CN105703621A - ISOP三电平Buck变换器及中点电位平衡控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种ISOP三电平Buck变换器及中点电位平衡控制方法。由非隔离型DC/DC变换器构成的组合变换器。另外，针对现有的ISOP组合变换器存在输入电压不均衡问题，容易造成承担电压高的模块损坏，对ISOP组合变换器需要采取一定的中点电位平衡控制策略实现输入电压的均衡。

Description

ISOP三电平Buck变换器及中点电位平衡控制方法

技术领域

本发明涉及高压输电领域。

背景技术

近些年来，为了满足输入电压高、输出电压低且输出电流大的供电场合，人们越来越重视对输入串联输出并联(Input-Series-Output-Parallel,ISOP)组合变换器的拓扑和控制的研究。在ISOP组合变换器中，各个DC/DC变换器模块的输入串联在一起，输出可以并联在一起。由于各个模块的输入相互串联，所以各个模块的输入电压只承担ISOP组合变换器总输入电压的一部分，因而各个模块的电压应力大大降低，整个ISOP组合变换器的转换效率大大提高。同时，ISOP组合变换器还具有冗余特性，当其中一个模块出现故障时，只需将故障模块的输入短路，即可保证整个变换器的正常运行。截止到目前，ISOP组合变换器都是由隔离型DC/DC变换器模块组合而成，而由非隔离型DC/DC变换器构成的组合变换器却鲜见报道。另外，ISOP组合变换器存在输入电压不均衡问题，容易造成承担电压高的模块损坏。因此，对ISOP组合变换器需要采取一定的中点电位平衡控制策略实现输入电压的均衡。

发明内容

本发明的目的之一是提供一种ISOP三电平Buck变换器。

为实现本发明目的而采用的技术方案是这样的，一种ISOP三电平Buck变换器，其特征在于:

输入电压源加在a、b端子之间；所述a端子与b端子依次串联电容C₁和电容C₂；所述b端子连接二极管D₁的正极，二极管D₁的负极连接开关管S₁的源极，开关管S₁的漏极连接开关管S₂的源极，开关管S₂的漏极连接开关管S₃的源极，开关管S₃的漏极连接a端子；电容C₁和电容C₂之间为N端子，N端子串联电感Ls后，连接开关管S₁的漏极；

所述b端子连接二极管D₂的正极，二极管D₂的负极串联电容C_f后，连接开关管S₂的漏极；

所述b端子串联电容C₀后形成c端子；

所述c端子串联电感L₁后，连接开关管S₁的源极；

所述c端子串联电感L₂后，连接二极管D₂的负极；

所述所述b端子和c端子之间接入负载。

上述方案的技术效果见实施例1的分析。

本发明的另外一个目的是提供一种基于上述ISOP三电平Buck变换器的中点电位平衡控制方法，包括由电压外环调节器、均压环调节器和电流内环调节器构成的三环控制系统；均压环与电压外环的输出结果经过解耦环节后，得到电流内环的电流参考指令，两个载波信号C_a1、C_a2相位相差180°，实现开关管S₁、S₂的交错180°调制；

输出电压参考指令U_o*与输出电压U_o作差，经过电压外环调节器后得到公共参考电流指令I_L ^*；输入分裂电容C₁和C₂两端电压U_C1、U_C2作差，经过均压环调节器后得到误差参考电流ΔI_L；根据公式：

实现电压外环与均压环之间的解耦，分别得到两个Buck变换器模块的电感电流参考指令I_L1*、I_L2*；I_L1*、I_L2*分别与对应的流经电感L₁和L₂的电流I_L1、I_L2作差，再经过各自的电流内环调节器得到这两个Buck变换器模块的占空比大小：

$\left\{\begin{array}{c}{d}_1=d-\mathrm{\Δ}d\\ d_2=d+\mathrm{\Δ}d\end{array}\right.---\left(10\right)$

上述方案的技术效果见实施例2的分析。

附图说明

图1ISOP三电平Buck变换器；

图2ISOP三电平Buck变换器等效电路(一阶段)；

图3ISOP三电平Buck变换器等效电路(二阶段)；

图4ISOP三电平Buck变换器等效电路(三阶段)；

图5ISOP三电平Buck变换器等效电路(四阶段)；

图6三环控制策略示意图。

具体实施方式

下面结合实施例对本发明作进一步说明，但不应该理解为本发明上述主题范围仅限于下述实施例。在不脱离本发明上述技术思想的情况下，根据本领域普通技术知识和惯用手段，做出各种替换和变更，均应包括在本发明的保护范围内。

实施例1：

参见图1：本实施例公开一种ISOP三电平Buck变换器，一种ISOP三电平Buck变换器：输入电压源加在a、b端子之间；所述a端子与b端子依次串联电容C₁和电容C₂；所述b端子连接二极管D₁的正极，二极管D₁的负极连接开关管S₁的源极，开关管S₁的漏极连接开关管S₂的源极，开关管S₂的漏极连接开关管S₃的源极，开关管S₃的漏极连接a端子；电容C₁和电容C₂之间为N端子，N端子串联电感Ls后，连接开关管S₁的漏极；所述b端子连接二极管D₂的正极，二极管D₂的负极串联电容C_f后，连接开关管S₂的漏极；所述b端子串联电容C₀后形成c端子；所述c端子串联电感L₁后，连接开关管S₁的源极；所述c端子串联电感L₂后，连接二极管D₂的负极；所述所述b端子和c端子之间接入负载。

值得说明的是，该变换器可看成由两个Buck变换器输入串联输出并联构成。其中C₁、S₁、D₁、L₁为第一个Buck变换器，记为BuckI；C₂、S₃、D₂、L₂为第二个Buck变换器，记为BuckII；S₂、C_f与C₁、D₂形成一个开关电容网络，使得BuckI和BuckII的输入端串联输出端并联。

ISOP三电平Buck变换器的开关状态如表1所示，根据开关状态的不同，将该变换器分为四个工作阶段，对应的等效电路如图2～5所示。

表1ISOP三电平Buck变换器开关状态

阶段	S1	S2	S3	D1	D2
						I(图2)	导通	关断	导通	关断	关断
II(图3)	导通	导通	关断	关断	导通
						III(图4)	关断	关断	导通	导通	关断
IV(图5)	关断	导通	关断	导通	导通

阶段I：开关管S₁、S₃导通而S₂关断，二极管D₁、D₂关断，电容C₁给电感L₁和负载输出能量，电容C₂给电感L₂和负载输出能量，飞跨电容C_f处于充电状态。

阶段II：开关管S₁、S₂导通而S₃关断，二极管D₁关断，二极管D₂导通，电容C₁给电感L₁和负载输出能量，电感L₂向负载输出能量，而飞跨电容C_f通过S₂、D₂向电容C₁并联放电。

阶段III：开关管S₁、S₂关断而S₃导通，二极管D₁导通，二极管D₂关断，电感L₁向负载输出能量，电容C₁、C₂给电感L₂和负载输出能量，而飞跨电容C_f处于充电状态。

阶段IV：开关管S₁、S₃关断而S₂导通，二极管D₁、D₂导通，电容C₁给电感L₁和负载输出能量，电感L₂向负载输出能量，而飞跨电容C_f通过S₂、D₂向电容C₁并联放电。

当占空比d大于0.5时，ISOP三电平Buck工作于I、II、I、III阶段；当占空比d小于0.5时，ISOP三电平Buck工作于IV、II、IV、III阶段。在这两种情况下，ISOP三电平Buck变换器的电压增益G都为：

$G=\frac{U_o}{U_{in}}=\frac{d}{2}---\left(1\right)$

电容电压大小为：

$U_{C1}=U_{C2}=U_{Cf}=\frac{1}{2}{U}_{in}---\left(2\right)$

另外，根据能量守恒定律可得：

I_L1U_o+I_L2U_o＝I_inU_in(3)

其中I_L1、I_L2、I_in分别表示流过电感L₁、L₂的平均电流和输入平均电流。

由于飞跨电容C_f的存在，根据安秒平衡原理可得：

I_L1＝I_L2(4)

由(1)-(4)可得：

$I_{L1}=I_{L2}=\frac{1}{2}{I}_o=\frac{U_o}{2R}---\left(5\right)$

$I_{in}=\frac{U_o}{U_{in}}{I}_o=\frac{d}{2}{I}_o---\left(6\right)$

电感L₁、L₂的纹波电流大小为：

${\mathrm{\Δi}}_{L1}={\mathrm{\Δi}}_{L2}=\frac{U_{in}}{L}{\mathrm{dT}}_s=\frac{U_{in}}{L}\frac{d}{f_s}---\left(7\right)$

总输出电感电流纹波大小为：

${\mathrm{\&Delta;i}}_o=\left\{\begin{array}{cc}\frac{U_{in}}{2L}\frac{2d-1}{f_s}& d\&GreaterEqual;0.5\\ \frac{U_{in}}{2L}\frac{d(1-2d)}{(1-d)f_s}& d<0.5\end{array}\right.---\left(8\right)$

本实施例元件清单为：

实施例2

针对ISOP三电平Buck变换器，本文提出了一种由电压外环、均压环和电流内环构成的三环控制策略，如图6所示。将均压环放到电流内环的前面，与电压外环一起输出电流内环的电流指令，电流内环采用比例控制器。两个载波信号C_a1、C_a2相位相差180°，实现开关管S₁、S₂的交错180°调制。

在三环控制策略中，电压外环与均压环之间存在相互耦合关系，即电压外环的输出会影响中点电位的平衡控制，而均压环的输出又会影响输出电压的稳定控制。为了实现电压外环与均压环之间的解耦，(9)给出了两个Buck变换器模块的参考电流大小：

$\left\{\begin{array}{c}{I_{L1}}^{*}={I_L}^{*}-{\mathrm{\&Delta;I}}_L\\ {I_{L2}}^{*}={I_L}^{*}+{\mathrm{\&Delta;I}}_L\end{array}\right.---\left(9\right)$

如图3所示，三环控制策略的工作过程为：输出电压参考指令U_o*与输出电压U_o作差，经过电压外环调节器后得到公共参考电流I_L ^*；输入分裂电容电压U_C1、U_C2作差，经过均压环调节器后得到误差参考电流ΔI_L；根据(9)实现电压外环与均压环之间的解耦，分别得到两个Buck变换器模块的电感电流参考指令I_L1*、I_L2*；I_L1*、I_L2*分别与对应的电感电流I_L1、I_L2作差，再经过各自的电流内环调节器得到这两个Buck变换器模块的占空比大小：

$\left\{\begin{array}{c}{d}_1=d-\mathrm{\&Delta;}d\\ d_2=d+\mathrm{\&Delta;}d\end{array}\right.---\left(10\right)$

两个载波信号C_a1、C_a2相位相差180°，d₁与C_a1进行比较后得到开关管S₁的驱动信号，d₂与C_a2进行比较后得到开关管S₂的驱动信号。值得说明的是，实施例中，当d₁大于C_a1时，输出高电平，当d₁小于C_a1时，输出低电平；当d₂大于C_a2时，输出高电平，当d₂小于C_a2时，输出低电平。

根据三环控制策略，ISOP三电平Buck变换器的中点电位平衡控制原理为：当U_C1大于U_C2时，ΔI_L为正，因而I_L1 ^*减小而I_L2 ^*增大，进而使得d₁减小而d₂增大，从而U_C1减小而U_C2增大，形成了一个负反馈。经过若干个开关周期后，U_C1、U_C2相互均衡，即实现了中点电位平衡；当U_C1小于U_C2时，U_C1、U_C2的均衡过程相似。

Claims (2)

1.一种ISOP三电平Buck变换器，其特征在于:

输入电压源加在a、b端子之间；所述a端子与b端子依次串联电容C₁和电容C₂；所述b端子连接二极管D₁的正极，二极管D₁的负极连接开关管S₁的源极，开关管S₁的漏极连接开关管S₂的源极，开关管S₂的漏极连接开关管S₃的源极，开关管S₃的漏极连接a端子；电容C₁和电容C₂之间为N端子，N端子串联电感Ls后，连接开关管S₁的漏极；

所述b端子连接二极管D₂的正极，二极管D₂的负极串联电容C_f后，连接开关管S₂的漏极；

所述b端子串联电容C₀后形成c端子；

所述c端子串联电感L₁后，连接开关管S₁的源极；

所述c端子串联电感L₂后，连接二极管D₂的负极；

所述所述b端子和c端子之间接入负载。

2.一种基于权利要求1所述ISOP三电平Buck变换器的中点电位平衡控制方法，其特征在于:

包括由电压外环调节器、均压环调节器和电流内环调节器构成的三环控制系统；

输出电压参考指令U_o*与输出电压U_o作差，经过电压外环调节器后得到公共参考电流I_L ^*；输入分裂电容C₁和C₂两端电压U_C1、U_C2作差，经过均压环调节器后得到误差参考电流ΔI_L；根据公式：

实现电压外环与均压环之间的解耦，分别得到两个Buck变换器模块的电感电流参考指令I_L1*、I_L2*；I_L1*、I_L2*分别与对应的流经电感L₁和L₂的电流I_L1、I_L2作差，再经过各自的电流内环调节器得到这两个Buck变换器模块的占空比大小：

$\left\{\begin{array}{c}{d}_1=d-\mathrm{\&Delta;}d\\ d_2=d+\mathrm{\&Delta;}d\end{array}\right.---\left(10\right)$

两个载波信号C_a1、C_a2相位相差180°，d₁与C_a1进行比较后得到开关管S₁的驱动信号，即当d₁大于C_a1时，输出高电平，当d₁小于C_a1时，输出低电平；d₂与C_a2进行比较后得到开关管S₂的驱动信号，即当d₂大于C_a2时，输出高电平，当d₂小于C_a2时，输出低电平。