JP2003134842A

JP2003134842A - 昇降圧コンバータ及びこれを用いた系統連系インバータ

Info

Publication number: JP2003134842A
Application number: JP2001318950A
Authority: JP
Inventors: Takeshi Uematsu; 武上松; Katsuaki Tanaka; 克明田中
Original assignee: TDK Corp
Current assignee: TDK Corp
Priority date: 2001-10-17
Filing date: 2001-10-17
Publication date: 2003-05-09

Abstract

(57)【要約】【課題】複数の直流電源を並列に使用する場合に好適
な系統連系インバータを提供する。【解決手段】第１の直流電源１１から供給される直流
電圧及び第２の直流電源１２から供給される直流電圧を
脈流に変換するコンバータ２１〜２３と、コンバータ２
１〜２３から供給される脈流を交流に変換するインバー
タ２４とを備え、コンバータ２１〜２３が、第１の直流
電源１１に直列に接続される第１及び第２のトランジス
タと、第２の直流電源１２に直列に接続される第３及び
第４のトランジスタと、インバータ２４の入力端間に直
列に接続された第５及び第６のトランジスタと、第１及
び第２のトランジスタの節点と第５及び第６のトランジ
スタの節点との間に接続された第１のリアクトルと、第
３及び第４のトランジスタの節点と第５及び第６のトラ
ンジスタの節点との間に接続された第２のリアクトルと
を有する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、昇降圧コンバータ
及びこれを用いた系統連系インバータに関し、さらに詳
細には、複数の直流電源を並列に使用する場合に好適な
昇降圧コンバータ及びこれを用いた系統連系インバータ
に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来より、太陽電池や燃料電池などの直
流電源より供給される直流電力を系統に連系して交流電
力に変換する回路として、系統連系インバータが知られ
ている。系統連系インバータの例としては、特開２００
０−１５２６５１号公報に記載されている。

【０００３】図８は、同公報に記載された従来の系統連
系インバータの回路図である。

【０００４】図８に示されるように、同公報に記載され
た従来の系統連系インバータは、入力電源１より供給さ
れる直流電圧を昇圧するとともに波形成形を行う昇圧コ
ンバータ２と、昇圧コンバータからの出力を平滑する中
間段コンデンサ３と、出力電流Ｉｏを正弦波に波形成形
するインバータ４と、出力電圧を平滑するフィルタ５
と、昇圧コンバータ２及びインバータ４の動作を制御す
る制御回路６とを備えており、制御回路６は、入力電源
１の電圧が系統電圧よりも低い状態においては、昇圧コ
ンバータ２を高周波でスイッチングさせるとともにイン
バータ４を系統電圧の極性に応じて低周波でスイッチン
グさせ、入力電源１の電圧が系統電圧よりも高い状態に
おいては、昇圧コンバータ２のスイッチングを停止させ
るとともにインバータ４を高周波でスイッチングさせて
いる。

【０００５】これによって、入力電源１の電圧が系統電
圧よりも低い状態においては、昇圧コンバータ２によっ
て昇圧及び波形成形が行われるとともに、入力電源１の
電圧が系統電圧よりも高い状態においては、インバータ
４によって波形成形が行われることになる。

【０００６】図８に示される従来の系統連系インバータ
においては、昇圧コンバータ２の出力は直流であり、そ
の電圧を十分に安定させる必要があることから、中間段
コンデンサ３には非常に大きな容量（約５０００μＦ）
が要求される。このため、かかる中間段コンデンサ３と
しては電解コンデンサが一般的に用いられる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、一般に
電解コンデンサは大型であり、しかも他のコンデンサと
比べて寿命が短いことから、このような部品を用いると
系統連系インバータ全体が大型化するばかりでなく、信
頼性が低下するという問題が生じる。ここで、電解コン
デンサの寿命を長くし信頼性を高めるためには、複数の
電解コンデンサを並列に用いることが有効であるが、こ
の場合、さらなる大型化をもたらしてしまうという問題
があった。

【０００８】他方、近年においては、太陽電池や燃料電
池等の直流電源は様々なシチュエーションでの利用が広
がっており、今後、その利用形態はますます多様化する
ものと予想される。例えば、異なる種類の直流電源を並
列に使用したり、同じ種類の直流電源であっても互いに
性能の異なる直流電源を並列に使用するといった状況が
想定される。また、全く同じ直流電源であっても、互い
に異なる条件下で並列に使用するといった状況も想定さ
れる。

【０００９】このように複数の直流電源を並列に使用す
る場合においては、各直流電源からの直流電力を交流電
力に変換する回路には、それぞれの直流電源に対して最
適な制御を行うことが求められる。

【００１０】したがって、本発明の目的は、複数の直流
電源を並列に使用する場合に好適な昇降圧コンバータ及
びこれを用いた系統連系インバータを提供することであ
る。

【００１１】また、本発明のさらに他の目的は、中間段
コンデンサとして電解コンデンサを用いる必要のない系
統連系インバータを提供することである。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明のかかる目的は、
第１及び第２の直流電源からの電力を交流負荷及び系統
の少なくとも一方に供給する系統連系インバータであっ
て、前記第１の直流電源から供給される第１の直流電圧
及び前記第２の直流電源から供給される第２の直流電圧
を脈流に変換するコンバータと、前記コンバータから供
給される前記脈流を交流に変換するインバータとを備
え、前記コンバータが、前記第１の直流電源に直列に接
続される第１及び第２のトランジスタと、前記第２の直
流電源に直列に接続される第３及び第４のトランジスタ
と、前記インバータの入力端間に直列に接続された第５
及び第６のトランジスタと、前記第１及び第２のトラン
ジスタの節点と前記第５及び第６のトランジスタの節点
との間に接続された第１のリアクトルと、前記第３及び
第４のトランジスタの節点と前記第５及び第６のトラン
ジスタの節点との間に接続された第２のリアクトルとを
有していることを特徴とする系統連系インバータによっ
て達成される。

【００１３】本発明によれば、第１及び第２の直流電源
の利用効率を効果的に高めることが可能となる。また、
本発明によれば、中間段コンデンサに要求される容量値
が小さいことから、中間段コンデンサとして電解コンデ
ンサを用いる必要がなくなり、装置全体のサイズを小型
化することが可能となる。

【００１４】本発明の好ましい実施態様においては、前
記コンバータの動作を制御する制御回路をさらに備え、
前記制御回路は、前記交流負荷及び前記系統の少なくと
も一方に供給すべき電力が前記第１の直流電源より供給
される電力を上回っていることに応答して、前記第１の
直流電源より供給される電力及び前記第２の直流電源よ
り供給される電力の両方が前記交流負荷及び前記系統の
少なくとも一方に供給されるよう前記コンバータを制御
する。

【００１５】本発明のさらに好ましい実施態様において
は、前記制御回路は、前記交流負荷及び前記系統の少な
くとも一方に供給すべき電力が前記第１の直流電源より
供給される電力を下回っていることに応答して、前記第
１の直流電源より供給される電力が前記第２の直流電源
に供給されるよう前記コンバータを制御する。

【００１６】本発明のさらに好ましい実施態様において
は、前記制御回路は、前記第１及び第２のトランジスタ
からなるアームをＰＷＭ駆動しながら、前記第５及び第
６のトランジスタからなるアームをＰＷＭ駆動する。

【００１７】本発明のさらに好ましい実施態様によれ
ば、第１及び第２のトランジスタからなるアームをＰＷ
Ｍ駆動しながら第５及び第６のトランジスタからなるア
ームをＰＷＭ駆動していることから、これらのデューテ
ィを適切に設定することにより簡単に昇降圧動作を行う
ことができ、さらに、昇圧動作と降圧動作の切り替わり
をスムーズに行うことができる。

【００１８】本発明のさらに好ましい実施態様において
は、前記制御回路は、前記第１の直流電圧が交流負荷及
び系統の前記少なくとも一方の電圧の絶対値よりも低い
場合には、前記第１のトランジスタのデューティが前記
第５のトランジスタのデューティよりも大きくなるよう
に前記コンバータを制御する。

【００１９】本発明のさらに好ましい実施態様において
は、前記制御回路は、前記第１の直流電圧が交流負荷及
び系統の前記少なくとも一方の電圧の絶対値よりも高い
場合には、前記第１のトランジスタのデューティが前記
第５のトランジスタのデューティよりも小さくなるよう
に前記コンバータを制御する。

【００２０】本発明のさらに好ましい実施態様において
は、前記第１の直流電源が発電装置である。

【００２１】本発明のさらに好ましい実施態様において
は、前記第１の直流電源が太陽電池または燃料電池であ
る。

【００２２】本発明のさらに好ましい実施態様において
は、前記第２の直流電源がバッテリーである。

【００２３】本発明のかかる目的はまた、第１の入力端
間に供給される直流電圧及び第２の入力端間に供給され
る直流電圧を脈流に変換する昇降圧コンバータであっ
て、前記第１の入力端間に直列に接続された第１及び第
２のトランジスタと、前記第２の入力端間に直列に接続
された第３及び第４のトランジスタと、出力端間に直列
に接続された第５及び第６のトランジスタと、前記第１
及び第２のトランジスタの節点と前記第５及び第６のト
ランジスタの節点との間に接続された第１のリアクトル
と、前記第３及び第４のトランジスタの節点と前記第５
及び第６のトランジスタの節点との間に接続された第２
のリアクトルとを有していることを特徴とする昇降圧コ
ンバータによって達成される。

【００２４】本発明によれば、第１及び第２の入力端間
に電力を供給する直流電源の利用効率を効果的に高める
ことが可能となる。

【００２５】本発明の好ましい実施態様においては、前
記第１の入力端間に供給される電力及び前記第２の入力
端間に供給される電力が前記出力端間に供給されるよう
前記第１乃至第６のトランジスタを制御し、或いは、前
記第１の入力端間に供給される電力に供給される電力が
前記出力端間及び前記第２の入力端間に供給されるよう
前記第１乃至第６のトランジスタを制御する制御回路を
さらに備える。

【００２６】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照しながら、
本発明の好ましい実施態様について詳細に説明する。

【００２７】図１は、本発明の好ましい実施態様にかか
る系統連系インバータ１０の回路図である。

【００２８】図１に示されるように、本実施態様にかか
る系統連系インバータ１０は、第１の直流電源１１及び
第２の直流電源１２からの直流電力を受け、これを交流
に変換して交流負荷１３及び系統１４に供給する回路で
あり、第１の直流電源１１の両端間に直列に接続された
第１のトランジスタＱ１１及び第２のトランジスタＱ１
２からなる第１のアーム２１と、０第２の直流電源１２
の両端間に直列に接続された第３のトランジスタＱ２１
及び第４のトランジスタＱ２２からなる第２のアーム２
２と、第５のトランジスタＱ３１及び第６のトランジス
タＱ３２からなる第３のアーム２３と、第１及び第２の
トランジスタＱ１１、Ｑ１２の節点Ａと第５及び第６の
トランジスタＱ３１、Ｑ３２の節点Ｃとの間に接続され
たエネルギー蓄積用の第１のリアクトルＬ１と、第３及
び第４のトランジスタＱ２１、Ｑ２２の節点Ｂと上記節
点Ｃとの間に接続されたエネルギー蓄積用の第２のリア
クトルＬ２と、第３のアーム２３の両端間に接続された
中間コンデンサＣＢと、中間コンデンサＣＢの両端間に
接続されたインバータ２４と、インバータ２４の出力と
系統１４との間に接続された平滑回路２５と、第１乃至
第３のアーム２１〜２３及びインバータ２４の動作を制
御する制御回路２６とを備えている。

【００２９】また、第１のアーム２１を構成する第１及
び第２のトランジスタＱ１１、Ｑ１２には、それぞれ並
列に接続されたダイオードＤ１及びＤ２が備えられてい
る。同様に、第２のアーム２２を構成する第３及び第４
のトランジスタＱ２１、Ｑ２２には、それぞれ並列に接
続されたダイオードＤ３及びＤ４が備えられている。さ
らに同様に、第３のアーム２３を構成する第５及び第６
のトランジスタＱ３１、Ｑ３２には、それぞれ並列に接
続されたダイオードＤ５及びＤ６が備えられている。

【００３０】このような構成において、第１のアーム２
１、第１のリアクトルＬ１及び第３のアームは、第１の
昇降圧コンバータを構成し、第２のアーム２２、第２の
リアクトルＬ２及び第３のアーム２３は、第２の昇降圧
コンバータを構成する。また、節点Ｂと節点Ｃとの間に
は、第２のリアクトルＬ２に流れるリアクトル電流ｉ２
を検出するリアクトル電流モニタＭ１が備えられてい
る。

【００３１】以下に詳述するが、第１の昇降圧コンバー
タが昇圧動作及び降圧動作のいずれを行う場合も、第１
のアーム２１及び第３のアーム２３はＰＷＭ駆動され
る。また、第２の昇降圧コンバータが昇圧動作を行う場
合には、第３のトランジスタＱ２１がオン状態、第４の
トランジスタＱ２２がオフ状態に保持される。一方、第
２の昇降圧コンバータが降圧動作を行う場合には、第５
のトランジスタＱ３１がオン状態、第６のトランジスタ
Ｑ３２がオフ状態に保持されつつ、第３のトランジスタ
Ｑ２１と第４のトランジスタＱ２２が交互にオン状態と
なる。中間コンデンサＣＢは、第１及び第２のリアクト
ルＬ１、Ｌ２とともにフィルタを構成する。その容量値
としては、第１及び第２の昇降圧コンバータが昇圧動作
を行う際に発生するリップル電流を吸収するのに十分な
値が求められ、具体的には、インダクタンスが５μＨ程
度のリアクトルＬ１を用いた場合には、数μＦ〜数十μ
Ｆ程度に設定すればよい。このため、中間コンデンサＣ
Ｂとしては、特に限定されるものではないが、フィルム
コンデンサを用いることが好ましい。フィルムコンデン
サは電解コンデンサと比べてその寿命が非常に長いた
め、本実施態様にかかる系統連系インバータ１０の信頼
性を損ねることはない。また、必要とする容量値が比較
的小さいため、系統連系インバータ１０の大型化が防止
される。

【００３２】インバータ２４は、いわゆるフルブリッジ
回路であり、直列に接続された第７のトランジスタＱ４
１及び第８のトランジスタＱ４２からなる第４のアーム
と、直列に接続された第９のトランジスタＱ５１及び第
１０のトランジスタＱ５２からなる第５のアームと、そ
れぞれ第７〜第１０のトランジスタＱ４１、Ｑ４２、Ｑ
５１、Ｑ５２に並列に接続されたダイオードＤ７〜Ｄ１
０とを備える。図１に示されるように、第７及び第８の
トランジスタＱ４１、Ｑ４２からなる第４のアーム及び
第９及び第１０のトランジスタＱ５１、Ｑ５２からなる
第５のアームは、いずれも中間コンデンサＣＢの両端
間、すなわち、第１及び第２の昇降圧コンバータの出力
端間に接続されており、第７及び第８のトランジスタＱ
４１、Ｑ４２の節点と第９及び第１０のトランジスタＱ
５１、Ｑ５２の節点との間に、平滑回路２５を介して交
流負荷１３及び系統１４が接続される。

【００３３】平滑回路２５は、ノイズ除去用のリアクト
ルＬ３及びコンデンサＣＯからなる。

【００３４】さらに、平滑回路２５と交流負荷１３及び
系統１４との間には、出力電流ｉｏを検出する出力電流
モニタＭ２が備えられている。

【００３５】制御回路２６は、第１及び第３のアーム２
１、２３からなる第１の昇降圧コンバータの動作を制御
するための第１の昇降圧コンバータ制御回路２７と、第
２のアームの動作を制御するための第２の昇降圧コンバ
ータ制御回路２８と、インバータ２４の動作を制御する
ためのインバータ制御回路２９とを備えている。

【００３６】図２は、第１の昇降圧コンバータ制御回路
２７の構成を概略的に示すブロック図である。

【００３７】図２に示されるように、昇降圧コンバータ
制御回路２７は、全波整流器３１と、ピーク電圧検出回
路３２と、減算器３３と、補償器３４と、加算器３５
と、正弦波生成器３６と、乗算器３７と、減算器３８
と、補償器３９と、加算器４０と、搬送波発生回路４１
と、ゲート回路４２と、昇降圧コンバータ駆動回路４３
とを備える。

【００３８】全波整流器３１は、出力電流モニタＭ２の
検出値ｍ２を受けてこれを整流する回路であり、その出
力はピーク電圧検出回路３２に供給される。全波整流器
３１としては、例えば、ダイオードによるフルブリッジ
回路を用いることができる。

【００３９】ピーク電圧検出回路３２は、全波整流器３
１からの出力を直流化し、その直流電圧にπ／２を乗じ
ることによって、全波整流器３１より供給される交流電
圧のピーク値を算出する。得られたピーク値は、減算器
３３に供給される。

【００４０】減算器３３は、出力電流の波高値の目標値
Ｉｐｅａｋからピーク電圧検出回路３２の出力値を減算
する回路であり、その出力は補償器３４に供給される。
出力電流の波高値の目標値Ｉｐｅａｋは、本実施態様に
かかる系統連系インバータ１０の運転状況に応じて外部
から与えられる。

【００４１】補償器３４は、制御性能の改善と安定化を
図るための回路であり、例えば、増幅器を用いることが
できる。

【００４２】加算器３５は、補償器３４の出力値と第１
の直流電源１１の最大電力時の電圧Ｅ１_Ｎとを加算する
回路であり、その出力である制御信号Ｓ３はゲート回路
４２に供給される。かかる制御信号Ｓ３は、第１の直流
電源１１の最大電力時の電圧Ｅ１_Ｎを、現在の出力電流
の検出値ｍ及び出力電流の波高値の目標値Ｉｐｅａｋに
基づいて補正した直流信号である。

【００４３】正弦波生成器３６は、正弦波ｓｉｎを生成
する回路であり、その周波数としては系統１４の周波数
と実質的に一致させられる。

【００４４】乗算器３７は、正弦波生成器３６の出力で
ある正弦波ｓｉｎと出力電流の波高値の目標値Ｉｐｅａ
ｋとを乗じる回路であり、その出力である出力電流の目
標値ｍ’は減算器３８に供給される。

【００４５】減算器３８は、乗算器３７の出力である出
力電流の目標値ｍ’から出力電流モニタＭ２の検出値ｍ
２を減算する回路であり、その出力は補償器３９に供給
される。

【００４６】補償器３９は、制御性能の改善と安定化を
図るための回路であり、例えば、増幅器を用いることが
できる。

【００４７】加算器４０は、補償器３９の出力値と出力
電圧Ｖｏの検出値とを加算する回路であり、その出力で
ある制御信号Ｓ１はゲート回路４２に供給される。かか
る制御信号Ｓ１は、系統１４の電圧波形を、現在の出力
電流の検出値ｍ２及び出力電流の波高値の目標値Ｉｐｅ
ａｋに基づいて補正した正弦波信号である。

【００４８】搬送波発生回路４１は、搬送波Ｓ２を発生
する回路であり、かかる搬送波Ｓ２はゲート回路４２に
供給される。搬送波Ｓ２の周波数は、系統１４の周波数
よりも十分に高く設定され、特に限定されるものではな
いが、約１６ＫＨｚ程度に設定することが好ましい。

【００４９】ゲート回路４２は、制御信号Ｓ１、制御信
号Ｓ３及び搬送波Ｓ２を受け、制御信号Ｓ１と搬送波Ｓ
２を比較することによって昇降圧コンバータ制御信号ｃ
１及びｃ２を生成するとともに、制御信号Ｓ３と搬送波
Ｓ２を比較することによって昇降圧コンバータ制御信号
ｃ５及びｃ６を生成する回路である。その詳細について
は後述する。

【００５０】昇降圧コンバータ駆動回路４３は、昇降圧
コンバータ制御信号ｃ１、ｃ２、ｃ５、ｃ６を増幅して
昇降圧コンバータ駆動信号Ｃ１、Ｃ２、Ｃ５、Ｃ６を生
成し、これらを第１のトランジスタＱ１１、第２のトラ
ンジスタＱ１２、第５のトランジスタＱ３１及び第６の
トランジスタＱ３２のゲートにそれぞれ供給することに
より第１の昇降圧コンバータを駆動する回路である。し
たがって、昇降圧コンバータ駆動回路４３には、それぞ
れ昇降圧コンバータ制御信号ｃ１、ｃ２、ｃ５、ｃ６を
受け昇降圧コンバータ駆動信号Ｃ１、Ｃ２、Ｃ５、Ｃ６
を出力する４つのバッファ回路が含まれている。

【００５１】図３は、第２の昇降圧コンバータ制御回路
２８の構成を概略的に示すブロック図である。

【００５２】図３に示されるように、第２の昇降圧コン
バータ制御回路２８は、搬送波Ｓ４を発生する搬送波発
生回路５１と、リアクトル電流ｉ２の目標値を生成する
リアクトル電流値生成回路５２と、リアクトル電流ｉ２
の目標値からリアクトル電流モニタＭ２の検出値ｍ２を
減算する減算器５３と、減算器５３の出力を受ける補償
器５４と、補償器５４の出力値と中間コンデンサＣＢの
電圧目標値とを加算する加算器５５と、昇降圧コンバー
タ制御信号ｃ３、ｃ４を生成するゲート回路５６と、昇
降圧コンバータ制御信号ｃ３、ｃ４を受けて昇降圧コン
バータ駆動信号Ｃ３、Ｃ４を生成する昇降圧コンバータ
駆動回路５７とを備える。

【００５３】搬送波発生回路５１により生成される搬送
波Ｓ４は、第１及び第２の昇降圧コンバータのスイッチ
ング周期と同じ周期をもった三角波である。したがっ
て、搬送波Ｓ２及びＳ４は、互いに同じ周期を有してい
る。

【００５４】リアクトル電流値生成回路５２は、第２の
直流電源１２の電力目標値及び中間コンデンサＣＢの電
圧目標値に基づいてリアクトル電流ｉ２の目標値を生成
する回路であり、第２の直流電源１２の電力目標値や中
間コンデンサＣＢの電圧目標値としては、本実施態様に
かかる系統連系インバータ１０の運転状況に応じて外部
から与えられる。

【００５５】補償器５４は、制御性能の改善と安定化を
図るための回路であり、例えば、増幅器を用いることが
できる。

【００５６】ゲート回路５６は、加算器５５の出力及び
第２の搬送波Ｓ４を受け、これらを比較することによっ
て昇降圧コンバータ制御信号ｃ３、ｃ４を生成する。

【００５７】昇降圧コンバータ駆動回路５７は、昇降圧
コンバータ制御信号ｃ３、ｃ４を増幅して昇降圧コンバ
ータ駆動信号Ｃ３、Ｃ４を生成し、これらを第３及び第
４のトランジスタＱ２１、Ｑ２２のゲートにそれぞれ供
給することにより第２のアームを駆動する回路である。
したがって、昇降圧コンバータ駆動回路５７には、それ
ぞれ昇降圧コンバータ制御信号ｃ３、ｃ４を受け昇降圧
コンバータ駆動信号Ｃ３、Ｃ４を出力する２つのバッフ
ァ回路が含まれている。

【００５８】図４は、インバータ制御回路２９の構成を
概略的に示すブロック図である。

【００５９】図４に示されるように、インバータ制御回
路２９は、出力電圧Ｖｏを受けてインバータ制御信号ｃ
７、ｃ８、ｃ９、ｃ１０を生成するインバータ制御信号
生成回路６１と、インバータ制御信号ｃ７、ｃ８、ｃ
９、ｃ１０を受けてインバータ駆動信号Ｃ７、Ｃ８、Ｃ
９、Ｃ１０を生成するインバータ駆動回路６２とを備え
る。

【００６０】インバータ制御信号生成回路６１は、出力
電圧Ｖｏの極性を検出し、これに基づいてインバータ制
御信号ｃ７〜ｃ１０を生成する。より具体的には、出力
電圧Ｖｏの極性が正である場合には、インバータ制御信
号ｃ７及びｃ１０をハイレベル、インバータ制御信号ｃ
８及びｃ９をローレベルとし、逆に、出力電圧Ｖｏの極
性が負である場合には、インバータ制御信号ｃ８及びｃ
９をハイレベル、インバータ制御信号ｃ７及びｃ１０を
ローレベルとする。

【００６１】インバータ駆動回路６２は、インバータ制
御信号ｃ７〜ｃ１０を増幅してインバータ駆動信号Ｃ７
〜Ｃ１０を生成し、これらを第７〜第１０のトランジス
タＱ４１、Ｑ４２、Ｑ５１、Ｑ５２のゲートにそれぞれ
供給することによりインバータ２４を駆動する回路であ
る。したがって、インバータ駆動回路６２には、それぞ
れインバータ制御信号ｃ７〜ｃ１０を受けインバータ駆
動信号Ｃ７〜Ｃ１０を出力する４つのバッファ回路が含
まれている。

【００６２】次に、本実施態様にかかる系統連系インバ
ータ１０の動作について説明する。

【００６３】上述した構成を有する系統連系インバータ
１０は、第１の昇降圧コンバータが主となり、第２の昇
降圧コンバータが従となる。すなわち、本実施態様にか
かる系統連系インバータ１０においては、交流負荷１３
が必要とする電力に応じ、第１の直流電源１１の利用効
率が最大となるように第１の昇降圧コンバータの動作が
制御される一方、交流負荷１３が必要とする電力が第１
の直流電源１１より供給される電力を上回っている場合
には、第２の直流電源１２から交流負荷１３へ電力供給
が行われるように第２の昇降圧コンバータの動作が制御
され、交流負荷１３が必要とする電力が第１の直流電源
１１より供給される電力を下回っている場合には、第１
の直流電源１１から第２の直流電源１２へ電力供給が行
われるように第２の昇降圧コンバータの動作が制御され
る。

【００６４】まず、第１の昇降圧コンバータ及びインバ
ータ２４の動作について説明する。

【００６５】第１の昇降圧コンバータは、第１の直流電
源１１からの入力電圧Ｅ１が系統１４の電圧Ｖｏの絶対
値よりも低い場合には昇圧動作を行い、第１の直流電源
１１からの入力電圧Ｅ１が系統１４の電圧Ｖｏの絶対値
よりも高い場合には降圧動作を行う。第１の昇降圧コン
バータに対する昇圧制御及び降圧制御は、第１のトラン
ジスタＱ１１のデューティｄ１１と第５のトランジスタ
Ｑ３１のデューティｄ３１の比を制御することによって
行われる。次式は、これを説明するための式である。

【００６６】Ｅ３＝（Ｅｐｖ×ｄ１１）／ｄ３１（１）式（１）において、Ｅ３は第１の昇降圧コンデンサの出
力電圧、すなわち、中間コンデンサＣＢの両端電圧であ
る。

【００６７】式（１）から明らかなように、第１の昇降
圧コンデンサの出力電圧Ｅ３は、第１のトランジスタＱ
１１のデューティｄ１１と第５のトランジスタＱ３１の
デューティｄ３１の比によって決まり、第１のトランジ
スタＱ１１のデューティｄ１１の方が第５のトランジス
タＱ３１のデューティｄ３１よりも大きい場合には昇圧
動作、逆に、第５のトランジスタＱ３１のデューティｄ
３１の方が第１のトランジスタＱ１１のデューティｄ１
１よりも大きい場合には降圧動作となる。

【００６８】次に、第１のトランジスタＱ１１のデュー
ティｄ１１及び第５のトランジスタＱ３１のデューティ
ｄ３１の決定方法について説明する。

【００６９】図５は、制御信号Ｓ１のレベルが制御信号
Ｓ３のレベルよりも高い状態におけるゲート回路４２の
動作を示すタイミング図であり、第１の直流電源１１か
らの入力電圧Ｅ１が系統１４の電圧Ｖｏの絶対値よりも
低い場合にこのような状態となる。尚、図５は、非常に
短い期間を拡大して示していることから、実質的に正弦
波である制御信号Ｓ１のレベルは直線的に示されてい
る。

【００７０】図５に示されるように、ゲート回路４２
は、制御信号Ｓ１と搬送波Ｓ２を比較し、制御信号Ｓ１
が搬送波Ｓ２よりも高い期間においては昇降圧コンバー
タ制御信号ｃ１をハイレベルとし、逆に、制御信号Ｓ１
が搬送波Ｓ２よりも低い期間においては昇降圧コンバー
タ制御信号ｃ２をハイレベルとする。さらに、ゲート回
路４２は、制御信号Ｓ３と搬送波Ｓ２を比較し、制御信
号Ｓ３が搬送波Ｓ２よりも高い期間においては昇降圧コ
ンバータ制御信号ｃ５をハイレベルとし、逆に、制御信
号Ｓ３が搬送波Ｓ２よりも低い期間においては昇降圧コ
ンバータ制御信号ｃ６をハイレベルとする。

【００７１】これにより、昇降圧コンバータ制御信号ｃ
１とｃ２は互いに逆相信号となり、昇降圧コンバータ制
御信号ｃ５とｃ６は互いに逆相信号となるので、第１及
び第２のトランジスタＱ１１、Ｑ１２からなるアーム
と、第５及び第６のトランジスタＱ３１、Ｑ３２からな
るアームは、いずれも同時にＰＷＭ駆動されることにな
る。但し、第１のトランジスタＱ１１と第２のトランジ
スタＱ１２が同時にオンしたり、第５のトランジスタＱ
３１と第６のトランジスタＱ３２が同時にオンすること
がないよう、昇降圧コンバータ制御信号ｃ１とｃ２の間
及び昇降圧コンバータ制御信号ｃ５とｃ６の間にはデッ
ドタイムが挿入される。

【００７２】このような動作が行われることから、制御
信号Ｓ１のレベルが制御信号Ｓ３のレベルよりも高い状
態においては、第１のトランジスタＱ１１のデューティ
ｄ１１の方が第５のトランジスタＱ３１のデューティｄ
３１よりも必然的に大きくなり、第１の昇降圧コンバー
タは昇圧動作を行う。第１の昇降圧コンバータが昇圧動
作を行う場合、図５に示されるように、第１のトランジ
スタＱ１１、第２のトランジスタＱ１２、第５のトラン
ジスタＱ３１及び第６のトランジスタＱ３２の導通状態
としては、第１のトランジスタＱ１１と第５のトランジ
スタＱ３１がオンしている状態（状態１）、第１のトラ
ンジスタＱ１１と第６のトランジスタＱ３２がオンして
いる状態（状態３）及び第２のトランジスタＱ１２と第
６のトランジスタＱ３２がオンしている状態（状態４）
を繰り返すことになる。第１の昇降圧コンバータが昇圧
動作を行う場合には、第２のトランジスタＱ１２と第５
のトランジスタＱ３１がオンしている状態（状態２）は
存在しない。

【００７３】図６は、制御信号Ｓ１のレベルが制御信号
Ｓ３のレベルよりも低い状態におけるゲート回路４２の
動作を示すタイミング図であり、第１の直流電源１１か
らの入力電圧Ｅ１が系統１４の電圧Ｖｏの絶対値よりも
高い場合にこのような状態となる。尚、図６は、非常に
短い期間を拡大して示していることから、実質的に正弦
波である制御信号Ｓ１のレベルは直線的に示されてい
る。

【００７４】図６に示されるように、制御信号Ｓ１のレ
ベルが制御信号Ｓ３のレベルよりも低い状態において
は、第３トランジスタＱ３１のデューティｄ３１の方が
第１のトランジスタＱ１１のデューティｄ１１よりも必
然的に大きくなり、第１の昇降圧コンバータは降圧動作
を行う。第１の昇降圧コンバータが降圧動作を行う場
合、図６に示されるように、第１のトランジスタＱ１
１、第２のトランジスタＱ１２、第５のトランジスタＱ
３１及び第６のトランジスタＱ３２の導通状態として
は、第１のトランジスタＱ１１と第５のトランジスタＱ
３１がオンしている状態（状態１）、第２のトランジス
タＱ１２と第５のトランジスタＱ３１がオンしている状
態（状態２）及び第２のトランジスタＱ１２と第６のト
ランジスタＱ３２がオンしている状態（状態４）を繰り
返すことになる。第１の昇降圧コンバータが降圧動作を
行う場合には、第１のトランジスタＱ１１と第６のトラ
ンジスタＱ３２がオンしている状態（状態３）は存在し
ない。

【００７５】以上説明した動作により、第１の昇降圧コ
ンバータの出力端間の電圧波形は脈流波形となって系統
１４の電圧の絶対値と実質的に一致し、これがインバー
タ２４によって正弦波に変換された後、系統１４に供給
される。

【００７６】以上のような動作においては、第１の昇降
圧コンバータを構成する第１のトランジスタＱ１１、第
２のトランジスタＱ１２、第５のトランジスタＱ３１及
び第６のトランジスタＱ３２のオン／オフは、制御信号
Ｓ１及びＳ３と搬送波Ｓ２とを比較することにより決定
されることから、第１の昇降圧コンバータによる降圧動
作と昇圧動作との切り替えが自動的に行われることにな
り、昇圧動作と降圧動作の切り替わりをスムーズに行う
ことができる。

【００７７】また、中間コンデンサＣＢは第１の昇降圧
コンバータが昇圧動作を行う際に発生するリップル電流
を吸収すればよいことから、その容量値としては数μＦ
〜数十μＦ程度でよく、小型なフィルムコンデンサを用
いることができる。これにより、系統連系インバータ１
０全体を小型化することが可能となる。また、上述の通
り、フィルムコンデンサは電解コンデンサと比べてその
寿命が非常に長いことから、本実施態様にかかる系統連
系インバータ１０の信頼性が大幅に高められる。

【００７８】次に、第２の昇降圧コンバータの動作につ
いて説明する。

【００７９】リアクトル電流値生成回路５２の出力であ
るリアクトル電流ｉ２の目標値は、上述の通り、第２の
直流電源１２の電力目標値及び中間コンデンサＣＢの電
圧目標値に基づいて生成されるため、これらが一定であ
る場合、補償器５４に対する入力値はリアクトル電流モ
ニタＭ１の検出値ｍ１が高いほど低くなり、リアクトル
電流モニタＭ１の検出値ｍ１が低いほど高くなる。

【００８０】補償器５４の出力には、加算器５５によっ
て中間コンデンサＣＢの電圧目標値が加算され、これに
より制御信号波Ｓ５が生成される。かかる制御信号波Ｓ
５は、図７に示されるようにゲート回路５６にて搬送波
Ｓ４と比較され、これに基づいて、昇降圧コンバータ制
御信号ｃ３、ｃ４が生成される。具体的には、制御信号
波Ｓ５が搬送波Ｓ４よりも高い期間においては昇降圧コ
ンバータ制御信号ｃ３をハイレベルとし、逆に、制御信
号波Ｓ５が搬送波Ｓ４よりも低い期間においては昇降圧
コンバータ制御信号ｃ４をハイレベルとする。これによ
り、昇降圧コンバータ制御信号ｃ３とｃ４は互いに逆相
信号となるので、第３及び第４のトランジスタＱ２１、
Ｑ２２はＰＷＭ駆動されることになる。但し、第３のト
ランジスタＱ２１と第４のトランジスタＱ２２が同時に
オンすることがないよう、昇降圧コンバータ制御信号ｃ
３とｃ４の間にはデッドタイムが挿入される。

【００８１】かかる動作により、第２のリアクトルＬ２
に流れるリアクトル電流ｉ２に基づいて、第３のトラン
ジスタＱ２１のデューティｄ２１が定められることにな
る。したがって、本実施態様においては、第１のトラン
ジスタＱ１１のデューティｄ１１及び第３のトランジス
タＱ２１のデューティｄ２１を制御することによって、
第２の直流電源１２から交流負荷１３へ電力供給を行
い、或いは、第１の直流電源１１から第２の直流電源１
２へ電力供給を行うことが可能となる。

【００８２】これにより、本実施態様によれば、例え
ば、第１の直流電源１１として太陽電池や燃料電池等の
発電装置を選択し、第２の直流電源１２としてバッテリ
ーを選択すれば、発電装置より供給される電力に比して
交流負荷１３に必要とされる電力が上回っている場合に
は、バッテリーを放電させて交流負荷１３への電力供給
を行い、逆に、発電装置より供給される電力に比して交
流負荷１３に必要とされる電力が下回っている場合に
は、バッテリーを充電させることができる。このため、
交流負荷１３が必要とする電力及び発電装置により発電
される電力の少なくとも一方が変動する場合であって
も、発電装置の利用効率を効果的に高めることができ
る。

【００８３】さらに、本実施態様によれば、系統１４か
らの電力供給及び系統１４への電力供給を削減すること
ができるので、第１及び第２の直流電源１１、１２の能
力並びに交流負荷１３の使用環境によっては、交流負荷
１３を系統１４から完全に切り離し、閉じた電力供給シ
ステムを構築することが可能となる。

【００８４】本発明は、以上の実施態様に限定されるこ
となく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内で種
々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内に包含
されるものであることはいうまでもない。

【００８５】例えば、上記実施態様においては、第３の
アーム２３に２つのアーム（第１及び第２のアーム２
１、２２）及び２つのリアクトル（第１及び第２のリア
クトルＬ１、Ｌ２）を接続することによって２つの電源
を利用可能に構成しているが、第３のアーム２３に３以
上のアーム及び３以上のリアクトルを接続することによ
って３以上の電源を利用可能に構成しても構わない。

【００８６】また、本発明において第１及び第２の直流
電源１１、１２として適用可能な電源の組み合わせとし
ては、太陽電池または燃料電池とバッテリーに限定され
ず、他の組み合わせからなる電源についても適用可能で
ある。例えば、第１及び第２の直流電源１１、１２とし
て、太陽電池と燃料電池といった異なる種類の発電装置
を選択してもよく、また、太陽電池同士といった同じ種
類の発電装置を選択してもよい。この場合、発電特性や
発電性能、発電条件等の違いに基づく電源の利用効率の
低下を最小限に抑えることが可能となる。

【００８７】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
複数の直流電源を並列に使用する場合に好適な昇降圧コ
ンバータ及びこれを用いた系統連系インバータを提供す
ることが可能となる。また、本発明によれば、中間段コ
ンデンサに要求される容量値が小さいことから、中間段
コンデンサとして電解コンデンサを用いる必要がなくな
り、装置全体のサイズを小型化することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の好ましい実施態様にかかる系統連系イ
ンバータ１０の回路図である。

【図２】第１の昇降圧コンバータ制御回路２７の構成を
概略的に示すブロック図である。

【図３】第２の昇降圧コンバータ制御回路２８の構成を
概略的に示すブロック図である。

【図４】インバータ制御回路２９の構成を概略的に示す
ブロック図である。

【図５】制御信号Ｓ１のレベルが制御信号Ｓ３のレベル
よりも高い状態におけるゲート回路４２の動作を示すタ
イミング図である。

【図６】制御信号Ｓ１のレベルが制御信号Ｓ３のレベル
よりも低い状態におけるゲート回路４２の動作を示すタ
イミング図である。

【図７】ゲート回路５６の動作を示すタイミング図であ
る。

【図８】従来の系統連系インバータの回路図である。

【符号の説明】

１０系統連系インバータ１１第１の直流電源１２第２の直流電源１３交流負荷１４系統電源２１第１のアーム２２第２のアーム２３第３のアーム２４インバータ２５平滑回路２６制御回路２７第１の昇降圧コンバータ制御回路２８第２の昇降圧コンバータ制御回路２９インバータ制御回路３１全波整流器３２ピーク電圧検出回路３３減算器３４補償器３５加算器３６正弦波生成器３７乗算器３８減算器３９補償器４０加算器４１搬送波発生回路４２ゲート回路４３昇降圧コンバータ駆動回路５１搬送波発生回路５２リアクトル電流値生成回路５３減算回路５４補償器５５加算回路５６ゲート回路５７昇降圧コンバータ駆動回路５８昇降圧コンバータ制御信号生成回路６１インバータ制御信号生成回路６２インバータ駆動回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続きＦターム(参考） 5G066 HA30 HB05 5H007 AA00 AA06 BB07 CA01 CB05 CC01 CC12 DA04 DA05 DA06 DC02 DC05 EA03

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】第１及び第２の直流電源からの電力を交
流負荷及び系統の少なくとも一方に供給する系統連系イ
ンバータであって、前記第１の直流電源から供給される
第１の直流電圧及び前記第２の直流電源から供給される
第２の直流電圧を脈流に変換するコンバータと、前記コ
ンバータから供給される前記脈流を交流に変換するイン
バータとを備え、前記コンバータが、前記第１の直流電
源に直列に接続される第１及び第２のトランジスタと、
前記第２の直流電源に直列に接続される第３及び第４の
トランジスタと、前記インバータの入力端間に直列に接
続された第５及び第６のトランジスタと、前記第１及び
第２のトランジスタの節点と前記第５及び第６のトラン
ジスタの節点との間に接続された第１のリアクトルと、
前記第３及び第４のトランジスタの節点と前記第５及び
第６のトランジスタの節点との間に接続された第２のリ
アクトルとを有していることを特徴とする系統連系イン
バータ。
【請求項２】前記コンバータの動作を制御する制御回
路をさらに備え、前記制御回路は、前記交流負荷及び前
記系統の少なくとも一方に供給すべき電力が前記第１の
直流電源より供給される電力を上回っていることに応答
して、前記第１の直流電源より供給される電力及び前記
第２の直流電源より供給される電力の両方が前記交流負
荷及び前記系統の少なくとも一方に供給されるよう前記
コンバータを制御することを特徴とする請求項１に記載
の系統連系インバータ。
【請求項３】前記制御回路は、前記交流負荷及び前記
系統の少なくとも一方に供給すべき電力が前記第１の直
流電源より供給される電力を下回っていることに応答し
て、前記第１の直流電源より供給される電力が前記第２
の直流電源に供給されるよう前記コンバータを制御する
ことを特徴とする請求項２に記載の系統連系インバー
タ。
【請求項４】前記制御回路は、前記第１及び第２のト
ランジスタからなるアームをＰＷＭ駆動しながら、前記
第５及び第６のトランジスタからなるアームをＰＷＭ駆
動することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項
に記載の系統連系インバータ。
【請求項５】前記制御回路は、前記第１の直流電圧が
交流負荷及び系統の前記少なくとも一方の電圧の絶対値
よりも低い場合には、前記第１のトランジスタのデュー
ティが前記第５のトランジスタのデューティよりも大き
くなるように前記コンバータを制御することを特徴とす
る請求項４に記載の系統連系インバータ。
【請求項６】前記制御回路は、前記第１の直流電圧が
交流負荷及び系統の前記少なくとも一方の電圧の絶対値
よりも高い場合には、前記第１のトランジスタのデュー
ティが前記第５のトランジスタのデューティよりも小さ
くなるように前記コンバータを制御することを特徴とす
る請求項４または５に記載の系統連系インバータ。
【請求項７】前記第１の直流電源が発電装置であるこ
とを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の
系統連系インバータ。
【請求項８】前記第１の直流電源が太陽電池または燃
料電池であることを特徴とする請求項７に記載の系統連
系インバータ。
【請求項９】前記第２の直流電源がバッテリーである
ことを特徴とする請求項１乃至８のいずれか１項に記載
の系統連系インバータ。
【請求項１０】第１の入力端間に供給される直流電圧
及び第２の入力端間に供給される直流電圧を脈流に変換
する昇降圧コンバータであって、前記第１の入力端間に
直列に接続された第１及び第２のトランジスタと、前記
第２の入力端間に直列に接続された第３及び第４のトラ
ンジスタと、出力端間に直列に接続された第５及び第６
のトランジスタと、前記第１及び第２のトランジスタの
節点と前記第５及び第６のトランジスタの節点との間に
接続された第１のリアクトルと、前記第３及び第４のト
ランジスタの節点と前記第５及び第６のトランジスタの
節点との間に接続された第２のリアクトルとを有してい
ることを特徴とする昇降圧コンバータ。
【請求項１１】前記第１の入力端間に供給される電力
及び前記第２の入力端間に供給される電力が前記出力端
間に供給されるよう前記第１乃至第６のトランジスタを
制御し、或いは、前記第１の入力端間に供給される電力
に供給される電力が前記出力端間及び前記第２の入力端
間に供給されるよう前記第１乃至第６のトランジスタを
制御する制御回路をさらに備えることを特徴とする請求
項１０に記載の昇降圧コンバータ。