CN107666240B - Dc/dc转换器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种能对充放电电容器的电压进行控制而无需根据低压侧与高压侧之间的电力传输方向来切换控制值的变化方向的DC/DC转换器。DC/DC转换器的控制装置(109)执行使半导体电路的导通占空比差发生变化的Δduty控制、以及使半导体电路的导通期间的相位差发生变化的相位偏移控制，由此对充放电电容器的电压(V0)进行控制。

Description

DC/DC转换器
技术领域
本发明涉及DC/DC转换器。
背景技术
关于如上所述的DC/DC转换器，已知有下述专利文献1所记载的DC/DC转换器。在专利文献1的技术中，通过对开关元件的开闭动作进行控制，从而对电抗器的能量的积累量和释放量进行控制，将电压从低压侧升压至高压侧来传输电力，或者将电压从高压侧降压至低压侧来传输电力。DC/DC转换器存在电抗器大型化且重量增加这样的问题。为了使电抗器小型化并减轻重量，可以考虑降低施加于电抗器的电压并降低电抗器所需要的电感值。在专利文献1的技术中，包括串联连接的第1至第4开关元件，并包括连接于第1及第2开关元件的中间连接点与第3及第4开关元件的中间连接点之间的充放电电容器。而且，构成为使第1开关元件的通电率与第2开关元件的通电率朝着互相相反的方向变化，从而将充放电电容器的电压控制为目标电压。通过将充放电电容器的电压控制为目标电压，从而力图降低施加于电抗器的电压，使电抗器实现小型化并减轻重量。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利第5457559号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
然而，在专利文献1的技术中，需要根据低压侧与高压侧之间的电力传输方向来对通电率的变化方向进行切换。具体而言，在从低压侧升压至高压侧来进行电力传输的情况下，为了使充放电电容器的电压增加，需要使第1及第3开关元件的通电率比第2及第4开关元件的通电率更为增加，以使充放电电容器的充电时间比放电时间更为增加，相反，为了使充放电电容器的电压减少，需要使第1及第3开关元件的通电率比第2及第4开关元件的通电率更为减少，以使充放电电容器的放电时间比充电时间更为增加。
另一方面，在从高压侧降压至低压侧来进行电力传输的情况下，为了使充放电电容器的电压增加，需要使第1及第3开关元件的通电率比第2及第4开关元件的通电率更为减少，相反，为了使充放电电容器的电压减少，需要使第1及第3开关元件的通电率比第2及第4开关元件的通电率更为增加。
在专利文献1的技术中，构成为利用流向电抗器的电流的方向来对低压侧与高压侧之间的电力传输方向进行判定。但是，若用于检测电抗器电流的电流传感器存在误差，则在低电力时无法正确地检测出流向电抗器的电流的方向。由此，在专利文献1的技术中，在低电力时，难以瞬间高精度地对电力传输方向进行判定。
因此，在专利文献1的技术中，存在以下可能性：在低电力时，错误地判定电力传输方向，从而使各开关元件的通电率朝着错误的方向增加或减少，导致充放电电容器的电压脱离目标电压。由此，存在向第1至第4开关元件施加过电压的可能性，因此，存在以下问题：必须将高耐压的元件用于第1至第4开关元件，其结果是成本增加，并且DC/DC转换器的体积增大。
因此，需要一种能对充放电电容器的电压进行控制而无需根据低压侧与高压侧之间的电力传输方向来切换控制值的变化方向的DC/DC转换器。
解决技术问题所采用的技术方案
本发明所涉及的DC/DC转换器包括：低压侧电容器，该低压侧电容器对低压侧电压进行保持；高压侧电容器，该高压侧电容器的负极侧端子与所述低压侧电容器的负极侧端子相连接，对高压侧电压进行保持；第1半导体电路，该第1半导体电路的一端与所述低压侧电容器的负极侧端子相连接；第2半导体电路，该第2半导体电路的一端与所述第1半导体电路的另一端相连接，该第2半导体电路的另一端经由电抗器而与所述低压侧电容器的正极侧端子相连接；第3半导体电路，该第3半导体电路的一端与所述第2半导体电路的另一端相连接；第4半导体电路，该第4半导体电路的一端与所述第3半导体电路的另一端相连接，该第4半导体电路的另一端与所述高压侧电容器的正极侧端子相连接；充放电电容器，该充放电电容器的一端与所述第1半导体电路和所述第2半导体电路之间的中间连接点相连接，该充放电电容器的另一端与所述第3半导体电路和所述第4半导体电路之间的中间连接点相连接；以及控制装置，该控制装置分别对各个所述半导体电路进行控制，
所述DC/DC转换器能执行以下一方或双方的动作：
升压动作，该升压动作中，使所述第1及第2半导体电路均具有开关元件的功能，使所述第3及第4半导体电路均具有二极管元件的功能，利用所述第1及第2半导体电路所具有的开关元件的通断开关功能，来将所输入的所述低压侧电容器的电压转换为升压后的电压并输出至所述高压侧电容器；以及
降压动作，该降压动作中，使所述第3及第4半导体电路均具有开关元件的功能，使所述第1及第2半导体电路均具有二极管元件的功能，利用所述第3及第4半导体电路所具有的开关元件的通断开关功能，来将所输入的所述高压侧电容器的电压转换为降压后的电压并输出至所述低压侧电容器，
在所述DC/DC转换器中，
所述控制装置对具有所述通断开关功能的所述第1及第2半导体电路、以及具有所述通断开关功能的所述第3及第4半导体电路的一方或双方的所述半导体电路各自的导通占空比和导通期间的相位进行控制，
通过执行Δduty控制和相位偏移控制，来对所述充放电电容器的电压进行控制，所述Δduty控制执行使第1半导体电路的导通占空比与第2半导体电路的导通占空比之间的导通占空比差发生变化的第1导通占空比差变化、以及使第3半导体电路的导通占空比与第4半导体电路的导通占空比之间的导通占空比差发生变化的第2导通占空比差变化的一方或双方，所述相位偏移控制执行使第1半导体电路的导通期间的相位与第2半导体电路的导通期间的相位之间的相位差发生变化的第1相位差变化、以及使第3半导体电路的导通期间的相位与第4半导体电路的导通期间的相位之间的相位差发生变化的第2相位差变化的一方或双方。
发明效果
根据本发明所涉及的DC/DC转换器，通过执行使各半导体电路的导通期间的相位差发生变化的相位偏移控制，来对充放电电容器的电压进行控制。在相位偏移控制中，能对充放电电容器的电压进行控制而无需根据低压侧与高压侧之间的电力传输方向来对相位差的变化方向进行切换。由此，即使在电力传输量较低的低电力时，也能高精度地对充放电电容器的电压进行控制。另外，通过执行使各半导体电路的导通占空比差发生变化的Δduty控制，来对充放电电容器的电压进行控制。由此，能将相位偏移控制与Δduty控制进行适当组合，以提高充放电电容器的电压的控制性。因此，能力图降低开关元件的耐压性能，降低装置的成本并实现小型化。
附图说明
图1是本发明的实施方式1所涉及的DC/DC转换器的结构图。
图2是表示本发明的实施方式1所涉及的控制装置的结构的电路图。
图3是表示本发明的实施方式1所涉及的DC/DC转换器的动作模式1的说明图。
图4是表示本发明的实施方式1所涉及的DC/DC转换器的动作模式2的说明图。
图5是表示本发明的实施方式1所涉及的DC/DC转换器的动作模式3的说明图。
图6是表示本发明的实施方式1所涉及的DC/DC转换器的动作模式4的说明图。
图7是本发明的实施方式1所涉及的升压比小于2倍的情况下的DC/DC转换器的动作说明图。
图8是本发明的实施方式1所涉及的升压比大于等于2倍的情况下的DC/DC转换器的动作说明图。
图9是本发明的实施方式1所涉及的降压比小于2倍的情况下的DC/DC转换器的动作说明图。
图10是本发明的实施方式1所涉及的降压比大于等于2倍的情况下的DC/DC转换器的动作说明图。
图11是表示本发明的实施方式1所涉及的电流限制部的处理的关系图。
图12是对本发明的实施方式1所涉及的第2运算部和第3运算部的执行区域、限制器的限制值进行说明的说明图。
图13是表示本发明的实施方式2所涉及的控制装置的结构的电路图。
图14是对本发明的实施方式2所涉及的第2运算部和第3运算部的执行区域、限制器的限制值进行说明的说明图。
图15是表示本发明实施方式3所涉及的控制装置的结构的电路图。
图16是对本发明的实施方式3所涉及的电抗器电流所对应的分配率的设定进行说明的图。
图17是对本发明的实施方式3所涉及的电抗器电流所对应的分配率的设定进行说明的图。
图18是对本发明的实施方式3所涉及的电抗器电流所对应的分配率的设定进行说明的图。
图19是对本发明的实施方式4所涉及的分配运算器的处理进行说明的流程图。
具体实施方式
实施方式1.
参照附图对实施方式1所涉及的DC/DC转换器1进行说明。图1是表示DC/DC转换器1的结构的结构图，图2是表示图1的控制装置109的结构的电路图(框图)，图3～图6是表示图1的DC/DC转换器1的动作模式的说明图。图7～图10是图1的DC/DC转换器1的动作说明图。图11是图2的控制装置109的电流限制部25a的动作说明图。图12是图2的控制装置109的动作范围和限制器的操作的说明图。
1.DC/DC转换器1的简要结构
如图1所示，DC/DC转换器1包括4个端子1a、1b、1c、1d，用作为端子组。DC/DC转换器1将作为输入至输入侧正极端子1a(VL)与输入侧负极端子1b(Vcom)之间的直流的低压侧电压的输入电压V1升压至输入电压V1以上的电压，将作为升压后的高压侧电压的输出电压V2输出至输出侧正极端子1c(VH)与输出侧负极端子1d之间。在本实施方式中，在输入侧正极端子1a与输入侧负极端子1b之间连接有电池2，在输出侧正极端子1c与输出侧负极端子1d之间连接有电动机3。利用电线将输入侧负极端子1b与输出侧负极端子1d互相连接。
DC/DC转换器1包括作为低压侧电容器的输入侧的滤波电容器11、电抗器12、作为半导体电路的串联电路的直流电压转换部101、第1电压传感器103、第2电压传感器104、作为电抗器电流检测部的电流传感器105、作为高压侧电容器的输出侧的滤波电容器108、以及控制装置109。
输入侧的滤波电容器11的一个端子与输入侧正极端子1a相连接，其另一个端子与输入侧负极端子1b相连接，对输入电压V1进行滤波并进行保持。输出侧的滤波电容器108的一个端子与输出侧正极端子1c相连接，其另一个端子与输出侧负极端子1d相连接，对输出电压V2进行滤波并进行保持。电抗器12的一端与输入侧的滤波电容器11的正极侧端子和输入侧正极端子1a相连接，另一端与直流电压转换部101相连接，用于能量积累。
直流电压转换部101具有串联连接的第1～第4半导体电路和充放电电容器101a。直流电压转换部101能执行将输入电压V1升压至输出电压V2的升压动作、以及将输出电压V2降压至输入电压V1的降压动作。在本实施方式中，作为第1半导体电路，包括第1开关元件S1、以及与第1开关元件S1反向并联连接的第1二极管D1，作为第2半导体电路，包括第2开关元件S2、以及与第2开关元件S2反向并联连接的第2二极管D2，作为第3半导体电路，包括第3开关元件S3、以及与第3开关元件S3反向并联连接的第3二极管D3，作为第4半导体电路，包括第4开关元件S4、以及与第4开关元件S4反向并联连接的第4二极管D4。由此，第1～第4半导体电路全部具备开关功能，并且全部具备二极管元件的功能。例如将IGBT(InsulatedGate Bipolar Transistor：绝缘栅双极型晶体管)用于各开关元件S1～S4，在输入至各开关元件的栅极信号G1～G4为“高”时成为导通状态(闭路状态)，在“低”时成为截止状态(开路状态)。
第4开关元件S4、第3开关元件S3、第2开关元件S2及第1开关元件S1依次从正极侧串联连接至负极侧。第1开关元件S1的发射极端子与输入侧的滤波电容器11的负极端子及输入侧负极端子1b相连接。第4开关元件S4的集电极端子与输出侧的滤波电容器108的正极端子及输出侧正极端子1c相连接。第2开关元件S2的集电极端子与第3开关元件S3的发射极端子的连接点经由电抗器12而与输入侧的滤波电容器11的正极端子及输入侧正极端子1a相连接。另外，充放电电容器101a的一个端子与第1开关元件S1的集电极端子和第2开关元件S2的发射极端子之间的连接点相连接，其另一个端子与第3开关元件S3的集电极端子和第4开关元件S4的发射极端子之间的连接点相连接。
第1电压传感器103对输出侧的滤波电容器108的端子间电压(作为高压侧电压的输出电压V2)进行检测。第2电压传感器104对充放电电容器101a的电压(充放电电容器电压V0)进行检测。电流传感器105对流过电抗器12的电抗器电流IL进行检测。
2.控制装置109的结构
控制装置109生成通过PWM(Pulse Width Modulation：脉宽调制)控制来对4个开关元件S1～S4分别进行通/断控制(开闭动作)的栅极信号G1～G4，以对4个开关元件S1～S4各自的导通占空比和导通期间的相位进行控制。此外，导通占空比是导通期间相对于开关周期Tsw的比(＝导通期间/开关周期Tsw)。
控制装置109包括对各开关元件S1～S4进行通/断控制的处理电路。控制装置109的处理电路可以由比较器、运算放大器、差动放大电路等模拟电子电路构成，也可以由运算处理装置、存储装置等数字电子电路构成，还可以由数字电子电路和模拟电子电路两者构成。
控制装置109通过执行Δduty控制和相位偏移控制，来对充放电电容器的电压V0进行控制。Δduty控制是进行第1导通占空比差变化和第2导通占空比差变化的一方或双方(在本示例中为双方)的控制，所述第1导通占空比差变化使第1开关元件S1的导通占空比DT1与第2开关元件S2的导通占空比DT2之间的导通占空比差发生变化，所述第2导通占空比差变化使第3开关元件S3的导通占空比DT3与第4开关元件S4的导通占空比DT4之间的导通占空比差发生变化。相位偏移控制是进行第1相位差变化和第2相位差变化的一方或双方(在本示例中为双方)的控制，所述第1相位差变化使第1开关元件S1的导通期间的相位与第2开关元件S2的导通期间的相位之间的相位差发生变化，所述第2相位差变化使第3开关元件S3的导通期间的相位与第4开关元件S4的导通期间的相位之间的相位差发生变化。
在本实施方式中，控制装置109在Δduty控制中，使导通占空比差发生变化，使得充放电电容器电压V0的检测值接近充放电电容器电压目标值V0ref。控制装置109在相位偏移控制中，使相位差发生变化，使得充放电电容器电压V0的检测值接近充放电电容器电压目标值V0ref。
控制装置109通过执行基准duty控制来对输出电压V2进行控制。基准duty控制是进行第1导通占空比变化和第2导通占空比变化双方的控制，以使得输出电压V2的检测值接近输出电压目标值V2ref，所述第1导通占空比变化使第1开关元件S1的导通占空比DT1与第2开关元件S2的导通占空比DT2的平均值即基准导通占空比在相同导通占空比差及相同相位差的状态下发生变化，所述第2导通占空比变化使第3开关元件S3的导通占空比DT3与第4开关元件S4的导通占空比DT4的平均值即基准导通占空比在相同导通占空比差及相同相位差的状态下发生变化。
图2是表示本实施方式所涉及的控制装置109的详细结构的电路图(框图)。在本实施方式中，控制装置109为了执行基准duty控制、Δduty控制及相位偏移控制，包括第1运算部24、第2运算部25、第3运算部26及开闭控制部30。
＜第1运算部24＞
第1运算部24对使基准占空比发生变化的第1运算值Duty进行运算。在本实施方式中，第1运算部24基于作为高压侧电压的指令值的输出电压目标值V2ref、与作为高压侧电压的输出电压V2的检测值的之间的差电压V2err(以下称为输出差电压V2err)，来对第1运算值Duty进行计算。
在本实施方式中，第1运算部24包括：减法器21，该减法器21通过从输出电压目标值V2ref减去输出电压V2的检测值来计算输出差电压V2err；以及第1控制器24a，该第1控制器24a基于输出差电压V2err来对第1运算值Duty进行计算。
第1控制器24a对输出差电压V2err例如进行P控制、PI控制、PID控制等反馈控制，来对第1运算值Duty进行计算。第1控制器24a对0～1的范围的第1运算值Duty进行计算。由此，第1控制器24a使第1运算值Duty发生变化，使得输出电压V2的检测值接近输出电压目标值V2ref。
＜第2运算部25＞
第2运算部25基于作为充放电电容器的电压指令值的充放电电容器电压目标值V0ref与充放电电容器电压V0之间的差电压V0err(以下称为充放电电容器差电压V0err)，来对Δduty控制中使导通占空比差发生变化的第2运算值Δduty进行计算。
在本实施方式中，第2运算部25包括：减法器23，该减法器23通过从充放电电容器电压目标值V0ref减去充放电电容器电压V0来对充放电电容器差电压V0err进行计算；以及第2控制器25c，该第2控制器25c基于充放电电容器差电压V0err来对第2运算值Δduty进行计算。第2控制器25c对充放电电容器差电压V0err例如进行P控制、PI控制、PID控制等反馈控制，来对第2运算值Δduty进行计算。由此，第2控制器25c使第2运算值Δduty发生变化，使得充放电电容器电压V0接近充放电电容器电压目标值V0ref。此外，在第2运算值Δduty为0的基准导通占空比差下，导通占空比差为0。
第2运算部25包括基于输出电压V2的检测值来计算充放电电容器电压目标值V0ref的乘法器22。在本实施方式中，为了将电抗器12的纹波电流最小化，乘法器22构成为将输出电压V2的检测值的0.5倍的值设定为充放电电容器电压目标值V0ref。
在本实施方式中，第2运算部25构成为使第2运算值Δduty与由电流传感器105所检测出的电抗器电流IL相对应地发生变化。因此，第2运算部25包括电流限制部25a和差电压修正部25b。详细情况将在后文中进行描述，电流限制部25a将对电抗器电流IL进行限制处理后的值作为限制后的电抗器电流IL*来进行计算。然后，差电压修正部25b基于限制后的电抗器电流IL*，将对充放电电容器差电压V0err进行修正后的值作为电流修正后的差电压V0err*来进行输出。然后，第2控制器25c基于电流修正后的差电压V0err*，来对第2运算值Δduty进行计算。
＜第3运算部26＞
第3运算部26基于充放电电容器电压目标值V0ref与充放电电容器电压V0之间的充放电电容器差电压V0err，来对相位偏移控制中使相位差发生变化的第3运算值θ进行计算。
在本实施方式中，第3运算部26包括基于充放电电容器差电压V0err来计算第3运算值θ的第3控制器26a。第3控制器26a对充放电电容器差电压V0err例如进行P控制、PI控制、PID控制等反馈控制，来对第3运算值θ进行计算。由此，第3控制器26a使第3运算值θ发生变化，使得充放电电容器电压V0接近充放电电容器电压目标值V0ref。此外，在第3运算值θ为0的基准相位差下，相位差成为180度。
在本实施方式中，第3运算部26构成为将对第3运算值θ进行了以后述的开关周期Tsw的半周期来使正负符号交替反转的处理后的值作为最终的第3运算值±θ来进行计算。为此，第3运算部26包括：矩形波生成器26c，该矩形波生成器26c生成以开关周期Tsw在+1和-1之间进行振荡的矩形波；以及矩形波乘法器26b，该矩形波乘法器26b将±1的矩形波与第3运算值θ相乘来对最终的第3运算值±θ进行计算。矩形波生成器26c如图7等所示，生成与第1三角波和第2三角波同步振荡的矩形波。具体而言，矩形波生成器26c在第1三角波减少且第2三角波增加的半周期的期间内输出+1，在第1三角波增加且第2三角波减少的半周期的期间内输出-1。
如图7等所示，在第3运算值θ为正值而第3运算值成为+θ的期间内，由于第1三角波减少，因此，第1栅极信号G1向相位延迟侧偏移，在第3运算值成为-θ的期间内，第1三角波增加，因此，第1栅极信号G1向相位延迟侧偏移。由此，在第3运算值θ为正值的情况下，第1栅极信号G1向相位延迟侧偏移与第3运算值θ的大小成正比的时间。另一方面，在第3运算值θ为正值而第3运算值成为+θ的期间内，第2三角波增加，因此，第2栅极信号G2向相位提前侧偏移，在第3运算值成为-θ的期间内，第2三角波减少，因此，第2栅极信号G2向相位提前侧偏移。由此，在第3运算值θ为正值的情况下，第2栅极信号G2向相位提前侧偏移与第3运算值θ的大小成正比的时间。因此，第1开关元件S1的导通期间的相位与第3运算值θ成正比地向延迟方向偏移，并且，第2开关元件S2的导通期间的相位与第3运算值θ成正比地向提前方向偏移。同样，第4开关元件S4的导通期间的相位与第3运算值θ成正比地向延迟方向偏移，第3开关元件S3的导通期间的相位与第3运算值θ成正比地向提前方向偏移。此外，在第3运算值θ为负值的情况下，提前方向和延迟方向反转。
＜开闭控制部30＞
开闭控制部30基于第1运算值Duty、第2运算值Δduty、以及第3运算值±θ，来对开关元件S1～S4各自的导通占空比及导通期间的相位进行控制。
在本实施方式中，开闭控制部30构成为对第1运算值Duty加上第2运算值Δduty及第3运算值±θ而得的第1控制值SD1进行计算，并对第1运算值Duty减去第2运算值Δduty并加上第3运算值±θ而得的第2控制值SD2进行计算。第3运算值±θ的加法运算前的第1控制值SD1与第1开关元件S1的导通占空比以及第4开关元件S4的截止占空比成正比，第3运算值±θ的加法运算前的第2控制值SD2与第2开关元件S2的导通占空比、以及第3开关元件S3的截止占空比成正比。
开闭控制部30包括Duty修正模块28和相位偏移修正模块29。Duty修正模块28包括：加法器28a，该加法器28a将第2运算值Δduty与第1运算值Duty相加，以用于第1控制值SD1的计算；以及减法器28b，该减法器28b从第1运算值Duty减去第2运算值Δduty，以用于第2控制值SD2的计算。相位偏移修正模块29包括：加法器29a，该加法器29a将第3运算值±θ与加法器28a的输出相加，以对第1控制值SD1进行计算；以及加法器29b，该加法器29b将第3运算值±θ与减法器28b的输出相加，以对第2控制值SD2进行计算。
开闭控制部30对以开关周期Tsw在最小值(本示例中为0)与最大值(本示例中为1)之间进行振荡的第1三角波、以及相位相比第1三角波反转了180度的第2三角波进行计算。第1三角波与第2三角波之间的相位反转180度，因此，能使电抗器12的纹波电流最小化。另外，能以对第3运算值θ乘以以±1进行振荡的矩形波的简单的处理来使各开关元件的导通期间的相位向相反方向偏移。
然后，开闭控制部30基于第1控制值SD1与第1三角波的比较结果，来对第1开关元件S1和第4开关元件S4的一方或双方(在本示例中为双方)的开闭动作进行控制，并基于第2控制值SD2与第2三角波的比较结果，来对第2开关元件S2和第3开关元件S3的一方或双方(在本示例中为双方)的开闭动作进行控制。
为此，开闭控制部30包括生成第1三角波的第1三角波生成器30e、以及生成第2三角波的第2三角波生成器30f。开闭控制部30包括：第1比较器30a，该第1比较器30a对第1控制值SD1与第1三角波进行比较，以生成第1栅极信号G1；以及第2比较器30c，该第2比较器30c对第2控制值SD2与第2三角波进行比较，以生成第2栅极信号G2。第1比较器30a在第1三角波大于第1控制值SD1的情况下，将第1栅极信号G1设为“低”，在第1三角波小于第1控制值SD1的情况下，将第1栅极信号G1设为“高”。同样，第2比较器30c在第2三角波大于第2控制值SD2的情况下，将第2栅极信号G2设为“低”，在第2三角波小于第2控制值SD2的情况下，将第2栅极信号G2设为“高”。
开闭控制部30包括：第1反转电路30b，该第1反转电路30b生成将第1栅极信号G1的“高”和“低”进行了反转的第4栅极信号G4；以及第2反转电路30d，该第2反转电路30d生成将第2栅极信号G2的“高”和“低”进行了反转的第3栅极信号G3。此外，第1栅极信号G1使第1开关元件S1进行开闭动作，第2栅极信号G2使第2开关元件S2进行开闭动作，第3栅极信号G3使第3开关元件S3进行开闭动作，第4栅极信号G4使第4开关元件S4进行开闭动作。
＜限制器27＞
控制装置109包括限制器27，该限制器27利用最小值(在本示例中为0)来对第1控制值SD1进行下限限制，并利用最大值(在本示例中为1)来对第1控制值SD1进行上限限制，并且利用最小值来对第2控制值SD2进行下限限制，并利用最大值来对第2控制值SD2进行上限限制。在本实施方式中，限制器27的详细情况将在后文中进行描述，该限制器27构成为对第3控制器26a所计算出的第3运算值θ加以限制。这里，限制器27进行限制前的第3运算值用θ*来表示，限制后的第3运算值用θ来表示。
＜DC/DC转换器1的动作说明＞
接着，对DC/DC转换器1在稳定状态下的动作进行说明。此外，所谓稳定状态是指对开关元件S1～S4进行通/断控制而能够获得稳定的输出电压V2时的状态。另外，作为DC/DC转换器1的动作状态，存在将电压进行升压并从电池2向电动机3提供电力从而对电动机3进行驱动的状态(动力运行动作、升压动作)、以及将电动机3所发出的电力进行降压并提供给电池2的状态(再生动作、降压动作)这两种状态。
如图3～图6所示，第1～第4开关元件S1～S4的开闭模式即动作模式有模式1～模式4这四种。在模式1中，如图3所示，第1开关元件S1和第3开关元件S3导通，第2开关元件S2和第4开关元件S4截止。升压动作(动力运行动作)时，如图3中用虚线来表示电流路径那样，电流流过第1开关元件S1和第3二极管D3，成为将能量积累于充放电电容器101a的状态。降压动作(再生动作)时，如图3中用单点划线来表示电流路径那样，电流流过第1二极管D1和第3开关元件S3，成为将充放电电容器101a的能量释放的状态。
在模式2中，如图4所示，第1开关元件S1和第3开关元件S3截止，第2开关元件S2和第4开关元件S4导通。升压动作(动力运行动作)时，如图4中用虚线来表示电流路径那样，电流流过第2开关元件S2和第4二极管D4，成为释放充放电电容器101a的能量的状态。降压动作(再生动作)时，如图4中用单点划线来表示电流路径那样，电流流过第2二极管D2和第4开关元件S4，成为将能量积累于充放电电容器101a的状态。
在模式3中，如图5所示，第1开关元件S1和第2开关元件S2截止，第3开关元件S3和第4开关元件S4导通。升压动作(动力运行动作)时，如图5中用虚线来表示电流路径那样，电流流过第3二极管D3和第4二极管D4，成为释放电抗器12的能量的状态。降压动作(再生动作)时，如图5中用单点划线来表示电流路径那样，电流流过第3开关元件S3和第4开关元件S4，成为对电抗器12的能量进行积累的状态。
在模式4中，如图6所示，第1开关元件S1和第2开关元件S2导通，第3开关元件S3和第4开关元件S4截止。升压动作(动力运行动作)时，如图6中用虚线来表示电流路径那样，电流流过第1开关元件S1和第2开关元件S2，成为将能量积累于电抗器12的状态。降压动作(再生动作)时，如图6中用单点划线来表示电流路径那样，电流流过第1二极管D1和第2二极管D2，成为释放电抗器12的能量的状态。
对这些动作模式的时间比率进行适当调整，从而能将输入至输入侧正极端子1a与输入侧负极端子1b之间的输入电压V1升压至输出电压V2，并输出至输出侧正极端子1c与输出侧负极端子1d之间，并且，能将输入至输出侧正极端子1c与输出侧负极端子1d之间的输出电压V2降压至输入电压V1，并输出至输入侧正极端子1a与输入侧负极端子1b之间。
在从模式1至模式4中，在升压动作时，由于电流流过导通的第1开关元件S1和第2开关元件S2，因此，第1及第2半导体电路发挥开关元件的功能，由于电流流过第3二极管D3和第4二极管D4，因此，第3及第4半导体电路发挥二极管元件的功能。降压动作时，由于电流流过第1二极管D1和第2二极管D2，因此，第1及第2半导体电路发挥二极管元件的功能，由于电流流过导通的第3开关元件S3和第4开关元件S4，因此，第3及第4半导体电路发挥开关元件的功能。
DC/DC转换器1在输出电压V2相对于输入电压V1的升压比N和降压比N小于2倍的情况下的稳定状态下的动作与在输出电压V2相对于输入电压V1的升压比N和降压比N大于等于2倍的情况下的稳定状态下的动作不同。这里，升压比N和降压比N＝输出电压V2/输入电压V1。
＜升压比小于2倍的情况＞
首先，对以升压比N(＝V2/V1)小于2倍来进行升压动作(动力运行动作)时的动作进行说明。图7示出了升压比N小于2倍的情况下的、第1三角波及第2三角波、第1控制值SD1及第2控制值SD2、各开关元件S1～S4的栅极信号G1～G4、动作模式、电抗器电流IL、充放电电容器101a的电流IC0(以下称为充放电电容器电流IC0)。
在图7所示的示例中，不利用限制器27来进行限制，而是进行控制，使得θ＝θ*，且充放电电容器电压V0在稳定状态下成为输出电压V2的0.5倍值，输入电压V1、输出电压V2、充放电电容器电压V0的大小关系如下所述。V2＞V1＞V0
在第1及第3开关元件S1、S3的栅极信号G1、G3为“高”而第2及第4开关元件S2、S4的栅极信号为“低”的状态(模式1(图3的虚线))下，能量通过以下路径从输入侧的滤波电容器11转移至电抗器12和充放电电容器101a。
输入侧的滤波电容器11→电抗器12→第3二极管D3→充放电电容器101a→第1开关元件S1
接着，在第1及第2开关元件S1、S2的栅极信号G1、G2为“低”而第3及第4开关元件S3、S4的栅极信号为“高”的状态(模式3(图5的虚线))下，积累于电抗器12的能量通过以下路径转移至输入侧的滤波电容器11及输出侧的滤波电容器108。
输入侧的滤波电容器11→电抗器12→第3二极管D3→第4二极管D4→输出侧的滤波电容器108
接着，在第1及第3开关元件S1、S3的栅极信号G1、G3为“低”而第2及第4开关元件S2、S4的栅极信号为“高”的状态(模式2(图4的虚线))下，积累于充放电电容器101a的能量通过以下路径转移至输入侧的滤波电容器11及输出侧的滤波电容器108，并将能量积累于电抗器12。
输入侧的滤波电容器11→电抗器12→第2开关元件S2→充放电电容器101a→第4二极管D4→输出侧的滤波电容器108
接着，在第1及第2开关元件S1、S2的栅极信号为“低”而第3及第4开关元件S3、S4的栅极信号为“高”的状态(模式3(图5的虚线))下，积累于电抗器12的能量通过以下路径转移至输入侧的滤波电容器11及输出侧的滤波电容器108。
输入侧的滤波电容器11→电抗器12→第3二极管D3→第4二极管D4→输出侧的滤波电容器108
通过重复该一系列的“模式1-模式3-模式2-模式3”的动作，来将输入至输入侧正极端子1a与输入侧负极端子1b之间的输入电压V1升压至1倍至小于2倍的任意的电压，作为输出电压V2而输出至输出侧正极端子1c与输出侧负极端子1d之间，并将电池2的能量提供给电动机3。
＜升压比大于等于2倍的情况＞
其次，对以升压比N(＝V2/V1)大于等于2倍来进行升压动作(动力运行动作)时的动作进行说明。图8示出了升压比N大于等于2倍的情况下的、第1三角波及第2三角波、第1控制值SD1及第2控制值SD2、各开关元件S1～S4的栅极信号G1～G4、动作模式、电抗器电流IL、充放电电容器电流IC0。
在稳定状态下，对充放电电容器电压V0进行控制，使其成为输出电压V2的0.5倍值，输入电压V1、输出电压V2、充放电电容器电压V0的大小关系如下所述。V2＞V0＞V1
在第1及第3开关元件S1、S3的栅极信号G1、G3为“高”而第2及第4开关元件S2、S4的栅极信号G2、G4为“低”的状态(模式1(图3的虚线))下，积累于电抗器12的能量通过以下路径转移至输入侧的滤波电容器11和充放电电容器101a。
输入侧的滤波电容器11→电抗器12→第3二极管D3→充放电电容器
101a→第1开关元件S1
接着，在第1及第2开关元件S1、S2的栅极信号G1、G2为“高”而第3及第4开关元件S3、S4的栅极信号G3、G4为“低”的状态(模式4(图6的虚线))下，能量通过以下路径从输入侧的滤波电容器11转移至电抗器12。
输入侧的滤波电容器11→电抗器12→第2开关元件S2→第1开关元件S1
接着，在第1及第3开关元件S1、S3的栅极信号G1、G3为“低”而第2及第4开关元件S2、S4的栅极信号G2、G4为“高”的状态(模式2(图4的虚线))下，积累于电抗器12和充放电电容器101a的能量通过以下路径转移至输入侧的滤波电容器11及输出侧的滤波电容器108。
输入侧的滤波电容器11→电抗器12→第2开关元件S2→充放电电容器101a→第4二极管D4→输出侧的滤波电容器108
接着，在第1及第2开关元件S1、S2的栅极信号G1、G2为“高”而第3及第4开关元件S3、S4的栅极信号G3、G4为“低”的状态(模式4(图6的虚线))下，能量通过以下路径从输入侧的滤波电容器11转移至电抗器12。
输入侧的滤波电容器11→电抗器12→第2开关元件S2→第1开关元件S1
通过重复该一系列的“模式1-模式4-模式2-模式4”的动作，来将输入至输入侧正极端子1a与输入侧负极端子1b之间的输入电压V1升压至2倍以上的任意的电压，作为输出电压V2而输出至输出侧正极端子1c与输出侧负极端子1d之间，并将电池2的能量提供给电动机3。
＜降压比小于2倍的情况＞
其次，对以降压比N(＝V2/V1)小于2倍来进行降压动作(再生动作)时的动作进行说明。图9示出了降压比N小于2倍的情况下的、第1三角波及第2三角波、第1控制值SD1及第2控制值SD2、各开关元件S1～S4的栅极信号G1～G4、动作模式、电抗器电流IL、充放电电容器电流IC0。
在稳定状态下，对充放电电容器电压V0进行控制，使得成为输出电压V2的0.5倍值，输入电压V1、输出电压V2、充放电电容器电压V0的大小关系如下所述。V2＞V1＞V0
在第1及第3开关元件S1、S3的栅极信号G1、G3为“高”而第2及第4开关元件S2、S4的栅极信号G2、G4为“低”的状态(模式1(图3的单点划线))下，能量通过以下路径从充放电电容器101a和电抗器12转移至滤波电容器11。
输入侧的滤波电容器11←电抗器12←第3开关元件S3←充放电电容器101a←第1二极管D1
接着，在第1及第2开关元件S1、S2的栅极信号G1、G2为“低”而第3及第4开关元件S3、S4的栅极信号G3、G4为“高”的状态(模式3(图5的单点划线))下，能量通过以下路径从输出侧的滤波电容器108转移至电抗器12和输入侧的滤波电容器11。
输入侧的滤波电容器11←电抗器12←第3开关元件S3←第4开关元件S4←输出侧的滤波电容器108
接着，在第1及第3开关元件S1、S3的栅极信号G1、G3为“低”而第2及第4开关元件S2、S4的栅极信号G2、G4为“高”的状态(模式2(图4的单点划线))下，能量通过以下路径从输出侧的滤波电容器108及电抗器12转移至充放电电容器101a和输入侧的滤波电容器11。
输入侧的滤波电容器11←电抗器12←第2二极管D2←充放电电容器101a←第4开关元件S4←输出侧的滤波电容器108
接着，在第1及第2开关元件S1、S2的栅极信号G1、G2为“低”而第3及第4开关元件S3、S4的栅极信号G3、G4为“高”的状态(模式3(图5的单点划线))下，能量通过以下路径从输出侧的滤波电容器108转移至电抗器12和输入侧的滤波电容器11。
输入侧的滤波电容器11←电抗器12←第3开关元件S3←第4开关元件S4←输出侧的滤波电容器108
通过该一系列“模式1-模式3-模式2-模式3”的动作的重复，以从1至小于2的任意的降压比N(＝V2/V1)来将输出侧正极端子1c与输出侧负极端子1d之间的输出电压V2进行降压，作为输入侧正极端子1a与输入侧负极端子1b之间的输入电压V1来进行输出，并使电动机3的发电能量积累于电池2。
＜降压比大于等于2倍的情况＞
其次，对以降压比N(＝V2/V1)大于等于2倍来进行降压动作(再生动作)时的动作进行说明。图10示出了降压比N大于等于2倍的情况下的、第1三角波及第2三角波、第1控制值SD1及第2控制值SD2、各开关元件S1～S4的栅极信号G1～G4、动作模式、电抗器电流IL、充放电电容器电流IC0。
在稳定状态下，对充放电电容器电压V0进行控制，使得成为输出电压V2的0.5倍值，输入电压V1、输出电压V2、充放电电容器电压V0的大小关系如下所述。V2＞V0＞V1
在第1及第3开关元件S1、S3的栅极信号G1、G3为“高”而第2及第4开关元件S2、S4的栅极信号G2、G4为“低”的状态(模式1(图3的单点划线))下，能量通过以下路径从充放电电容器101a转移至电抗器12和输入侧的滤波电容器11。
输入侧的滤波电容器11←电抗器12←第3开关元件S3←充放电电容器101a←第1二极管D1
接着，在第1及第2开关元件S1、S2的栅极信号G1、G2为“高”而第3及第4开关元件S3、S4的栅极信号为“低”的状态(模式4(图6的单点划线))下，能量通过以下路径从电抗器12转移至输入侧的滤波电容器11。
输入侧的滤波电容器11←电抗器12←第2二极管D2←第1二极管D1
接着，在第1及第3开关元件S1、S3的栅极信号G1、G3为“低”而第2及第4开关元件S2、S4的栅极信号为“高”的状态(模式2(图4的单点划线))下，能量通过以下路径从输出侧的滤波电容器108转移至电抗器12、充放电电容器101a和输入侧的滤波电容器11。
输入侧的滤波电容器11←电抗器12←第2二极管D2←充放电电容器101a←第4开关元件S4←输出侧的滤波电容器108
接着，在第1及第2开关元件S1、S2的栅极信号G1、G2为“高”而第3及第4开关元件S3、S4的栅极信号G3、G4为“低”的状态(模式4(图6的单点划线))下，能量通过以下路径从电抗器12转移至输入侧的滤波电容器11。
输入侧的滤波电容器11←电抗器12←第2二极管D2←第1二极管D1
通过该一系列“模式1-模式4-模式2-模式4”的动作的重复，以大于等于1的任意的降压比N(＝V2/V1)来将输出侧正极端子1c与输出侧负极端子1d之间的输出电压V2进行降压，作为输入侧正极端子1a与输入侧负极端子1b之间的输入电压V1来进行输出，并使电动机3的发电能量积累于电池2。
＜DC/DC转换器1的状态方程式＞
若设第3运算值θ为0，则在本实施方式中，第1开关元件S1的第1导通占空比DT1等于第1控制值SD1，第2开关元件S2的第2导通占空比DT2等于第2控制值SD2，第4开关元件S4的第4导通占空比DT4等于1减去第1控制值SD1而得的值(＝1-SD1)，第3开关元件S3的第3导通占空比DT3等于1减去第2控制值SD2而得的值(＝1-SD2)。将输出侧的滤波电容器108的静电容量设为C2，将充放电电容器101a的静电容量设为C0，将电抗器12的电感值设为L，将流过电抗器的电流设为IL，将输出电流设为Io，DC/DC转换器1的状态平均方程式能以式(1)来表示。
[数学式1]
数1
在稳定状态下，式(1)的左边＝0，V0＝0.5×V2，从而可获得式(2)～式(4)。在稳定状态下，第1控制值SD1等于第2控制值SD2，由此可知，在理想状态下，输出电压V2和充放电电容器电压V0收敛于一定值。
V2/V1＝1/(1-DT1) (2)
IL＝Io/(1-DT1) (3)
DT1＝DT2 (4)
在本实施方式中，控制装置109如上所述，包括第1运算部24，第1运算部24基于输出电压目标值V2ref与输出电压V2的检测值之间的输出差电压V2err来对第1运算值Duty进行计算。然后，开闭控制部30如上所述，基于第1运算值Duty来对第1控制值SD1和第2控制值SD2进行计算，使第1开关元件S1的第1导通占空比DT1和第2开关元件S2的第2导通占空比DT2发生变化。根据该结构，能使第1及第2导通占空比DT1、DT2发生变化，以使得输出电压V2接近输出电压目标值V2ref。
＜第1问题点＞
然而，在实际的DC/DC转换器中，存在由电路的电阻分量所引起的损耗、由栅极信号的信号延迟的偏差所引起的导通期间误差等与理想状态的偏移。特别是与升压动作时的第1开关元件S1的第1导通期间与第2开关元件S2的第2导通期间之差、或者降压动作时的第3开关元件S3的第3导通期间与第4开关元件S4的第4导通期间之差相对的、对充放电电容器电压V0的影响较大，在第1导通期间比第2导通期间要大而电抗器电流IL为正(动力运行动作)的情况下，根据式(1)，充放电电容器电压V0缓缓增加，最终成为与输出电压V2相同的值。相反，在第1导通期间比第2导通期间要小而电抗器电流IL为正(动力运行动作)的情况下，根据式(1)，充放电电容器电压V0缓缓下降，最终成为零伏特。
若充放电电容器电压V0下降而成为零伏特，则在第1开关元件S1成为导通状态、第4开关元件S4成为截止状态时，输出电压V2仅施加于第4开关元件S4，在第1开关元件S1成为截止状态、第4开关元件S4成为导通状态时，输出电压V2仅施加于第1开关元件S1。相反，若充放电电容器电压V0增加而成为输出电压V2，则输出电压V2施加于第2开关元件S2和第3开关元件S3中的任意一个。为了防止开关元件的过电压损坏，需要将开关元件的元件耐压设为输出电压V2以上，因此，会造成多余的成本增加、效率下降。
与之相对，对控制充放电电容器电压V0的第1控制方法进行说明。根据式(1)可知，在电抗器电流IL为正的情况下，若相对于第1导通占空比DT1使第2导通占空比DT2增大，则能使充放电电容器电压V0增加，若相对于第1导通占空比DT1使第2导通占空比DT2减小，则能使充放电电容器电压V0减少。另一方面，在电抗器电流IL为负的情况下，若相对于第1导通占空比DT1使第2导通占空比DT2增大，则能使充放电电容器电压V0减少，若相对于第1导通占空比DT1使第2导通占空比DT2减小，则能使充放电电容器电压V0增加。
因此，在本实施方式中，控制装置109如上所述，通过执行Δduty控制，来对充放电电容器电压V0进行控制。Δduty控制是执行第1导通占空比差变化和第2导通占空比差变化的一方或双方(在本示例中为双方)的控制，所述第1导通占空比差变化使第1开关元件S1的第1导通占空比DT1与第2开关元件S2的第2导通占空比DT2之间的导通占空比差发生变化，所述第2导通占空比差变化使第3开关元件S3的第3导通占空比DT3与第4开关元件S4的第4导通占空比DT4之间的导通占空比差发生变化。控制装置109在Δduty控制中，使导通占空比差发生变化，使得充放电电容器电压V0的检测值接近充放电电容器电压目标值V0ref。控制装置109包括第2运算部25，该第2运算部25对使Δduty控制中的导通占空比差发生变化的第2运算值Δduty进行计算。
根据该结构，虽然存在以下所说明的第2问题点，但即使产生上述偏差，也能使第2运算值Δduty发生变化，使第1导通占空比DT1与第2导通占空比DT2之间的导通占空比差发生变化，从而使充放电电容器电压V0接近充放电电容器的目标电压V0ref，能抑制成本增加和效率下降。
＜第2问题点＞
在动力运行动作和再生动作中，需要使与充放电电容器的目标电压V0ref与充放电电容器电压V0之间的差电压V0err相对的、导通占空比差(第2运算值Δduty)的操作方向正负反转。因此，在本实施方式中，控制装置109构成为使导通占空比差(第2运算值Δduty)的操作方向的正负与电流传感器105所检测出的电抗器电流IL的正负相对应地进行反转。
然而，在低电力状态下，电抗器电流IL的大小较小，有时会进入电流传感器105的检测误差范围。因此，电抗器电流IL的正负判定有时会出错，导致第2运算值Δduty的操作方向出错。其结果是，充放电电容器电压V0有时会脱离充放电电容器的目标电压V0ref。在构成为电动机3持续处于低电力状态的情况下，若考虑低电力状态，则需要将开关元件的元件耐压设为输出电压V2以上，结果会无法避免地导致多余的成本增加、效率下降。
与之相对，对控制充放电电容器电压V0的第2控制方法进行说明。为了将电抗器电流IL的纹波设为最小，第1开关元件S1的第1栅极信号G1的相位、第2开关元件S2的第2栅极信号G2的相位在无偏差的理想状态下呈相位互相偏移180度的状态。若将从该理想上相位偏移180度的状态进一步偏移的相位偏移量设为Θ，将充放电电容器101a的静电容量设为C0，将电抗器12的电感值设为L，则DC/DC转换器1的充放电电容器电压V0的状态平均方程式能用式(5)来表示。如式(5)所示，在升压比N小于2倍和大于等于2倍时成为不同的状态方程式。
[数学式2]
数2
由式(5)可知，若将追加相位偏移Θ设为正值，则充放电电容器电压V0的电压上升，若将追加相位偏移Θ设为负值，则充放电电容器电压V0的电压下降。由此，通过使第1开关元件S1与第2开关元件S2的导通期间的相对相位向增加方向或减少方向变化，能使充放电电容器电压V0的电压向增加方向或减少方向变化。
因此，在本实施方式中，控制装置109如上所述，通过执行相位偏移控制，来对充放电电容器电压V0进行控制。相位偏移控制是执行第1相位差变化和第2相位差变化的一方或双方(在本示例中为双方)的控制，所述第1相位差变化使第1开关元件S1的导通期间的相位与第2开关元件S2的导通期间的相位之间的相位差发生变化，所述第2相位差变化使第3开关元件S3的导通期间的相位与第4开关元件S4的导通期间的相位之间的相位差发生变化。控制装置109在相位偏移控制中，使相位差发生变化，使得充放电电容器电压V0的检测值接近充放电电容器电压目标值V0ref。控制装置109包括第3运算部26，该第3运算部26对使相位偏移控制中的相位差发生变化的第3运算值θ进行计算。
根据该结构，无需使相位差(第3运算值θ)根据电流传感器105所检测出的电抗器电流IL的正负而进行变化，即使在电抗器电流IL的大小较小而进入电流传感器105的检测误差范围内的低电力状态下，也能高精度地对充放电电容器电压V0进行控制。
但是，在将第1三角波与第2控制值SD1相比较、并将第2三角波与第2控制值SD2相比较来生成栅极信号G1～G4的方法中，无法加上或减去使得第1控制值SD1和第2控制装置SD2成为0～1以外的值的第3运算值θ。特别是在第1运算值Duty位于0附近(低升压、低降压)或1附近(高升压、高降压)时，为了通过微小的相位差(第3运算值θ)使第1控制值SD1和第2控制值SD2接近下限0和上限1，需要对相位差(第3运算值θ)进行限制。在本实施方式中，在第1运算值Duty位于0附近(低升压、低降压)或1附近(高升压、高降压)的情况下，如后所述，构成为对相位差(第3运算值θ)进行限制。另一方面，由于相位差(第3运算值θ)在低升压、低降压、高升压、高降压的情况下受到限制，因此，相对于电路的电阻分量所引起的损耗、栅极信号的信号延迟的偏差所引起的充放电电容器电压V0与充放电电容器电压目标值V0ref的偏离量，限制后的相位差(第3运算值θ)不足，从而存在充放电电容器电压V0难以跟随充放电电容器电压目标值V0ref的问题。
因此，在本实施方式中，如上所述，构成为不仅能执行利用第3运算值θ的相位偏移控制，还能执行利用第2运算值Δduty的Δduty控制，在低升压或高升压下，也能使充放电电容器电压V0跟随充放电电容器电压目标值V0ref。
另外，如上所述，在利用第2运算值Δduty的Δduty控制中，在难以高精度地对充放电电容器电压V0进行控制的低电力状态下，构成为能执行利用第3运算值θ的相位偏移控制，能使充放电电容器电压V0高精度地跟随充放电电容器电压目标值V0ref。
＜控制装置109的详细动作＞
以下，对控制装置109的详细动作进行说明。
在输出电压V2比输出电压目标值V2ref要大的情况下，为了使输出电压V2下降，第1运算部24利用第1控制器24a来使第1运算值Duty下降，使得第1和第2开关元件S1、S2的导通占空比DT1、DT2都减小。相反，在输出电压V2比输出电压目标值V2ref要小的情况下，为了使输出电压V2上升，第1运算部24利用第1控制器24a来使第1运算值Duty增加，使得第1和第2开关元件S1、S2的导通占空比DT1、DT2都增大。
控制装置109在Δduty控制中，使导通占空比差的正或负的变化方向与由电流传感器105所检测出的电抗器电流IL的电流方向相对应地发生变化。在本实施方式中，第2运算部25构成为使第2运算值Δduty的正或负的变化方向根据电抗器电流IL的电流方向而发生变化，所述第2运算值Δduty使导通占空比差发生变化。具体而言，在电抗器电流IL为正、且充放电电容器电压V0比充放电电容器电压目标值V0ref要大的情况下，为了使充放电电容器电压V0下降，第2运算部25使第2运算值Δduty减少，使得第1开关元件S1的第1导通占空比DT1减少，并使得第2开关元件S2的第2导通占空比DT2增加。在电抗器电流IL为正、且充放电电容器电压V0比充放电电容器电压目标值V0ref要小的情况下，为了使充放电电容器电压V0上升，第2运算部25使第2运算值Δduty增加，使得第1开关元件S1的第1导通占空比DT1增加，并使得第2开关元件S2的第2导通占空比DT2减少。
另一方面，在电抗器电流IL为负、且充放电电容器电压V0比充放电电容器电压目标值V0ref要大的情况下，为了使充放电电容器电压V0下降，第2运算部25使第2运算值Δduty增加，使得第1开关元件S1的第1导通占空比DT1增加，并使得第2开关元件S2的第2导通占空比DT2减少。在电抗器电流IL为负、且充放电电容器电压V0比充放电电容器电压目标值V0ref要小的情况下，为了使充放电电容器电压V0上升，第2运算部25使第2运算值Δduty减少，使得第1开关元件S1的第1导通占空比DT1减少，并使得第2开关元件S2的第2导通占空比DT2增加。
另外，控制装置109在Δduty控制中，使导通占空比差的变化量的大小根据电抗器电流IL的大小而发生变化。在本实施方式中，第2运算部25构成为使基于充放电电容器差电压V0err而计算出的第2运算值Δduty的大小根据电抗器电流IL的大小而发生变化。具体而言，第2运算部25使基于充放电电容器差电压V0err而计算出的第2运算值Δduty的大小随着电抗器电流IL的大小的增大而减小。
控制装置109在电抗器电流IL位于包含0的预先设定的Δduty控制的停止范围内的情况下，停止Δduty控制的执行，而通过执行相位偏移控制，来对充放电电容器电压V0进行控制。在本实施方式中，第2运算部25在电抗器的电流IL位于包含0的预先设定的Δduty控制的停止范围内的情况下，停止第2运算值Δduty的运算，不利用第2运算值Δduty来使开关元件的开闭动作发生变化。第3运算部26在电抗器电流IL位于Δduty控制的停止范围内的情况下，对第3运算值θ进行运算，利用第3运算值θ来使开关元件的开闭动作发生变化。
在本实施方式中，第2运算部25为了对与上述电抗器的电流IL相对应的第2运算值Δduty进行计算，包括电流限制部25a和差电压修正部25b。图11是表示电流限制部25a的处理的关系图。电流限制部25a在电抗器电流IL为正的情况下，输出正值以作为限制后的电抗器电流IL*，在电抗器电流IL为负的情况下，输出负值以作为限制后的电抗器电流IL*，在电抗器电流IL位于包含0的Δduty控制的停止范围内的情况下(-ILlim＜IL＜ILlim)，输出0以作为限制后的电抗器电流IL*。在本实施方式中，电流限制部25a在Δduty控制的停止范围外设IL*＝IL。
差电压修正部25b基于充放电电容器差电压V0err和限制后的电抗器电流IL*，如式(6)所示，在限制后的电抗器电流IL*为0的情况下，输出0以作为电流修正后的差电压V0err*，在限制后的电抗器电流IL*不为0的情况下，输出充放电电容器差电压V0err除以限制后的电抗器电流IL*而得的值，以作为电流修正后的差电压V0err*。然后，将电流修正后的差电压V0err*输入第2控制器25c。
1)IL*＝0时
V0err＊＝0
2)IL*≠0时 (6)
V0err＊＝V0err/IL＊
由此，在限制后的电抗器电流IL*不为0的情况下，将充放电电容器差电压V0err除以正负符号与电抗器电流IL相同的限制后的电抗器电流IL*，从而能利用电抗器电流IL的正负来改变输入第2控制器25c的值的符号，能使第2运算值Δduty的正或负的变化方向发生变化。另外，将充放电电容器差电压V0err除以与电抗器电流IL相等的限制后的电抗器电流IL*，从而在式(2)中，(DT1-DT2)与电抗器电流IL成反比，能使(DT1-DT2)/C0×IL的计算值不会随着电抗器电流IL的大小而发生变化，能使充放电电容器电压V0的变化率d(V0)/dt不会随着电抗器电流IL的大小而发生变化。由此，充放电电容器电压V0的控制动作不会受到电抗器电流IL的大小的影响，能使该控制动作变得稳定。
在电抗器电流IL位于Δduty控制的停止范围内、限制后的电抗器电流IL*设定为0、电流修正后的差电压V0err*设定为0的情况下，从第2控制器25c输出的第2运算值Δduty为0，Δduty控制停止。在这种情况下，通过利用第3运算值θ的相位偏移控制来进行控制，使得充放电电容器电压V0接近充放电电容器电压目标值V0ref。另一方面，在电抗器电流IL位于Δduty控制的停止范围外的情况下，通过相位偏移控制和Δduty控制来进行控制，使其接近充放电电容器电压目标值V0ref。
在充放电电容器电压V0比充放电电容器电压目标值V0ref要大的情况下，为了使充放电电容器电压V0下降，第3运算部26使第3运算值θ减少，使得第1开关元件S1的导通期间的相位提前，并使得第2开关元件S2的导通期间的相位延迟。另一方面，在充放电电容器电压V0比充放电电容器电压目标值V0ref要小的情况下，为了使充放电电容器电压V0上升，第3运算部26使第3运算值θ增加，使得第1开关元件S1的导通期间的相位延迟，并使得第2开关元件S2的导通期间的相位提前。
图12的上段图线示出利用第2运算值Δduty的Δduty控制的执行区域、以及利用第3运算值θ的相位偏移控制的执行区域。图12的上段图线的纵轴是电抗器电流IL。图12的上段图线的横轴是第1运算值Duty，在第1运算值Duty为0时，第1和第2开关元件S1、S2的导通占空比DT1、DT2为0，在第1运算值Duty为1时，第1和第2开关元件S1、S2的导通占空比DT1、DT2为1。在电抗器电流IL位于从-ILlim到ILlim为止的Δduty控制的停止范围内的区域中，不执行Δduty控制，而是执行相位偏移控制。在电抗器电流IL位于Δduty控制的停止范围外的区域中，执行Δduty控制。
控制装置109在成为第1开关元件S1的第1导通占空比DT1与第2开关元件S2的第2导通占空比DT2的平均值的基准导通占空比小于等于预先设定的低电力判定值DutyL的情况下，或者在所述基准导通占空比大于等于预先设定的高电力判定值DutyH的情况下，停止相位偏移控制的执行而通过执行Δduty控制来对充放电电容器电压V0进行控制。在本实施方式中，第3运算部26在使基准导通占空比发生变化的第1运算值Duty小于等于低电力判定值DutyL的情况下，或者在第1运算值Duty大于等于高电力判定值DutyH的情况下，停止第3运算值θ的运算，不利用第3运算值θ来使开关元件的开闭动作发生变化。另外，第2运算部25在第1运算值Duty小于等于低电力判定值DutyL的情况下，或者在第1运算值Duty大于等于高电力判定值DutyH的情况下，对第2运算值Δduty进行运算，利用第3运算值θ来使开关元件的开闭动作发生变化。
在本实施方式中，如图12的上段图线所示，在作为电抗器电流IL位于Δduty控制的停止范围外的区域、且第1运算值Duty小于等于低电力判定值DutyL的低升压区域(或低降压区域)中，不执行相位偏移控制，而是执行Δduty控制。在作为电抗器电流IL位于Δduty控制的停止范围外的区域、且第1运算值Duty大于等于高电力判定值DutyH的高升压区域(或高降压区域)中，不执行相位偏移控制，而是执行Δduty控制。在作为电抗器电流IL位于Δduty控制的停止范围外的区域、且第1运算值Duty位于低升压区域和高升压区域外的区域中，执行相位偏移控制和Δduty控制。
图12的下段图线示出了在执行相位偏移控制的区域中为了防止第1控制值SD1和第2控制值SD2偏离0～1的范围而在限制器27中对第3运算值θ进行限制的限制值θlim的计算。图12的下段图线的纵轴表示限制值θlim，下段图线的横轴表示第1运算值Duty。
在第1运算值Duty小于0.5的情况下，由于Duty-|Δduty|接近下限值(在本示例中为0)，因此，将限制值θlim设定为Duty-|Δduty|，使得Duty-|Δduty|-θ大于等于下限值(0)。但是，在Duty-|Δduty|小于等于0的情况下，限制值θlim设定为0。在第1运算值Duty大于等于0.5的情况下，由于Duty+|Δduty|接近上限值(在本示例中为1)，因此，将限制值θlim设定为1-Duty-|Δduty|，使得Duty+|Δduty|+θ小于等于上限值(1)。但是，在1-Duty-|Δduty|小于等于0的情况下，限制值θlim设定为0。在电抗器电流IL位于Δduty控制的停止范围内而不执行Δduty控制的区域中，|Δduty|＝0，由此，DutyL＝0，DutyH＝1。在执行Δduty控制的区域中，DutyL＝|Δduty|，DutyH＝1-|Δduty|。在像这样不执行Δduty控制的-ILlim＜IL＜ILlim的区域中，能扩大相位偏移控制的动作范围，利用相位偏移控制来将充放电电容器电压V0控制成充放电电容器电压目标值V0ref。
限制器27如式(7)所示，在从第3控制器26a输出的限制前的第3运算值θ*小于等于对限制值θlim乘以-1而得的值(-θlim)的情况下，将-θlim设定为限制后的第3运算值θ，在限制前的第3运算值θ*大于等于限制值θlim的情况下，将θlim设定为限制后的第3运算值θ，在限制前的第3运算值θ*位于-θlim至θlim的范围内的情况下，直接将限制前的第3运算值θ*设定为限制后的第3运算值θ。
1)θ*≤-θlim时
θ＝-θlim
2)θ*≥θlim时 (7)
θ＝θlim
3)-θlim＜θ*＜θlim时
θ＝θ＊
由此，利用第1运算值Duty和第2运算值Δduty来对第3运算值θ进行限制，从而能防止反映出第2运算值Δduty和第3运算值θ的第1控制值SD1和第2控制值SD2超出0～1的范围外。
控制装置109至少在因相位偏移控制而变化的相位差固定的情况下，通过执行Δduty控制来对充放电电容器电压V0进行控制。在本实施方式中，第2运算部25构成为即使在利用限制器27将第3运算值θ固定于限制值θlim的情况、以及在处于低升压区域或高升压区域且第3运算值θ固定为0的情况下，也使第2运算值Δduty发生变化。另外，控制装置109至少在因Δduty控制而变化的导通占空比差固定的情况下，通过执行相位偏移控制来对充放电电容器电压V0进行控制。在本实施方式中，第3运算部26构成为即使在位于Δduty控制的停止范围内且第2运算值Δduty固定为0的情况下，也使第3运算值θ发生变化。由此，至少能利用Δduty控制和相位偏移控制中的一方来对充放电电容器电压V0进行控制。
包括如上所述的控制装置109，从而无论是动力运行动作(升压动作)或再生动作(降压动作)、高电力或低电力，都能将输出电压V2控制为输出电压目标值V2ref，并且，无论电抗器电流IL如何，都能将充放电电容器电压V0控制为充放电电容器电压目标值V0ref。由此，即使使各开关元件的元件耐压下降，也能更可靠地避免元件损坏的危险性，由此，能获得低成本且高效率的DC/DC转换器1。另外，电流传感器105只要具备对流过电抗器12的电流的方向进行判定的功能并具有比已确定Δduty控制的停止范围的判定值ILlim要高的检测精度即可，因此，能使用廉价的传感器。
实施方式2.
接着，参照附图对实施方式2所涉及的DC/DC转换器1进行说明。图13是表示本实施方式所涉及的控制装置109的结构的电路图(框图)。本实施方式所涉及的DC/DC转换器1的基本结构与实施方式1相同，但限制器27的结构、以及即使是低升压区域和高升压区域也执行相位偏移控制的结构与实施方式1不同。
在本实施方式中，控制装置109构成为在相位偏移控制中，对相位差的变化量的大小进行上限限制，使得开关元件S1～S4的开闭模式即动作模式的转移顺序不发生变化。控制装置109包括第1限制器27X和第2限制器27Y，以作为限制器。第1限制器27X在低升压区域和高升压区域中，对表示相位差的变化量的大小的第3运算值θ进行上限限制，使得动作模式的转移顺序不发生变化。在本实施方式中，第1限制器27X对从第3控制器26a输出的限制前的第3运算值θ*利用限制值θlim与式(7)同样地进行上下限限制，并输出限制后的第3运算值θ。
图14的上段图线示出利用第2运算值Δduty的Δduty控制的执行区域、以及利用第3运算值θ的相位偏移控制的执行区域。图14的上段图线的纵轴是电抗器电流IL。图14的上段图线的横轴是第1运算值Duty，在第1运算值Duty为0时，第1和第2开关元件S1、S2的导通占空比DT1、DT2为0，在第1运算值Duty为1时，第1和第2开关元件S1、S2的导通占空比DT1、DT2为1。在电抗器电流IL位于从-ILlim到ILlim为止的Δduty控制的停止范围内的区域中，与实施方式1相同，不执行Δduty控制，而是执行相位偏移控制。在电抗器电流IL位于Δduty控制的停止范围外的区域中，执行Δduty控制。
图14的下段图线示出了在执行Δduty控制和相位偏移控制的双方的区域中第1限制器27X中所使用的限制值θlim的计算。图14的下段图线的纵轴表示限制值θlim，下段图线的横轴表示第1运算值Duty。
在第1运算值Duty小于0.5的情况下，将限制值θlim设定为第1运算值Duty(θlim＝Duty)，使得动作模式的转移顺序不发生变化。在第1运算值Duty大于等于0.5的情况下，将限制值θlim设定为1减去第1运算值Duty而得的值(θlim＝1-Duty)，使得动作模式的转移顺序不发生变化。
由此，在本实施方式中，构成为利用限制值θlim来对第3运算值θ进行限制，使得动作模式的转移顺序不发生变化，因此，如实施方式1那样，在低升压区域和高升压区域中，无需停止相位偏移控制，能在整个区域中执行相位偏移控制。
第2限制器27Y对第2运算值Δduty进行限制，使得第1控制值SD1和第2控制值SD2不超出从最小值(在本示例中为0)到最大值(在本示例中为1)的范围外。在本实施方式中，第2限制器27Y对从第2控制器25c输出的限制前的第2运算值Δduty*利用第2限制值Δdutylim来进行上下限限制，并输出限制后的第2运算值Δduty。
第2限制器27Y输入有限制前的第2运算值Δduty*、第1运算值Duty、限制后的第3运算值θ。在第1运算值Duty小于0.5的情况下，将第2限制值Δdutylim设定为第1运算值Duty减去限制后的第3运算值θ的绝对值而得的值(Δdutylim＝Duty-|θ|)。在第1运算值Duty大于等于0.5的情况下，将第2限制值Δdutylim设定为1减去第1运算值Duty和限制后的第3运算值θ的绝对值而得的值(Δdutylim＝1-Duty-|θ|)。
第2限制器27Y如式(8)所示，在从第2控制器25c输出的限制前的第2运算值Δduty*小于等于第2限制值Δdutylim乘以-1而得的值(-Δdutylim)的情况下，将-Δdutylim设定为限制后的第2运算值Δduty，在限制前的第2运算值Δduty*大于等于第2限制值Δdutylim的情况下，将Δdutylim设定为限制后的第2运算值Δduty，在限制前的第2运算值Δduty*处于-Δdutylim至Δdutylim的范围内的情况下，直接将限制前的第2运算值Δduty*设定为限制后的第2运算值Δduty。
1)Δduty*≤-Δdutylim时
Δduty＝-Δdutylim
2)Δduty*≥Δdutylim时 (8)
Δduty＝Δdutylim
3)-Δdutylim＜Δduty*＜Δdutylim时
Δduty＝Δduty＊
由此，利用第1运算值Duty和第3运算值θ来对第2运算值Δduty进行限制，从而能防止反映出第2运算值Δduty和第3运算值θ的第1控制值SD1和第2控制值SD2超出0～1的范围外。
第2运算部25构成为即使在利用第1限制器27X将第3运算值θ固定为限制值θlim的情况下，也使第2运算值Δduty发生变化。另外，第3运算部26构成为即使在位于Δduty控制的停止范围内且第2运算值Δduty固定于0的情况、以及在利用第2限制器27Y将第2运算值Δduty固定为第2限制值Δdutylim的情况下，也使第3运算值θ发生变化。由此，至少能利用第2运算值Δduty和第3运算值θ中的一方来对充放电电容器电压V0进行控制。
在本实施方式中，也与实施方式1相同，无论是动力运行动作(升压动作)或再生动作(降压动作)、高电力或低电力，都能将输出电压V2控制为输出电压目标值V2ref，并且，无论电抗器电流IL如何，都能将充放电电容器电压V0控制为充放电电容器电压目标值V0ref。由此，即使使各开关元件的元件耐压下降，也能更可靠地避免元件损坏的危险性，由此，能获得低成本且高效率的DC/DC转换器1。另外，电流传感器105只要具备对流过电抗器12的电流的方向进行判定的功能并具有比已确定Δduty控制的停止范围的判定值ILlim要高的检测精度即可，因此，能使用廉价的传感器。
实施方式3.
接着，参照附图对实施方式3所涉及的DC/DC转换器1进行说明。图15是表示本实施方式所涉及的控制装置109的结构的电路图(框图)。省略与上述实施方式1相同的结构部分的说明。本实施方式所涉及的DC/DC转换器1的基本结构与实施方式1相同，但控制装置109在Δduty控制和相位偏移控制中，将流向充放电电容器101a的电流指令值I0ref作为共通的中间控制参数来进行计算，基于电流指令值I0ref来使导通占空比差和相位差发生变化，这一点与实施方式1不同。
即，控制装置109在Δduty控制和相位偏移控制中，使流向充放电电容器101a的电流指令值I0ref(以下，称为充放电电容器电流指令值I0ref)发生变化，使得充放电电容器电压V0的检测值接近充放电电容器电压目标值V0ref。然后，控制装置109基于充放电电容器电流指令值I0ref来使导通占空比差发生变化，基于充放电电容器电流指令值I0ref来使相位差发生变化。
充放电电容器电流IC0与充放电电容器电压V0的时间变化速度(dV0/dt)成正比，因此，在对充放电电容器电压V0进行控制上是重要的参数。根据上述结构，在Δduty控制和相位偏移控制中，对共通的中间控制参数即充放电电容器电流指令值I0ref进行计算，基于充放电电容器电流指令值I0ref来使导通占空比差和相位差发生变化，因此，能提高2种控制方式下的充放电电容器电压V0的控制精度。
控制装置109将充放电电容器电流指令值I0ref分配给Δduty控制用的电流指令值I0delta、以及相位偏移控制用的电流指令值I0shift。然后，控制装置109基于Δduty控制用的电流指令值I0delta来使导通占空比差发生变化，基于相位偏移控制用的电流指令值I0shift来使相位差发生变化。
根据该结构，将充放电电容器电流指令值I0ref进行分配，来执行Δduty控制和相位偏移控制，因此，即使利用2种控制方式，也能使充放电电容器电压V0的控制动作变得稳定。
在本实施方式中，如图15所示，控制装置109包括电流指令运算器31。电流指令运算器31基于充放电电容器电压V0的检测值与充放电电容器电压目标值V0ref之间的差电压V0err(充放电电容器差电压V0err)，来对充放电电容器电流指令值I0ref进行计算。电流指令运算器31对充放电电容器差电压V0err例如进行P控制、PI控制、PID控制等反馈控制，来对充放电电容器电流指令值I0ref进行计算。
另外，控制装置109包括分配运算器32。分配运算器32将充放电电容器电流指令值I0ref分配给Δduty控制用的电流指令值I0delta、以及相位偏移控制用的电流指令值I0shift。
在本实施方式中，分配运算器32根据电流传感器105所检测出的电抗器电流IL来使Δduty控制用的电流指令值I0delta与相位偏移控制用的电流指令值I0shift之间的分配率Ri发生变化。在本示例中，将分配率Ri设为Δduty控制用的电流指令值I0delta相对于充放电电容器电流指令值I0ref的分配率，设定为0以上、1以下的值。分配运算器32如式(9)所示，将充放电电容器电流指令值I0ref乘以分配率Ri而得的值设定为Δduty控制用的电流指令值I0delta，将1减去分配率Ri所得的值乘以充放电电容器电流指令值I0ref而得的值设定为相位偏移控制用的电流指令值I0shift。
I0delta＝Ri×I0ref
I0shift＝(1-Ri)×I0ref (9)
0≤Ri≤1
分配运算器32如图16至图18的示例所示，在电抗器电流IL处于包含0的预先设定的Δduty控制的停止范围内的情况下，将分配率Ri设定为0，在电抗器电流IL处于Δduty控制的停止范围外的情况下，将分配率Ri设定为大于0的值。
若将分配率Ri设定为0，则Δduty控制用的电流指令值I0delta成为0，由此，如后所述，导通占空比差成为0，Δduty控制停止。另一方面，若将分配率Ri设定为大于0的值，则Δduty控制用的电流指令值I0delta成为大于0的值或小于0的值，由此，如后所述，导通占空比差成为大于0的值或小于0的值，Δduty控制进行动作。
根据该结构，在电抗器电流IL位于Δduty控制的停止范围内的区域中，与实施方式1、2相同，不执行Δduty控制，而是执行相位偏移控制。在电抗器电流IL位于Δduty控制的停止范围外的区域中，执行Δduty控制。此时，以分配率Ri来进行管理，因此，能将停止后的Δduty控制的控制量自动分配给相位偏移控制的控制量。
在图16至图18中，横轴是电抗器电流IL，纵轴是分配率Ri。在图16至图18所示的示例中，在电抗器电流IL从-ILL变为ILL的Δduty控制的停止范围(-ILL≤IL≤ILL)内，分配率Ri设定为0，Δduty控制停止，相位偏移控制进行动作。在电抗器电流IL为-ILH以下或ILH以上的范围(IL≤-ILH、ILH≤IL)内，分配率Ri设定为1，Δduty控制进行动作，相位偏移控制停止。
在电抗器电流IL从-ILH变为-ILL的范围(-ILH≤IL≤-ILL)、以及电抗器电流IL从ILL变为ILH的范围(ILL≤IL≤ILH)内，在图16所示的示例中，分配率Ri因滞后判定而在0与1之间进行切换，在图17所示的示例中，分配率Ri在0与1之间逐渐变化，在图18所示的示例中，分配率Ri在0与1之间呈阶梯状地变化。
进行相位偏移控制的第3运算部26包括相位差换算器33。相位差换算器33将相位偏移控制用的电流指令值I0shift换算成相位差。若将以上所导出的式(5)对于与180度的基准相位差的相位偏移量Θ进行整理，则获得式(10)。这里，充放电电容器电压V0的时间变化速度dV0/dt乘以充放电电容器的静电容量C0而得的值等于充放电电容器电流IC0，因此，进行替换。若使用式(10)，则能将充放电电容器电流IC0换算成相位偏移量Θ，换算式根据升压比N(降压比N)是否小于2倍而不同。
[数学式3]
数3
因此，相位差换算器33如式(11)所示，利用基于输入电压V1和输出电压V2而计算出的相位差换算系数Z，来将相位偏移控制用的电流指令值I0shift变换成限制前的第3运算值θ*。这里，相位差换算器33根据升压比N(降压比N)是否小于2倍，来对相位差换算系数Z的计算式进行切换。
[数学式4]
θ*＝Z·I0shift
1)的情况下
2)的情况下
与实施方式1相同，限制器27如式(7)所示，在从相位差换算器33输出的限制前的第3运算值θ*小于等于对限制值θlim乘以-1而得的值(-θlim)的情况下，将-θlim设定为限制后的第3运算值θ，在限制前的第3运算值θ*大于等于限制值θlim的情况下，将θlim设定为限制后的第3运算值θ，在限制前的第3运算值θ*位于-θlim至θlim的范围内的情况下，直接将限制前的第3运算值θ*设定为限制后的第3运算值θ。将限制值θlim如利用图12的下段图线所说明的那样进行设定。根据该结构，与实施方式1相同，能使开关元件S1～S4的开闭模式即动作模式的转移顺序不发生变化。
然后，与实施方式1相同，矩形波乘法器26b将矩形波生成器26c所输出的±1的矩形波乘以第3运算值θ，以对最终的第3运算值±θ进行计算。
进行Δduty控制的第2运算部25包括Δduty换算器34。Δduty换算器34将Δduty控制用的电流指令值I0delta换算成导通占空比差。提取出以上所导出的式(1)的第2行，以获得对成为导通占空比差的(DT1-DT2)进行整理的式(12)。这里，与式(10)相同，将C0·dV0/dt替换成充放电电容器电流IC0。若利用式(12)，则能将充放电电容器电流IC0转换成导通占空比差。
[数学式5]
数5
因此，Δduty换算器34如式(13)所示，将Δduty控制用的电流指令值I0delta除以电抗器电流IL而得的值作为第2运算值Δduty来进行计算。这里，在电抗器电流IL处于Δduty控制的停止范围内的情况下，Δduty控制用的电流指令值I0delta设定为0，因此，将第2运算值Δduty设定为0。根据该结构，与实施方式1相同，导通占空比差与电抗器电流IL相对应地发生变化，导通占空比差的正或负的变化方向与电抗器电流IL的电流方向相对应地发生变化。
Δduty＝I0delta/IL (13)
此外，对于Δduty换算器34所输出的第2运算值Δduty，与实施方式2相同，也可以通过第2限制器27Y，利用第2限制值Δdutylim来进行上下限限制。
第1运算部24和开闭控制部30等的结构与实施方式1相同，因此省略说明。
实施方式4.
接着，参照附图对实施方式4所涉及的DC/DC转换器1进行说明。省略与上述实施方式3相同的结构部分的说明。本实施方式所涉及的DC/DC转换器1的基本结构与实施方式3相同，但分配运算器32的处理与实施方式3不同。
即，分配运算器32在对导通占空比差和所述相位差的一方或双方进行上下限限制的情况下，将上下限限制后的相位差或导通占空比差中超过上下限限制值的部分分摊至与未进行上下限限制的相位差或导通占空比差相对应的Δduty控制用的电流指令值I0delta或相位偏移控制用的电流指令值I0shift。
根据该结构，能将受到上下限限制的电流指令值的部分分摊至未进行上下限限制的电流指令值，使其反映至充放电电容器电压V0的控制中，因此，能使充放电电容器电压V0的控制动作变得稳定。
在本实施方式中，分配运算器32构成为在对应于电流指令值I0ref而临时设定的相位差的临时设定值受到上下限限制的情况下，将相位差的临时设定值中超过上下限限制值的部分所对应的电流指令值分配给Δduty控制用的电流指令值I0delta，将剩余的电流指令值分配给相位偏移控制用的电流指令值I0shift。
利用图19所示的流程图来进行详细说明。分配运算器32在步骤S01中，将电流指令值I0ref设定为相位偏移控制用的临时电流指令值I0shift*。然后，分配运算器32在步骤S02中，如式(11)所示将根据升压比N(降压比N)是否小于2倍的情况而计算出的相位差换算系数Z乘以相位偏移控制用的临时电流指令值I0shift*，以对第3运算值的临时设定值θref进行计算。
然后，分配运算器32在步骤S03中，对第3运算值的临时设定值θref是否大于限制器27所使用的上限限制值θlim进行判定。分配运算器32在判定为第3运算值的临时设定值θref大于上限限制值θlim的情况下(步骤S03：是)，在步骤S05中，将上限限制值θlim除以相位差换算系数Z而得的值设定为相位偏移控制用的电流指令值I0shift。
分配运算器32在判定为第3运算值的临时设定值θref不大于上限限制值θlim的情况下(步骤S03：否)，在步骤S04中，对第3运算值的临时设定值θref是否小于限制器27所使用的下限限制值-θlim进行判定。分配运算器32在判定为第3运算值的临时设定值θref小于下限限制值-θlim的情况下(步骤S04：是)，在步骤S07中，将下限限制值-θlim除以相位差换算系数Z而得的值设定为相位偏移控制用的电流指令值I0shift。
分配运算器32在判定为第3运算值的临时设定值θref不小于下限限制值-θlim的情况下(步骤S04：否)，在步骤S06中，将相位偏移控制用的临时电流指令值I0shift*设定为相位偏移控制用的电流指令值I0shift。
分配运算器32在步骤S08中，将电流指令值I0ref减去相位偏移控制用的电流指令值I0shift而得的值设定为Δduty控制用的电流指令值I0delta。
或者，分配运算器32与实施方式3相同，构成为根据分配率Ri将充放电电容器电流指令值I0ref分配给Δduty控制用的电流指令值I0delta、以及相位偏移控制用的电流指令值I0shift，也可以构成为将在限制器27中进行上下限限制的第3运算值θ的超过部分所对应的电流指令值追加分摊至Δduty控制用的电流指令值I0delta。
例如，分配运算器32在限制前的第3运算值θ*被限制值θlim进行上限限制的情况下，将超过部分(θ*-θlim)除以相位差换算系数Z而得的值追加地加至Δduty控制用的电流指令值I0delta。或者，分配运算器32在限制前的第3运算值θ*被限制值-θlim进行下限限制的情况下，将超过部分(θ*+θlim)除以相位差换算系数Z而得的值追加地加至Δduty控制用的电流指令值I0delta。
或者，分配运算器32与实施方式3相同，构成为与分配率Ri相对应地将充放电电容器电流指令值I0ref分配给Δduty控制用的电流指令值I0delta、以及相位偏移控制用的电流指令值I0shift，也可以与实施方式2相同，构成为通过第2限制器27Y，利用第2限制值Δdutylim来对第2运算值Δduty进行上下限限制。在这种情况下，也可以构成为将第2限制器27Y中进行上下限限制的第2运算值Δduty的超过部分所对应的电流指令值追加分摊至相位偏移控制用的电流指令值I0shift。
例如，分配运算器32在限制前的第2运算值Δduty*受到第2限制值Δdutylim的上限限制的情况下，将电抗器电流IL乘以超过部分(Δduty*-Δdutylim)而得的值追加地加至相位偏移控制用的电流指令值I0shift。或者，分配运算器32在限制前的第2运算值Δduty*受到第2限制值-Δdutylim的下限限制的情况下，将电抗器电流IL乘以超过部分(Δduty*+Δdutylim)而得的值追加地加至相位偏移控制用的电流指令值I0shift。
[其它实施方式]
最后，对本发明的其它实施方式进行说明。此外，以下说明的各实施方式的结构并不限于分别单独应用，只要不产生矛盾，也能与其它实施方式的结构组合起来应用。
(1)在上述各实施方式中，以在低压侧的输入侧正极端子1a与输入侧负极端子1b之间连接有电池2、在高压侧的输出侧正极端子1c与输出侧负极端子1d之间连接有电动机3的情况为例来进行了说明。然而，本发明的实施方式并不限于此。即，也可以在低压侧的输入侧正极端子1a与输入侧负极端子1b之间连接有电池或电动机等提供或消耗直流电力的任意的电气装置，也可以在高压侧的输出侧正极端子1c与输出侧负极端子1d之间连接有电池或电动机等提供或消耗直流电力的任意的电气装置。例如，也可以在低压侧的输入侧正极端子1a与输入侧负极端子1b之间连接有电动机，也可以在高压侧的输出侧正极端子1c与输出侧负极端子1d之间连接有电池。
(2)在上述各实施方式中，以设DC/DC转换器1能执行升压动作和升压动作两者的动作、第1至第4半导体电路全部具有开关元件的功能且全部具有二极管元件的功能的情况为例来进行了说明。然而，本发明的实施方式并不限于此。即，DC/DC转换器1也可以仅能进行升压动作的动作，仅第1和第2半导体电路具有开关元件的功能，仅第3和第4半导体电路具有二极管元件的功能。在这种情况下，控制装置109构成为在图12和图14的上段图线中，电抗器电流IL仅执行正的区域的控制，在图1中，生成第1及第2栅极信号G1、G2，而不生成第3及第4栅极信号G3、G4。控制装置109计算进行第1导通占空比变化的第1运算值Duty,计算进行第1导通占空比差变化的第2运算值Δduty,并计算进行第1相位差变化的第3运算值θ，以对具备通断开关功能的第1和第2半导体电路的开闭动作进行控制，该第1导通占空比变化在第1半导体电路的导通占空比与第2半导体电路的导通占空比的平均值即基准导通占空比在导通占空比差和相同相位差的状态下发生变化，该第1导通占空比差变化使第1半导体电路的导通占空比与第2半导体电路的导通占空比之间的导通占空比差发生变化，该第1相位差变化使第1半导体电路的导通期间的相位与第2半导体电路的导通期间的相位之间的相位差发生变化。
或者，DC/DC转换器1也可以仅能进行降压动作的动作，仅第1和第2半导体电路具有二极管元件的功能，仅第3和第4半导体电路具有开关元件的功能。在这种情况下，控制装置109构成为在图12和图14的上段图线中，电抗器电流IL仅执行负的区域的控制，在图1中，生成第3及第4栅极信号G3、G4，而不生成第1及第2栅极信号G1、G2。控制装置109计算进行第2导通占空比变化的第1运算值Duty,计算进行第2导通占空比差变化的第2运算值Δduty,并计算进行第2相位差变化的第3运算值θ，以对具备通断开关功能的第3和第4半导体电路的开闭动作进行控制，该第2导通占空比变化使第3半导体电路的导通占空比与第4半导体电路的导通占空比的平均值即基准导通占空比在导通占空比差和相同相位差的状态下发生变化，该第2导通占空比差变化使第3半导体电路的导通占空比与第4半导体电路的导通占空比之间的导通占空比差发生变化，该第2相位差变化使第3半导体电路的导通期间的相位与第4半导体电路的导通期间的相位之间的相位差发生变化。
(3)在上述各实施方式中，以第1电压传感器103对输出侧的滤波电容器108的端子间电压(输出电压V2)进行检测，控制装置109通过执行使基准导通占空比(第1运算值Duty)发生变化以使得作为高压侧电压的输出电压V2的检测值接近作为高压侧电压的指令值的输出电压目标值V2ref的基准duty控制，来对输出电压V2进行控制的情况为例进行了说明。然而，本发明的实施方式并不限于此。即，也可以构成为第1电压传感器103对输入侧的滤波电容器11的端子间电压(输入电压V1)进行检测，控制装置109通过执行使基准导通占空比(第1运算值Duty)发生变化以使得作为低压侧电压的输入电压V1的检测值接近作为低压侧电压的指令值的输入电压目标值V1ref的基准duty控制，来对输入电压V1进行控制。在这种情况下，也可以在低压侧的输入侧正极端子1a与输入侧负极端子1b之间连接有电动机，也可以在高压侧的输出侧正极端子1c与输出侧负极端子1d之间连接有电池。
(4)在上述各实施方式中，以控制装置109在Δduty控制中使导通占空比差发生变化以使得充放电电容器电压V0的检测值接近充放电电容器电压目标值V0ref、在相位偏移控制中使相位差发生变化以使得充放电电容器电压V0的检测值接近充放电电容器电压目标值V0ref的情况为例来进行了说明。然而，本发明的实施方式并不限于此。即，控制装置109也可以构成为在Δduty控制中，基于所设定的指令值来使导通占空比差呈前馈式地发生变化，也可以构成为在相位偏移控制中，基于所设定的指令值来使相位差呈前馈式地发生变化。
(5)在上述各实施方式中，以控制装置109在基准duty控制中使基准导通占空比发生变化以使得输出电压V2的检测值接近输出电压目标值V2ref的情况为例来进行了说明。然而，本发明的实施方式并不限于此。即，控制装置109也可以构成为在基准duty控制中基于所设定的指令值来使基准导通占空比呈前馈式地发生变化。
(6)在上述各实施方式中，以控制装置109构成为基于第1运算值Duty、第2运算值Δduty及第3运算值θ来对第1控制值SD1和第2控制值SD2进行计算、并构成为利用第1三角波与第1控制值SD1之间的比较、第2三角波与第2控制值SD2之间的比较来对各开关元件进行通断控制的情况为例来进行了说明。然而，本发明的实施方式并不限于此。即，控制装置109也可以构成为利用除三角波的比较以外的方法来实现Δduty控制、相位偏移控制及基准duty控制中的导通占空比差、相位差及基准导通占空比。例如，控制装置109也可以构成为分别在Δduty控制、相位偏移控制及基准duty控制中，如利用图7～图10所说明的那样，基于是升压动作或降压动作中的哪个动作、以及升压比或降压比，来决定开关元件S1～S4的开闭模式即动作模式1～4的转移顺序，并基于各差电压等所计算出的导通占空比差的指令值、相位差的指令值以及基准导通占空比的指令值，来对所决定的各动作模式1～4的期间的长度进行调节，从而实现指令值的导通占空比差、指令值的相位差以及指令值的基准导通占空比。
另外，本发明可以在其发明范围内对各实施方式进行自由组合，或者对各实施方式适当地进行变形、省略。
标号说明
1 DC/DC转换器
2 电池
3 电动机
11 输入侧的滤波电容器(低压侧电容器)
12 电抗器
24 第1运算部
25 第2运算部
26 第3运算部
27 限制器
27X 第1限制器
27Y 第2限制器
30 开闭控制部
101 直流电压转换部
101a 充放电电容器
103 第1电压传感器
104 第2电压传感器
105 电流传感器(电抗器电流检测部)
108 输出侧的滤波电容器(高压侧电容器)
109 控制装置
IL 电抗器电流
Duty 第1运算值
Δduty 第2运算值
θ 第3运算值
DutyH 高电力判定值
DutyL 低电力判定值
D1 第1二极管
D2 第2二极管
D3 第3二极管
D4 第4二极管
S1 第1开关元件
S2 第2开关元件
S3 第3开关元件
S4 第4开关元件
SD1 第1控制值
SD2 第2控制值
Tsw 开关周期
V0 充放电电容器电压
V0ref 充放电电容器电压目标值(充放电电容器的电压指令值)
V1 输入电压(低压侧电压)
V1ref 输入电压目标值(低压侧电压的指令值)
V2 输出电压(高压侧电压)
V2ref 输出电压目标值(高压侧电压的指令值)

Claims (18)

1.一种DC/DC转换器，该DC/DC转换器包括：低压侧电容器，该低压侧电容器对低压侧电压进行保持；高压侧电容器，该高压侧电容器的负极侧端子与所述低压侧电容器的负极侧端子相连接，对高压侧电压进行保持；第1半导体电路，该第1半导体电路的一端与所述低压侧电容器的负极侧端子相连接；第2半导体电路，该第2半导体电路的一端与所述第1半导体电路的另一端相连接，该第2半导体电路的另一端经由电抗器与所述低压侧电容器的正极侧端子相连接；第3半导体电路，该第3半导体电路的一端与所述第2半导体电路的另一端相连接；第4半导体电路，该第4半导体电路的一端与所述第3半导体电路的另一端相连接，该第4半导体电路的另一端与所述高压侧电容器的正极侧端子相连接；充放电电容器，该充放电电容器的一端与所述第1半导体电路和所述第2半导体电路之间的中间连接点相连接，该充放电电容器的另一端与所述第3半导体电路和所述第4半导体电路之间的中间连接点相连接；以及控制装置，该控制装置分别对各个所述半导体电路进行控制，
所述DC/DC转换器能执行以下一方或双方的动作：
升压动作，该升压动作中，使所述第1半导体电路及第2半导体电路均具有开关元件的功能，使所述第3半导体电路及第4半导体电路均具有二极管元件的功能，利用所述第1半导体电路及第2半导体电路所具有的开关元件的通断开关功能，来将所输入的所述低压侧电容器的电压转换为升压后的电压并输出至所述高压侧电容器；以及
降压动作，该降压动作中，使所述第3半导体电路及第4半导体电路均具有开关元件的功能，使所述第1半导体电路及第2半导体电路均具有二极管元件的功能，利用所述第3半导体电路及第4半导体电路所具有的开关元件的通断开关功能，来将所输入的所述高压侧电容器的电压转换为降压后的电压并输出至所述低压侧电容器，
所述DC/DC转换器的特征在于，
所述控制装置对具有所述通断开关功能的所述第1半导体电路及第2半导体电路、以及具有所述通断开关功能的所述第3半导体电路及第4半导体电路的一方或双方的所述半导体电路各自的导通占空比和导通期间的相位进行控制，
通过执行Δduty控制和相位偏移控制，来对所述充放电电容器的电压进行控制，所述Δduty控制执行使第1半导体电路的导通占空比与第2半导体电路的导通占空比之间的导通占空比差发生变化的第1导通占空比差变化、以及使第3半导体电路的导通占空比与第4半导体电路的导通占空比之间的导通占空比差发生变化的第2导通占空比差变化的一方或双方，所述相位偏移控制执行使第1半导体电路的导通期间的相位与第2半导体电路的导通期间的相位之间的相位差发生变化的第1相位差变化、以及使第3半导体电路的导通期间的相位与第4半导体电路的导通期间的相位之间的相位差发生变化的第2相位差变化的一方或双方。
2.如权利要求1所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述控制装置在所述Δduty控制中，使所述导通占空比差发生变化，使得所述充放电电容器的电压检测值接近所述充放电电容器的电压指令值，在所述相位偏移控制中，使所述相位差发生变化，使得所述充放电电容器的电压检测值接近所述充放电电容器的电压指令值。
3.如权利要求1所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述控制装置通过执行基准duty控制来对所述高压侧电压或所述低压侧电压进行控制，所述基准duty控制进行第1导通占空比变化以及第2导通占空比变化的一方或双方，以使得所述高压侧电压的电压检测值接近所述高压侧电压的指令值，或者使得所述低压侧电压的电压检测值接近所述低压侧电压的指令值，所述第1导通占空比变化使第1半导体电路的导通占空比与第2半导体电路的导通占空比的平均值即基准导通占空比在相同的所述导通占空比差及相同的所述相位差的状态下发生变化，所述第2导通占空比变化使第3半导体电路的导通占空比与第4半导体电路的导通占空比之间的平均值即基准导通占空比在相同的所述导通占空比差及相同的所述相位差的状态下发生变化。
4.如权利要求2所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述控制装置通过执行基准duty控制来对所述高压侧电压或所述低压侧电压进行控制，所述基准duty控制进行第1导通占空比变化以及第2导通占空比变化的一方或双方，以使得所述高压侧电压的电压检测值接近所述高压侧电压的指令值，或者使得所述低压侧电压的电压检测值接近所述低压侧电压的指令值，所述第1导通占空比变化使第1半导体电路的导通占空比与第2半导体电路的导通占空比的平均值即基准导通占空比在相同的所述导通占空比差及相同的所述相位差的状态下发生变化，所述第2导通占空比变化使第3半导体电路的导通占空比与第4半导体电路的导通占空比之间的平均值即基准导通占空比在相同的所述导通占空比差及相同的所述相位差的状态下发生变化。
5.如权利要求1至4的任一项所述的DC/DC转换器，其特征在于，
包括对流过所述电抗器的电流进行检测的电抗器电流检测部，
所述控制装置在所述Δduty控制中使所述导通占空比差根据由所述电抗器电流检测部所检测出的所述电抗器的电流而发生变化，
在由所述电抗器电流检测部所检测出的所述电抗器的电流位于包含0的预先设定的所述Δduty控制的停止范围内的情况下，停止所述Δduty控制的执行，但执行所述相位偏移控制，由此对所述充放电电容器的电压进行控制。
6.如权利要求1至4的任一项所述的DC/DC转换器，其特征在于，
包括对流过所述电抗器的电流的方向进行检测的电抗器电流检测部，
所述控制装置在所述Δduty控制中，使所述导通占空比差的正或负的变化方向根据由所述电抗器电流检测部所检测出的电流方向而发生变化。
7.如权利要求1至4的任一项所述的DC/DC转换器，其特征在于，
包括对流过所述电抗器的电流进行检测的电抗器电流检测部，
所述控制装置在所述Δduty控制中，使所述导通占空比差的变化量的大小根据由所述电抗器电流检测部所检测出的所述电抗器的电流的大小而发生变化。
8.如权利要求1至4的任一项所述的DC/DC转换器，其特征在于，
在第1半导体电路的导通占空比与第2半导体电路的导通占空比的平均值即基准导通占空比、或者第3半导体电路的导通占空比与第4半导体电路的导通占空比的平均值即基准导通占空比小于等于预先设定的低电力判定值的情况下，或者在所述基准导通占空比大于等于预先设定的高电力判定值的情况下，所述控制装置停止所述相位偏移控制的执行，但执行所述Δduty控制，由此对所述充放电电容器的电压进行控制。
9.如权利要求1至4的任一项所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述控制装置在所述相位偏移控制中，对所述相位差的变化量的大小进行上限限制，使得所述半导体电路的开闭模式即动作模式的转移顺序不发生变化。
10.如权利要求1至4的任一项所述的DC/DC转换器，其特征在于，
至少在因所述相位偏移控制而发生变化的所述相位差固定的情况下，所述控制装置通过执行所述Δduty控制来对所述充放电电容器的电压进行控制，至少在因所述Δduty控制而发生变化的所述导通占空比差固定的情况下，所述控制装置通过执行所述相位偏移控制来对所述充放电电容器的电压进行控制。
11.如权利要求1至4的任一项所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述第1半导体电路至第4半导体电路全部具有开关功能，
所述控制装置对所述第1半导体电路至第4半导体电路进行开闭控制。
12.如权利要求1至4的任一项所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述控制装置包括：
第1运算部，该第1运算部对使基准导通占空比发生变化的第1运算值进行运算；
第2运算部，该第2运算部对所述Δduty控制中使所述导通占空比差发生变化的第2运算值进行计算；
第3运算部，该第3运算部对所述相位偏移控制中使所述相位差发生变化的第3运算值进行计算；以及
开闭控制部，该开闭控制部基于所述第1运算值、所述第2运算值及所述第3运算值，来对所述半导体电路的各个导通占空比及导通期间的相位进行控制，
所述第3运算部将对所计算出的所述第3运算值进行使正负的符号以开关周期的半周期交替反转的处理后所得的值计算作为最终的所述第3运算值，
所述开闭控制部对以所述开关周期在最小值与最大值之间进行振荡的第1三角波、以及相位相比所述第1三角波反转了180度的第2三角波进行计算，
基于所述第1运算值加上所述第2运算值及所述第3运算值而得的第1控制值与所述第1三角波相比较的比较结果，来对所述第1半导体电路及所述第4半导体电路的一方或双方的开闭动作进行控制，并基于所述第1运算值减去所述第2运算值并加上所述第3运算值而得的第2控制值与所述第2三角波相比较的比较结果，来对所述第2半导体电路及所述第3半导体电路的一方或双方的开闭动作进行控制。
13.如权利要求12所述的DC/DC转换器，其特征在于，
包括限制器，该限制器利用所述最小值对所述第1控制值进行下限限制并利用所述最大值对所述第1控制值进行上限限制，利用所述最小值对所述第2控制值进行下限限制并利用所述最大值对所述第2控制值进行上限限制。
14.如权利要求1至4、13的任一项所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述控制装置使流向所述充放电电容器的电流指令值发生变化，使得所述充放电电容器的电压检测值接近所述充放电电容器的电压指令值，并基于所述电流指令值来使所述导通占空比差发生变化，基于所述电流指令值来使所述相位差发生变化。
15.如权利要求14所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述控制装置将所述电流指令值分配给所述Δduty控制用的电流指令值及所述相位偏移控制用的电流指令值，基于所述Δduty控制用的电流指令值来使所述导通占空比差发生变化，基于所述相位偏移控制用的电流指令值来使所述相位差发生变化。
16.如权利要求15所述的DC/DC转换器，其特征在于，
在对所述导通占空比差及所述相位差的一方或双方进行上下限限制的情况下，所述控制装置将进行上下限限制后的所述相位差或所述导通占空比差中超过上下限限制值的部分分摊至与未进行上下限限制的所述相位差或所述导通占空比差相对应的所述Δduty控制用或所述相位偏移控制用的电流指令值。
17.如权利要求15或16所述的DC/DC转换器，其特征在于，
在对与所述电流指令值相对应而临时设定的所述相位差的临时设定值进行上下限限制的情况下，所述控制装置将所述相位差的临时设定值中超过上下限限制值的部分所对应的所述电流指令值分配给所述Δduty控制用的电流指令值，将剩余的所述电流指令值分配给所述相位偏移控制用的电流指令值。
18.如权利要求15所述的DC/DC转换器，其特征在于，
包括对流过所述电抗器的电流进行检测的电抗器电流检测部，
所述控制装置使所述Δduty控制用的电流指令值与所述相位偏移控制用的电流指令值的分配率根据由所述电抗器电流检测部所检测出的所述电抗器的电流而发生变化，
在由所述电抗器电流检测部所检测出的所述电抗器的电流位于包含0的预先设定的所述Δduty控制的停止范围内的情况下，将与所述电流指令值相对应的所述Δduty控制用的电流指令值的所述分配率设定为0，在所述电抗器的电流位于所述停止范围外的情况下，将与所述电流指令值相对应的所述Δduty控制用的电流指令值的所述分配率设定为比0要大的值。
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Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE112015005915T5 (de) * 2015-01-08 2017-09-28 Mitsubishi Electric Corporation DC/DC-Umsetzer
KR101858696B1 (ko) * 2016-08-31 2018-05-16 엘지전자 주식회사 모터 구동장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스
JP6277246B1 (ja) * 2016-10-03 2018-02-07 本田技研工業株式会社 変換装置、機器及び制御方法
US11362587B2 (en) 2017-08-15 2022-06-14 Texas Instruments Incorporated Hysteretic pulse modulation for charge balance of multi-level power converters
KR20220063506A (ko) * 2020-11-10 2022-05-17 현대자동차주식회사 직류-직류 컨버터 및 그 제어 방법

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101785172A (zh) * 2007-08-14 2010-07-21 飞思卡尔半导体公司 使用恒定占空比差值的dc/dc转换器中的模式变换
CN102474180A (zh) * 2009-08-05 2012-05-23 三菱电机株式会社 Dc/dc电力转换装置
CN102959843A (zh) * 2010-06-29 2013-03-06 三菱电机株式会社 Dc/dc功率转换装置
CN103053104A (zh) * 2010-07-30 2013-04-17 三菱电机株式会社 Dc/dc转换器
CN103219868A (zh) * 2012-01-24 2013-07-24 株式会社东芝 半导体集成电路装置和dc-dc转换器
JP2014230371A (ja) * 2013-05-21 2014-12-08 トヨタ自動車株式会社 電力変換装置及び電力変換方法
CN104247238A (zh) * 2012-04-20 2014-12-24 三菱电机株式会社 电力转换装置、具有该电力转换装置的电动机驱动控制装置、具有该电动机驱动控制装置的鼓风机和压缩机、以及具有该送风机或压缩机的空调机
CN105703621A (zh) * 2016-04-06 2016-06-22 重庆大学 ISOP三电平Buck变换器及中点电位平衡控制方法

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101785172A (zh) * 2007-08-14 2010-07-21 飞思卡尔半导体公司 使用恒定占空比差值的dc/dc转换器中的模式变换
CN102474180A (zh) * 2009-08-05 2012-05-23 三菱电机株式会社 Dc/dc电力转换装置
CN102959843A (zh) * 2010-06-29 2013-03-06 三菱电机株式会社 Dc/dc功率转换装置
CN103053104A (zh) * 2010-07-30 2013-04-17 三菱电机株式会社 Dc/dc转换器
CN103219868A (zh) * 2012-01-24 2013-07-24 株式会社东芝 半导体集成电路装置和dc-dc转换器
CN104247238A (zh) * 2012-04-20 2014-12-24 三菱电机株式会社 电力转换装置、具有该电力转换装置的电动机驱动控制装置、具有该电动机驱动控制装置的鼓风机和压缩机、以及具有该送风机或压缩机的空调机
JP2014230371A (ja) * 2013-05-21 2014-12-08 トヨタ自動車株式会社 電力変換装置及び電力変換方法
CN105703621A (zh) * 2016-04-06 2016-06-22 重庆大学 ISOP三电平Buck变换器及中点电位平衡控制方法

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