式或BOOST非同步模式。
在一些实施方式中，其中，在所述并网逆变器的前级DC-DC变换器的电压输出端的实际输出电压与目标输出电压之间的偏差电压，在所述BUCK单元的载波最小值与所述BUCK单元的载波最大值之间的情况下，所述三相交错双管BUCK-BOOST并联电路工作于所述BUCK非同步模式；在所述并网逆变器的前级DC-DC变换器的电压输出端的实际输出电压与目标输出电压之间的偏差电压，在所述BOOST单元的载波最小值与所述BOOST单元的载波最大值之间的情况下，所述三相交错双管BUCK-BOOST并联电路工作于所述BOOST非同步模式。
在一些实施方式中，所述BUCK单元，包括：第一QBUCK开关管模块、第二QBUCK开关管模块和第三QBUCK开关管模块；所述电感单元，包括：第一电感模块、第二电感模块和第三电感模块；所述BOOST单元，包括：第一QBOOST开关管模块、第二QBOOST开关管模块和第三QBOOST开关管模块；所述电容单元，包括：第一电容模块、第二电容模块和第三电容模块；其中，在所述BUCK单元中，所述第一QBUCK开关管模块、所述第二QBUCK开关管模块和所述第三QBUCK开关管模块，并联设置在所述前级DC-DC变换器的输入电压与地之间；所述并网逆变器的前级DC-DC变换器的电压输入端的电压即为所述前级DC-DC变换器的输入电压；在所述电感单元中，所述第一电感模块、所述第二电感模块和所述第三电感模块，并行设置在所述BUCK单元和所述BOOST单元中的对应开关管模块之间；在所述BOOST单元中，所述第一QBOOST开关管模块、所述第二QBOOST开关管模块和所述第三QBOOST开关管模块，并联设置在地与所述电容单元的第一端之间；所述电容单元的第二端接地；在所述电容单元中，所述第一电容模块、所述第二电容模块和所述第三电容模块并联设置，且所述电容单元两端的电压即为所述并网逆变器的前级DC-DC变换器的电压输出端的实际输出电压。
在一些实施方式中，在所述第一QBUCK开关管模块、所述第二QBUCK开关管模块和所述第三QBUCK开关管模块中，每个QBUCK开关管模块，包括：一个QBUCK开关管和一个QBUCK二极管；所述前级DC-DC变换器的输入电压，接该一个QBUCK开关管的第一连接端；该一个QBUCK开关管的第二连接端，一方面接该一个QBUCK二极管的阴极，另一方面接所述第一电感模块、所述第二电感模块和所述第三电感模块中对应的一个电感模块的第一端；在所述第一QBOOST开关管模块、所述第二QBOOST开关管模块和所述第三QBOOST开关管模块中，每个QBOOST开关管模块，包括：一个QBOOST开关管和一个QBOOST二极管；该一个QBOOST开关管的第一连接端接地；该一个QBOOST开关管的第二连接端，一方面接所述第一电感模块、所述第二电感模块和所述第三电感模块中对应的一个电感模块的第二端，另一方面接该一个QBOOST二极管的阳极。
在一些实施方式中，所述一个QBUCK开关管、以及所述一个QBOOST开关管，均为MOS管；所述一个QBUCK开关管的第一连接端，为MOS管的漏极；所述一个QBUCK开关管的第二连接端，为MOS管的源极；所述一个QBOOST开关管的第一连接端，为MOS管的漏极；所述一个QBOOST开关管的第二连接端，为MOS管的源极。
与上述装置相匹配，本实用新型再一方面提供一种并网逆变器，包括：以上所述的直流变换装置。
由此，本实用新型的方案，通过设置三相交错双管BUCK-BOOST并联电路，该并联电路包括BUCK单元和BOOST，BUCK单元包括三相并联设置的三个开关管QBUCK，BOOST单元包括三相并联设置的三个开关管QBOOST；在控制时，检测该并联电路的实际输出电压与目标输出电压之间的偏差电压，根据该偏差电压所处范围控制该并联电路工作于BUCK非同步模式或BOOST非同步模式下，其中，若该偏差电压在BUCK单元的载波最小值与BUCK单元的载波最大值之间，则控制该并联电路工作于BUCK非同步模式；若该偏差电压在BOOST单元的载波最小值与BOOST单元的载波最大值之间，则控制该并联电路工作于BOOST非同步模式；从而，通过设置三相交错双管BUCK-BOOST并联电路、且工作于非同步模式，每相的双管开关管不需要同开同关，减小了开关管损耗，提升了并网逆变器中的前级DC-DC变换器的效率。
本实用新型的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本实用新型而了解。
下面通过附图和实施例，对本实用新型的技术方案做进一步的详细描述。
附图说明
图1为太阳能发电或风电输出侧与并网逆变器的结构示意图；
图2为相关方案中的双管BUCK-BOOST变换器的结构示意图；
图3为本实用新型的直流变换装置的一实施例的结构示意图；
图4为本实用新型的直流变换装置的控制方法的一实施例的流程示意图；
图5为本实用新型的方法中控制所述直流变换装置工作于BUCK非同步模式或BOOST非同步模式的一实施例的流程示意图。
图6为本实用新型的方法中控制所述直流变换装置工作于所述BUCK非同步模式的一实施例的流程示意图；
图7为本实用新型的方法中控制所述直流变换装置工作于所述BOOST非同步模式的一实施例的流程示意图；
图8为本实用新型的一种三相交错双管BUCK-BOOST并联主电路的一实施例的结构示意图；
图9为本实用新型的一种三相交错双管BUCK-BOOST并联主电路和控制器的一实施例的结构示意图；
图10为本实用新型的一种三相交错双管BUCK-BOOST并联主电路的一实施例的时间、开关管的占空比、以及电压区间的曲线示意图。
具体实施方式
为使本实用新型的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本实用新型具体实施例及相应的附图对本实用新型技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例仅是本实用新型一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本实用新型保护的范围。
图1为太阳能发电或风电输出侧与并网逆变器的结构示意图，如图1所示，太阳能发电或风电的输出电压作为前级DC-DC变换器的输入电压Vin，经前级DC-DC变换器后转换为所需要的恒定直流电压Vo；恒定直流电压Vo再经后级DC-AC逆变器将此直流电压转换为交流电压，并入电网。
图2为相关方案中的双管BUCK-BOOST变换器的结构示意图。如图2所示，输入电压Vin的正极，连接至开关管Q1的漏极；开关管Q1的源极，连接至A点。A点，一方面连接至二极管D1的阴极，另一方面经电感Lf后连接至B点。B点，一方面连接至开关管Q2的漏极，另一方面连接至二极管D2的阳极。二极管D1的阳极，连接至输入电压Vin的负极。开关管Q2的源极，连接至输入电压Vin的负极。二极管D2的阴极，经电容Cf后，连接至输入电压Vin的负极。电容Cf两端的电压即为输出电压Vo。如图2所示的双管BUCK-BOOST变换器具有输入输出同极性、开关管应力低等优点，但同步方式下，双管开关管需要同开同关，导致开关管损耗严重。
考虑到，风力发电系统或太阳能光伏发电系统的输出电压，经并网逆变器中的前级DC-DC变换器转换为所需要的恒定直流电压时，由于前级DC-DC变换器经过双管BUCK-BOOST并联电路，但中的双管BUCK-BOOST变换器，在同步方式下，双管开关管需要同开同关，导致开关管损耗严重。
为了减小开关管损耗，提高并网逆变器中的前级DC-DC变换器的效率、减小输出电压纹波，本实用新型的方案，针对中小功率风力发电系统或者光伏发电系统中的前级DC-DC变换器，该前级DC-DC变换器一般采用结构简单的非隔离型变换器，提出一种三相交错双管BUCK-BOOST并联电路以及控制策略，以减小开关管损耗，提高并网逆变器中的前级DC-DC变换器的效率、减小输出电压纹波。
根据本实用新型的实施例，提供了一种直流变换装置。参见图3所示本实用新型的装置的一实施例的结构示意图。所述直流变换装置，应用于并网逆变器，作为所述并网逆变器的前级DC-DC变换器；所述直流变换装置，包括：BUCK单元、电感单元、BOOST单元和电容单元；所述电感单元，设置在所述BUCK单元与所述BOOST单元之间；所述电容单元，设置在所述BOOST单元的输出侧。其中，所述BUCK单元、所述电感单元、所述BOOST单元和所述电容单元均为三相，且交错并联形成三相交错双管BUCK-BOOST并联电路。所述三相交错双管BUCK-BOOST并联电路，设置在所述并网逆变器的前级DC-DC变换器的电压输入端与所述并网逆变器的前级DC-DC变换器的电压输出端之间。所述三相交错双管BUCK-BOOST并联电路，能够工作于BUCK非同步模式或BOOST非同步模式。
具体地，在所述并网逆变器的前级DC-DC变换器的电压输出端的实际输出电压与目标输出电压之间的偏差电压，在所述BUCK单元的载波最小值与所述BUCK单元的载波最大值之间的情况下，所述三相交错双管BUCK-BOOST并联电路工作于所述BUCK非同步模式。在所述并网逆变器的前级DC-DC变换器的电压输出端的实际输出电压与目标输出电压之间的偏差电压，在所述BOOST单元的载波最小值与所述BOOST单元的载波最大值之间的情况下，所述三相交错双管BUCK-BOOST并联电路工作于所述BOOST非同步模式。
本实用新型的方案提供的一种三相交错双管BUCK-BOOST并联电路，该三相交错双管BUCK-BOOST并联电路是非同步电路，能够减小开关管损耗，提高DC-DC变换器的效率，改善负载电压波动。进而，在本实用新型的方案中，三相交错双管BUCK-BOOST并联非同步电路中，双管BUCK-BOOST变换器能够工作在非同步模式下的交错控制方式，双管BUCK-BOOST变换器的输出电压和输入电压同相位，双管BUCK-BOOST并联非同步电路的周期为2π，每一路控制器开关管的周期相差2π/3，三相交错双管BUCK-BOOST并联非同步电路与图2所示的双管BUCK-BOOST变换器相比，电感Lf的电流脉动有效减小，可以降低输出电压纹波。
在一些实施方式中，所述BUCK单元，包括：第一QBUCK开关管模块、第二QBUCK开关管模块和第三QBUCK开关管模块。所述电感单元，包括：第一电感模块、第二电感模块和第三电感模块，第一电感模块如电感L1、第二电感模块如电感L2和第三电感模块如电感L3。所述BOOST单元，包括：第一QBOOST开关管模块、第二QBOOST开关管模块和第三QBOOST开关管模块。所述电容单元，包括：第一电容模块、第二电容模块和第三电容模块，第一电容模块如电容C1、第二电容模块如电容C2和第三电容模块如电容C3。
其中，在所述BUCK单元中，所述第一QBUCK开关管模块、所述第二QBUCK开关管模块和所述第三QBUCK开关管模块，并联设置在所述前级DC-DC变换器的输入电压与地之间；所述并网逆变器的前级DC-DC变换器的电压输入端的电压即为所述前级DC-DC变换器的输入电压。在所述电感单元中，所述第一电感模块、所述第二电感模块和所述第三电感模块，并行设置在所述BUCK单元和所述BOOST单元中的对应开关管模块之间。在所述BOOST单元中，所述第一QBOOST开关管模块、所述第二QBOOST开关管模块和所述第三QBOOST开关管模块，并联设置在地与所述电容单元的第一端之间；所述电容单元的第二端接地。在所述电容单元中，所述第一电容模块、所述第二电容模块和所述第三电容模块并联设置，且所述电容单元两端的电压即为所述并网逆变器的前级DC-DC变换器的电压输出端的实际输出电压。
具体地，在所述第一QBUCK开关管模块、所述第二QBUCK开关管模块和所述第三QBUCK开关管模块中，每个QBUCK开关管模块，包括：一个QBUCK开关管和一个QBUCK二极管。所述前级DC-DC变换器的输入电压，接该一个QBUCK开关管的第一连接端。该一个QBUCK开关管的第二连接端，一方面接该一个QBUCK二极管的阴极，另一方面接所述第一电感模块、所述第二电感模块和所述第三电感模块中对应的一个电感模块的第一端。
在所述第一QBOOST开关管模块、所述第二QBOOST开关管模块和所述第三QBOOST开关管模块中，每个QBOOST开关管模块，包括：一个QBOOST开关管和一个QBOOST二极管。该一个QBOOST开关管的第一连接端接地。该一个QBOOST开关管的第二连接端，一方面接所述第一电感模块、所述第二电感模块和所述第三电感模块中对应的一个电感模块的第二端，另一方面接该一个QBOOST二极管的阳极。
优先地，所述一个QBUCK开关管、以及所述一个QBOOST开关管，均为MOS管。所述一个QBUCK开关管的第一连接端，为MOS管的漏极。所述一个QBUCK开关管的第二连接端，为MOS管的源极。所述一个QBOOST开关管的第一连接端，为MOS管的漏极。所述一个QBOOST开关管的第二连接端，为MOS管的源极。
具体地，图8为本实用新型的一种三相交错双管BUCK-BOOST并联主电路的一实施例的结构示意图。如图8所示，本实用新型的方案提供的三相交错双管BUCK-BOOST并联主电路中，包括：开关管QBUCK-1、开关管QBUCK-2、开关管QBUCK-3，电感L1、电感L2、电感L3，二极管DBUCK-1、二极管DBUCK-2、二极管DBUCK-3，开关管QBOOST1、开关管QBOOST2、开关管QBOOST3，二极管DBOOST1、二极管DBOOST2、二极管DBOOST3，电容C1、电容C2、电容C3。其中，电感L1、电感L2、电感L3为储能电感，开关管QBUCK-1、开关管QBUCK-2、开关管QBUCK-3为功率MOSFET，开关管QBOOST1、开关管QBOOST2、开关管QBOOST3为功率MOSFET，电容C1、电容C2、电容C3为负载储能电容，
在图8所示的例子中，输入电压Vin，连接至开关管QBUCK-1的漏极。开关管QBUCK-1的源极，一方面连接至二极管DBUCK-1的阴极，另一方面连接至电感L1的第一端。二极管DBUCK-1的阳极接地。电感L1的第二端，一方面连接至开关管QBOOST1的源极，另一方面连接至二极管DBOOST1的阳极。开关管QBOOST1的源极的漏极接地。二极管DBOOST1的阴极，经并联的电容C1、电容C2和电容C3后接地。并联的电容C1、电容C2和电容C3两端的电压，即为输出电压Vo。
在图8所示的例子中，输入电压Vin，连接至开关管QBUCK-2的漏极。开关管QBUCK-2的源极，一方面连接至二极管DBUCK-2的阴极，另一方面连接至电感L2的第一端。二极管DBUCK-2的阳极接地。电感L2的第二端，一方面连接至开关管QBOOST2的源极，另一方面连接至二极管DBOOST2的阳极。开关管QBOOST2的源极的漏极接地。二极管DBOOST2的阴极，经并联的电容C1、电容C2和电容C3后接地。
在图8所示的例子中，输入电压Vin，连接至开关管QBUCK-3的漏极。开关管QBUCK-3的源极，一方面连接至二极管DBUCK-3的阴极，另一方面连接至电感L3的第一端。二极管DBUCK-3的阳极接地。电感L3的第二端，一方面连接至开关管QBOOST3的源极，另一方面连接至二极管DBOOST3的阳极。开关管QBOOST3的源极的漏极接地。二极管DBOOST3的阴极，经并联的电容C1、电容C2和电容C3后接地。
采用本实用新型的技术方案，通过设置三相交错双管BUCK-BOOST并联电路，该并联电路包括BUCK单元和BOOST，BUCK单元包括三相并联设置的三个开关管QBUCK，BOOST单元包括三相并联设置的三个开关管QBOOST。在控制时，检测该并联电路的实际输出电压与目标输出电压之间的偏差电压，根据该偏差电压所处范围控制该并联电路工作于BUCK非同步模式或BOOST非同步模式下，其中，若该偏差电压在BUCK单元的载波最小值与BUCK单元的载波最大值之间，则控制该并联电路工作于BUCK非同步模式。若该偏差电压在BOOST单元的载波最小值与BOOST单元的载波最大值之间，则控制该并联电路工作于BOOST非同步模式。从而，通过设置三相交错双管BUCK-BOOST并联电路、且工作于非同步模式，每相的双管开关管不需要同开同关，减小了开关管损耗，提升了并网逆变器中的前级DC-DC变换器的效率。
根据本实用新型的实施例，还提供了对应于直流变换装置的一种并网逆变器。该并网逆变器可以包括：以上所述的直流变换装置。
由于本实施例的并网逆变器所实现的处理及功能基本相应于装置的实施例、原理和实例，故本实施例的描述中未详尽之处，可以参见前述实施例中的相关说明，在此不做赘述。
采用本实用新型的技术方案，通过设置三相交错双管BUCK-BOOST并联电路，该并联电路包括BUCK单元和BOOST，BUCK单元包括三相并联设置的三个开关管QBUCK，BOOST单元包括三相并联设置的三个开关管QBOOST。在控制时，检测该并联电路的实际输出电压与目标输出电压之间的偏差电压，根据该偏差电压所处范围控制该并联电路工作于BUCK非同步模式或BOOST非同步模式下，其中，若该偏差电压在BUCK单元的载波最小值与BUCK单元的载波最大值之间，则控制该并联电路工作于BUCK非同步模式。若该偏差电压在BOOST单元的载波最小值与BOOST单元的载波最大值之间，则控制该并联电路工作于BOOST非同步模式，能够提高DC-DC变换器的效率，降低输出电压纹波。
根据本实用新型的实施例，还提供了对应于并网逆变器的一种并网逆变器的直流变换装置的控制方法，如图4所示本实用新型的方法的一实施例的流程示意图。该并网逆变器的直流变换装置的控制方法可以包括：步骤S110至步骤S130。
在步骤S110处，在所述并网逆变器的直流变换装置工作的情况下，获取所述直流变换装置的实际输出电压，并获取所述直流变换装置的目标输出电压。
在步骤S120处，确定所述直流变换装置的实际输出电压与所述直流变换装置的目标输出电压之间的电压差值，记为偏差电压。
在步骤S130处，根据所述偏差电压，控制所述直流变换装置工作于BUCK非同步模式或BOOST非同步模式。
具体地，图9为本实用新型的一种三相交错双管BUCK-BOOST并联主电路和控制器的一实施例的结构示意图。如图9所示，三相交错双管BUCK-BOOST并联主电路的控制系统，包括：电压调节器模块、数字主芯片和驱动模块。
其中，三相交错双管BUCK-BOOST并联主电路的控制系统，检测到三相交错双管BUCK-BOOST并联主电路的实际输出电压VO，目标输出电压Vo-ref，偏差电压Ve＝目标输出电压Vo-ref-实际输出电压VO。偏差电压Ve作为电压调节器模块的输出电压或调制信号。电压调节器模块的输出电压，输入至数字主芯片。数字主芯片基于电压调节器模块的输出电压，输出驱动信号至驱动模块。驱动模块能够驱动开关管QBUCK-1、开关管QBUCK-2、开关管QBUCK-3为功率MOSFET，以及开关管QBOOST1、开关管QBOOST2、开关管QBOOST3为功率MOSFET。
在一些实施方式中，步骤S130中根据所述偏差电压，控制所述直流变换装置工作于BUCK非同步模式或BOOST非同步模式的具体过程，参见以下示例性说明。
下面结合图5所示本实用新型的方法中控制所述直流变换装置工作于BUCK非同步模式或BOOST非同步模式的一实施例流程示意图，进一步说明步骤S130中控制所述直流变换装置工作于BUCK非同步模式或BOOST非同步模式的具体过程，包括：步骤S210至步骤S230。
步骤S210，确定所述偏差电压所处区间。该区间为所述BUCK单元的载波最小值与所述BUCK单元的载波最大值之间，或所述BOOST单元的载波最小值与所述BOOST单元的载波最大值之间。
步骤S220，若所述偏差电压在所述BUCK单元的载波最小值与所述BUCK单元的载波最大值之间，则控制所述直流变换装置工作于所述BUCK非同步模式。
步骤S230，若所述偏差电压在所述BOOST单元的载波最小值与所述BOOST单元的载波最大值之间，则控制所述直流变换装置工作于所述BOOST非同步模式。
具体地，图10为本实用新型的一种三相交错双管BUCK-BOOST并联主电路的一实施例的时间、开关管的占空比、以及电压区间的曲线示意图。开关管QBUCK-1、开关管QBUCK-2、开关管QBUCK-3构成BUCK单元。开关管QBOOST1、开关管QBOOST2、开关管QBOOST3构成Boost单元。数字主芯片中软件程序调制得到的锯齿波Vsaw_buck是BUCK单元的载波，其最小值为VL1，最大值是VH1。数字主芯片中软件程序调制得到的锯齿波Vsaw_boost是Boost单元的载波，其最小值为VL2，最大值是VH2。BUCK单元的载波最大值VH1＝Boost单元的载波最大值VL2，两个载波形状相同(可以参见图10所示的例子)，且峰峰值均为Vsaw。
其中，伏秒积平衡如下：
Vo＝d1/(1-d2)Vin。
d1＝(Ve–VL1)/Vsaw (VL1≤Ve≤VH1)。
d1＝1 (VL2≤Ve≤VH2)。
d2＝0 (VL1≤Ve≤VH1)。
d2＝(Ve–VL2)/Vsaw (VL2≤Ve≤VH2)。
其中，Vo为实际输出电压，d1为BUCK单元中开关管的工作时间，d2为BOOST单元中开关管的工作时间，Vin为输入电压，Ve为偏差电压，VL1为BUCK单元的载波最小值，VH1为BUCK单元的载波最大值，VL2为Boost单元的载波最小值，VH2为Boost单元的载波最大值，Vsaw为BUCK单元的载波和Boost单元的载波的峰峰值。
在一些实施方式中，步骤S220中在所述BUCK单元包括第一QBUCK开关管模块、第二QBUCK开关管模块和第三QBUCK开关管模块，且所述BOOST单元包括第一QBOOST开关管模块、第二QBOOST开关管模块和第三QBOOST开关管模块的情况下，控制所述直流变换装置工作于所述BUCK非同步模式的具体过程，参见以下示例性说明。
下面结合图6所示本实用新型的方法中控制所述直流变换装置工作于所述BUCK非同步模式的一实施例流程示意图，进一步说明步骤S220中控制所述直流变换装置工作于所述BUCK非同步模式的具体过程，包括：步骤S310至步骤S330。
步骤S310，控制所述第一QBUCK开关管模块的工作时间为(Ve–VL1)/Vsaw，并控制所述第一QBOOST开关管模块关断。
步骤S320，控制所述第二QBUCK开关管模块的PWM波相对所述第一QBUCK开关管模块的PWM波的相位差120度，控制所述第二QBOOST开关管模块的PWM波相对所述第一QBOOST开关管模块的PWM波的相位差120度，所述第二QBUCK开关管模块的工作时间为(Ve–VL1)/Vsaw，并控制所述第二QBOOST开关管模块关断。
步骤S330，控制所述第三QBUCK开关管模块的PWM波相对所述第一QBUCK开关管模块的PWM波的相位差240度，控制所述第三QBOOST开关管模块的PWM波相对所述第一QBOOST开关管模块的PWM波的相位差240度，所述第三QBUCK开关管模块的工作时间为(Ve–VL1)/Vsaw，并控制所述第三QBOOST开关管模块关断。
其中，Ve为所述偏差电压，VL1为所述BUCK单元的载波最小值，Vsaw为所述BUCK单元的载波和所述Boost单元的载波的峰峰值。
具体地，在三相交错双管BUCK-BOOST并联电路的BUCK非同步模式下：
确定给定电压(即目标输出电压Vo-ref)和实际输出电压VO的偏差电压Ve，当偏差电压Ve在VL1≤Ve≤VH1范围内时，三相交错双管BUCK-BOOST并联电路工作在BUCK区域，开关管QBUCK-1的工作时间d1＝(Ve–VL1)/Vsaw，开关管QBOOST1的工作时间d2＝0，开关管QBOOST1处于关断状态。开关管QBUCK-2和开关管QBOOST2的PWM波整体相对开关管QBUCK-1和开关管QBOOST1的PWM波相位差120度，开关管QBUCK-2的工作时间d1＝(Ve–VL1)/Vsaw，开关管QBOOST2的工作时间d2＝0，开关管QBOOST2处于关断状态。开关管QBUCK-3和开关管QBOOST3的PWM波相对开关管QBUCK-1和开关管QBOOST1的PWM波相位差240度，开关管QBUCK-3的工作时间d1＝(Ve–VL1)/Vsaw，开关管QBOOST3的工作时间d2＝0，开关管QBOOST3处于关断状态。
在一些实施方式中，步骤S230中在所述BUCK单元包括第一QBUCK开关管模块、第二QBUCK开关管模块和第三QBUCK开关管模块，且所述BOOST单元包括第一QBOOST开关管模块、第二QBOOST开关管模块和第三QBOOST开关管模块的情况下，控制所述直流变换装置工作于所述BOOST非同步模式的具体过程，参见以下示例性说明。
下面结合图7所示本实用新型的方法中控制所述直流变换装置工作于所述BOOST非同步模式的一实施例流程示意图，进一步说明步骤S230中控制所述直流变换装置工作于所述BOOST非同步模式的具体过程，包括：步骤S410至步骤S430。
步骤S410，控制所述第一QBUCK开关管模块的工作时间为1，并控制所述第一QBOOST开关管的工作时间为(Ve–VL2)/Vsaw。
步骤S420，控制所述第二QBUCK开关管模块的PWM波相对所述第一QBUCK开关管模块的PWM波的相位差120度，控制所述第二QBOOST开关管模块的PWM波相对所述第一QBOOST开关管模块的PWM波的相位差120度，所述第二QBUCK开关管模块的工作时间为1，并控制所述第二QBOOST开关管模块的工作时间为(Ve–VL2)/Vsaw。
步骤S430，控制所述第三QBUCK开关管模块的PWM波相对所述第一QBUCK开关管模块的PWM波的相位差240度，控制所述第三QBOOST开关管模块的PWM波相对所述第一QBOOST开关管模块的PWM波的相位差240度，所述第三QBUCK开关管模块的工作时间为1，并控制所述第三QBOOST开关管模块的工作时间为(Ve–VL2)/Vsaw。
其中，Ve为所述偏差电压，VL2为所述BOOS单元的载波最小值，Vsaw为所述BUCK单元的载波和所述Boost单元的载波的峰峰值。
具体地，在三相交错双管BUCK-BOOST并联电路的BOOST非同步模式下：
确定给定电压(即目标输出电压Vo-ref)和实际输出电压VO的偏差电压Ve，当偏差电压Ve在VL2≤Ve≤VH2范围内时，三相交错双管BUCK-BOOST并联电路工作在BOOST区域，开关管QBUCK-1的工作时间d1＝1，开关管QBUCK-1处于导通状态，开关管QBOOST1的PWM波形开通时间为(Ve–VL2)/Vsaw，开关管QBOOST1处于导通状态。开关管QBUCK-2和开关管QBOOST2的PWM波整体相对开关管QBUCK-1和开关管QBOOST1的PWM波相位差120度，开关管QBUCK-2的工作时间d1＝1，开关管QBUCK-2处于导通状态，开关管QBOOST2的PWM波形开通时间为(Ve–VL2)/Vsaw，开关管QBOOST2处于导通状态。开关管QBUCK-3和开关管QBOOST3的PWM波整体相对开关管QBUCK-1和开关管QBOOST1的PWM波相位差240度，开关管QBUCK-3的工作时间d1＝1，开关管QBUCK-3处于导通状态，开关管QBOOST2的PWM波形开通时间为(Ve–VL2)/Vsaw。
由于本实施例的方法所实现的处理及功能基本相应于前述并网逆变器的实施例、原理和实例，故本实施例的描述中未详尽之处，可以参见前述实施例中的相关说明，在此不做赘述。
采用本实施例的技术方案，通过设置三相交错双管BUCK-BOOST并联电路，该并联电路包括BUCK单元和BOOST，BUCK单元包括三相并联设置的三个开关管QBUCK，BOOST单元包括三相并联设置的三个开关管QBOOST；在控制时，检测该并联电路的实际输出电压与目标输出电压之间的偏差电压，根据该偏差电压所处范围控制该并联电路工作于BUCK非同步模式或BOOST非同步模式下，其中，若该偏差电压在BUCK单元的载波最小值与BUCK单元的载波最大值之间，则控制该并联电路工作于BUCK非同步模式；若该偏差电压在BOOST单元的载波最小值与BOOST单元的载波最大值之间，则控制该并联电路工作于BOOST非同步模式，能够减小开关管损耗，提高DC-DC变换器的效率，改善负载电压波动。
综上，本领域技术人员容易理解的是，在不冲突的前提下，上述各有利方式可以自由地组合、叠加。
以上所述仅为本实用新型的实施例而已，并不用于限制本实用新型，对于本领域的技术人员来说，本实用新型可以有各种更改和变化。凡在本实用新型的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本实用新型的权利要求范围之内。
Claims (6)
1.一种直流变换装置，其特征在于，所述直流变换装置，应用于并网逆变器，作为所述并网逆变器的前级DC-DC变换器；所述直流变换装置，包括：BUCK单元、电感单元、BOOST单元和电容单元；所述电感单元，设置在所述BUCK单元与所述BOOST单元之间；所述电容单元，设置在所述BOOST单元的输出侧；
其中，所述BUCK单元、所述电感单元、所述BOOST单元和所述电容单元均为三相，且交错并联形成三相交错双管BUCK-BOOST并联电路；所述三相交错双管BUCK-BOOST并联电路，设置在所述并网逆变器的前级DC-DC变换器的电压输入端与所述并网逆变器的前级DC-DC变换器的电压输出端之间；所述三相交错双管BUCK-BOOST并联电路，能够工作于BUCK非同步模式或BOOST非同步模式。
2.根据权利要求1所述的直流变换装置，其特征在于，其中，
在所述并网逆变器的前级DC-DC变换器的电压输出端的实际输出电压与目标输出电压之间的偏差电压，在所述BUCK单元的载波最小值与所述BUCK单元的载波最大值之间的情况下，所述三相交错双管BUCK-BOOST并联电路工作于所述BUCK非同步模式；
在所述并网逆变器的前级DC-DC变换器的电压输出端的实际输出电压与目标输出电压之间的偏差电压，在所述BOOST单元的载波最小值与所述BOOST单元的载波最大值之间的情况下，所述三相交错双管BUCK-BOOST并联电路工作于所述BOOST非同步模式。
3.根据权利要求1或2所述的直流变换装置，其特征在于，所述BUCK单元，包括：第一QBUCK开关管模块、第二QBUCK开关管模块和第三QBUCK开关管模块；所述电感单元，包括：第一电感模块、第二电感模块和第三电感模块；所述BOOST单元，包括：第一QBOOST开关管模块、第二QBOOST开关管模块和第三QBOOST开关管模块；所述电容单元，包括：第一电容模块、第二电容模块和第三电容模块；其中，
在所述BUCK单元中，所述第一QBUCK开关管模块、所述第二QBUCK开关管模块和所述第三QBUCK开关管模块，并联设置在所述前级DC-DC变换器的输入电压与地之间；所述并网逆变器的前级DC-DC变换器的电压输入端的电压即为所述前级DC-DC变换器的输入电压；
在所述电感单元中，所述第一电感模块、所述第二电感模块和所述第三电感模块，并行设置在所述BUCK单元和所述BOOST单元中的对应开关管模块之间；
在所述BOOST单元中，所述第一QBOOST开关管模块、所述第二QBOOST开关管模块和所述第三QBOOST开关管模块，并联设置在地与所述电容单元的第一端之间；所述电容单元的第二端接地；
在所述电容单元中，所述第一电容模块、所述第二电容模块和所述第三电容模块并联设置，且所述电容单元两端的电压即为所述并网逆变器的前级DC-DC变换器的电压输出端的实际输出电压。
4.根据权利要求3所述的直流变换装置，其特征在于，在所述第一QBUCK开关管模块、所述第二QBUCK开关管模块和所述第三QBUCK开关管模块中，每个QBUCK开关管模块，包括：一个QBUCK开关管和一个QBUCK二极管；所述前级DC-DC变换器的输入电压，接该一个QBUCK开关管的第一连接端；该一个QBUCK开关管的第二连接端，一方面接该一个QBUCK二极管的阴极，另一方面接所述第一电感模块、所述第二电感模块和所述第三电感模块中对应的一个电感模块的第一端；
在所述第一QBOOST开关管模块、所述第二QBOOST开关管模块和所述第三QBOOST开关管模块中，每个QBOOST开关管模块，包括：一个QBOOST开关管和一个QBOOST二极管；该一个QBOOST开关管的第一连接端接地；该一个QBOOST开关管的第二连接端，一方面接所述第一电感模块、所述第二电感模块和所述第三电感模块中对应的一个电感模块的第二端，另一方面接该一个QBOOST二极管的阳极。
5.根据权利要求4所述的直流变换装置，其特征在于，所述一个QBUCK开关管、以及所述一个QBOOST开关管，均为MOS管；
所述一个QBUCK开关管的第一连接端，为MOS管的漏极；所述一个QBUCK开关管的第二连接端，为MOS管的源极；
所述一个QBOOST开关管的第一连接端，为MOS管的漏极；所述一个QBOOST开关管的第二连接端，为MOS管的源极。
6.一种并网逆变器，其特征在于，包括：如权利要求1至5中任一项所述的直流变换装置。
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Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| CN202223190588.0U CN218771782U (zh) | 2022-11-30 | 2022-11-30 | 直流变换装置和并网逆变器 |
Publications (1)
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| CN218771782U true CN218771782U (zh) | 2023-03-28 |
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Family Applications (1)
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| CN202223190588.0U Active CN218771782U (zh) | 2022-11-30 | 2022-11-30 | 直流变换装置和并网逆变器 |
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2022
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