CN105406709A - 一种双输入三电平交错Boost变换器及其闭环控制策略 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种双输入三电平交错Boost变换器及其闭环控制策略，所述Boost变换器拓扑包括第一单元、第二单元、第三单元、电阻、第一低频开关、第二低频开关、第三低频开关、第一输入源和第二输入源；所述第一单元包括第一电感、第一开关管、第一二极管和第二电容；所述第二单元包括第二电感、第二开关管、第三二极管和第三电容；所述第三单元包括第一电容和第二二极管。所述变换器电路工作模式包括分时供电模式和同时供电模式，所述分时供电模式包括第一输入源独立工作和第二输入源独立工作。分时供电模式时，其闭环控制策略包括电压电流双闭环2和电容电压平衡控制环；同时供电模式时，其闭环控制策略包括电压电流双闭环1和电压电流双闭环2。

Description

一种双输入三电平交错Boost变换器及其闭环控制策略

技术领域

本发明涉及变换器，具体涉及双输入三电平交错Boost变换器及其闭环控制策略。

背景技术

在现有的新能源分布式供电系统中，每种能源形式均需要连接一个DC/DC变换器，将各能源变成直流输出，并联在公共的直流母线上，供给直流负载。所述结构复杂，且成本较高。为了简化电路结构，可以用一个多输入DC/DC变换器代替多个单输入DC/DC变换器。多输入DC/DC变换器允许多种能源输入，输入源的性质、幅值和特性可以相同，也可以差别很大，多输入源可以分时或同时向负载供电，实现能源的优先利用，灵活性强，且降低了系统成本。

发明内容

本发明为了解决上述问题，提出了一种双输入三电平交错Boost变换器，双输入三电平交错Boost变换器拓扑包括第一单元、第二单元、第三单元、电阻、第一低频开关、第二低频开关、第三低频开关、第一输入源和第二输入源。所述第一单元包括第一电感、第一开关管、第一二极管和第二电容；所述第二单元包括第二电感、第二开关管、第三二极管和第三电容；所述第三单元包括第一电容和第二二极管。

不难发现，第二单元为一个Boost电路，而由于第三单元的存在，第一单元也构成一个Boost电路。因而，本发明所提电路拓扑可理解为两个Boost电路的串联，但是由于其输入端可实现交错控制，且输入输出共地，减小了输入电流纹波和开关管电流应力。

所述第一输入源的正极通过导线与第一低频开关的一端连接，第二输入源的正极通过导线与第二低频开关的一端连接，所述第一输入源的负极通过导线与第二输入源的负极并联为K节点。所述第一低频开关的另一端有两条支路，第一支路通过导线与第三低频开关的一端连接，第三低频开关的另一端通过导线与所述第二低频开关未连接的一端，第二支路通过导线与第一电感的一端连接。所述第一电感的另外一端通过导线同时与第一开关管的集电极和第一电容的一端连接,所述第一开关管的发射极通过导线连接至所述K节点。所述第一电容的另一端有两条支路，第一支路为通过导线与第二二极管的阴极连接，第二二极管的阳极通过导线与第三二极管的阴极连接，第三二极管的阳极通过导线与第二电感的一端连接，第二电感的另一端通过导线连接至第二低频开关与第三低频开关共同连接的节点。所述第三二极管的阳极同时连接至第二开关管的集电极连接，第二开关管的发射极通过导线连接至K节点。所述第一电容的第二支路通过导线与第一二极管的阳极连接，第一二极管的阴极通过导线与第二电容的一端连接，第二电容的另一端通过导线与第三电容的一端连接形成O节点，第三电容的另一端通过导线连接至K节点。所述第二电容与第三电容连接的O节点处通过导线与第三二极管的阴极连接。第二电容、第三电容和O节点共同形成的支路两端分别通过导线并联电阻，即所述的一端连接至K节点，另一端连接至第一二极管与第二电容连接的节点。

根据输入源的不同，可将本电路划分为分时供电模式和同时供电模式。而通过控制第一低频开关、第二低频开关和第三低频开关的导通与关断，可实现这两种工作模式之间的相互切换。所述变换器电路工作模式包括分时供电模式和同时供电模式。所述分时供电模式包括第一输入源独立工作和第二输入源独立工作两种情况。所述第一输入源独立工作时，第一低频开关和第三低频开关导通，而第二低频开关关断。所述第二输入源独立工作时，第二低频开关和第三低频开关导通，而第一低频开关关断。所述同时供电模式时，第一低频开关和第二低频开关导通，而第三低频开关关断。

1)分时供电模式

当任何一个输入源独立工作时，所述变换器的电路拓扑参考附图2所示。当第一输入源独立工作时，附图2中的输入电压U_in变为U_in1，而当第二输入源独立工作时，附图2中的U_in变为U_in2。

交错控制策略下各个开关管和二极管的开关状态，在一个开关周期内电路开关会形成I、II、III、IV四种工作状态，参见表1所示。所述变换器的工作状态I为第一开关管、第二开关管和第二二极管处于开启的状态，而第一二极管和第三二极管处于关闭的状态。所述变换器的工作状态II为第二二极管、第三二极管和第一开关管处于开启的状态，而第二开关管和第一二极管处于关闭的状态。所述变换器的工作状态III为第二开关管和第一二极管处于开启的状态，而第二二极管、第三二极管和第一开关管处于关闭的状态。所述变换器的工作状态IV为第一二极管和第三二极管处于开启的状态，而第一开关管、第二开关管和第二二极管处于关闭的状态。所述图3为分时供电模式下所述变换器在一个开关周期内电路开关四种工作状态的等效电路。

表1开关状态

根据开关管的占空比D大小的不同，将所述变换器分为两种工作模式：0.5≤D＜1和0＜D＜0.5；当0.5≤D＜1时，所述变换器在一个开关周期内电路开关工作状态先后为I、II、I、III；而0＜D＜0.5时，所述变换器在一个开关周期内电路开关工作状态先后为IV、II、IV、III。不论所述变换器工作于哪一个工作模式，其电压增益M、第一电容、第二电容和第三电容的电压大小分别为：

$M=\frac{U_o}{U_{in}}=\frac{2}{1-D}---\left(1\right)$

$U_{C1}=U_{C2}=U_{C3}=\frac{1}{1-D}{U}_{in}---\left(2\right)$

公式1和2中U_in表示输入电压，U₀表示输出电压，U_C1、U_C2、U_C3分别表示第一电容电压、第二电容电压和第三电容电压。

平均电感电流I_L1、I_L2和平均输入电流I_in大小分别为：

$I_{L1}=I_{L2}=\frac{U_o}{(1-D)R}---\left(3\right)$

$I_{in}=\frac{2U_o}{(1-D)R}---\left(4\right)$

其中，I_L1、I_L2和I_in分别代表第一电感的平均电流、第二电感的平均电流和输入平均电流，R表示电阻阻值。

第一电感和第二电感的电流纹波大小Δi_L1、Δi_L2分别为：

${\mathrm{\Δi}}_{L1}={\mathrm{\Δi}}_{L2}=\frac{U_{in}}{2L}{\mathrm{DT}}_s=\frac{U_{in}}{2L}\frac{D}{f_s}---\left(5\right)$

公式(5)中f_s表示开关频率，T_s表示开关周期，L表示电感，其中第一电感和第二电感值相等。

不同的是，当0.5≤D＜1时，输入电流纹波Δi_in大小为：

${\mathrm{\Δi}}_{in}=\frac{U_{in}}{2L}(2D-1)\frac{T_s}{2}=\frac{U_{in}}{2L}\frac{2D-1}{2f_s}---\left(6\right)$

当0＜D＜0.5时，输入电流纹波Δi_in大小为：

${\mathrm{\Δi}}_{in}=\frac{U_{in}}{2L}\frac{D(1-2D)}{2(1-D)f_s}---\left(7\right)$

图4给出了分时供电模式下所述变换器的闭环控制策略。由于第一单元与第二单元均为Boost电路且其占空比大小相等，所以第二电容和第三电容的电压大小相等，如公式(2)所示。因此，本发明仅对第二单元进行电压电流双闭环控制，即可实现对整个变换器的输出电压和输入电流控制。另外，在实际应用中，考虑到二极管和开关管的导通压降，导致第二电容与第三电容之间存在一定的电压差。为了减小电压差，实现输出端中点电位的平衡，在闭环系统中加入一个电容电压平衡控制环。

2)同时供电模式

参见图1中，当第一低频开关、第二低频开关导通而第三低频开关关断时，第一输入源和第二输入源同时工作，向负载提供能量，此时所述变换器电路拓扑如图5所示，其输出电压U_o、第一电容电压、第二电容电压和第三电容电压大小分别为：

$U_o=\frac{1}{1-D_1}{U}_{in1}+\frac{1}{1-D_2}{U}_{in2}---\left(8\right)$

$U_{C2}=\frac{1}{1-D_1}{U}_{in1}---\left(9\right)$

$U_{C1}=U_{C3}=\frac{1}{1-D_2}{U}_{in2}---\left(10\right)$

公式8、9和10中，D1表示第一开关管占空比,D2表示第二开关管占空比。

平均电感电流和平均输入电流分别为：

$I_{L1}=\frac{U_o}{(1-D_1)R}---\left(11\right)$

$I_{L2}=\frac{U_o}{(1-D_2)R}---\left(12\right)$

同时供电模式下所述变换器的闭环控制策略如图6所示，包括电压电流双闭环1和电压电流双闭环2。所述电压电流双闭环1控制第一单元的输入电流及输出电容电压，所述电压电流双闭环2控制第二单元的输入电流及输出电容电压。

设定：

U_C2*＝U_C3*(13)

U_C2*、U_C3*分别代表C₂、C₃的参考输出电压。因此，第二电容和第三电容的电压大小相等，不需要增加电容电压平衡控制。

不论工作于分时供电模式还是同时供电模式，所述变换器的开关管和二极管的电压应力相同，为：

$u_S=u_D=\frac{1}{2}{U}_o---\left(14\right)$

附图说明

图1为双输入三电平交错Boost变换器电路图；

图2为分时供电模式电路图；

图3为分时供电模式下四种状态的等效电路；

图4为分时供电模式的闭环控制策略；

图5为同时供电模式电路图；

图6为同时供电模式的闭环控制策略。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明，但不应所述理解为本发明上述主题范围仅限于下述实施例。在不脱离本发明上述技术思想的情况下，根据本领域普通技术知识和惯用手段，做出各种替换和变更，均应包括在本发明的保护范围内。

具体涉及参量的数值如下表2：

表2参量参数表

参量	数值	参量	数值
				R	500Ω	Uin1	48V-80V
Uin2	48V-80V	L1	780uH
				L2	780uH	D1	MUR440
D2	MUR440	D3	MUR440
				C1	470uF/400V	C2	470uF/400V
C3	470uF/400V

一种双输入三电平交错Boost变换器，其特征在于，双输入三电平交错Boost变换器拓扑包括第一单元、第二单元、第三单元，参数为500Ω的电阻R、第一低频开关Q1、第二低频开关Q2、第三低频开关Q3、电压可调范围为48V-80V的第一输入源U_in1和电压可调范围为48V-80V的第二输入源U_in2。所述第一单元包括电感为780uH的第一电感L1、第一开关管S1、参数为MUR440的第一二极管D1和参数为470uF/400V的第二电容C2。所述第二单元包括电感为780uH的第二电感L2、第二开关管S2、参数为MUR440的第三二极管D3和参数为470uF/400V的第三电容C3。所述第三单元包括参数为470uF/400V的第一电容C1和参数为MUR440的第二二极管D2。

所述第一输入源U_in1的正极通过导线与第一低频开关Q1的一端连接，第二输入源U_in2的正极通过导线与第二低频开关Q2的一端连接，所述第一输入源U_in1的负极通过导线与第二输入源U_in2的负极并联为K节点。所述第一低频开关Q1的另一端有两条支路，第一支路通过导线与第三低频开关Q3的一端连接，第三低频开关Q3的另一端通过导线与所述第二低频开关Q2的未连接的一端，第二支路通过导线与第一电感L1的一端连接。所述第一电感L1的另外一端通过导线同时与第一开关管S1的集电极和第一电容C1的一端连接,所述第一开关管S1的发射极通过导线连接至所述K节点。所述第一电容C1的另一端有两条支路，第一支路为通过导线与第二二极管D2的阴极连接，第二二极管D2的阳极通过导线与第三二极管D3的阴极连接，第三二极管D3的阳极通过导线与第二电感L2的一端连接，第二电感L2的另一端通过导线连接至第二低频开关Q2与第三低频开关Q3共同连接的节点。所述第三二极管D3的阳极同时连接至第二开关管S2的集电极连接，第二开关管S2的发射极通过导线连接至K节点。所述第一电容C1的第二支路通过导线与第一二极管D1的阳极连接，第一二极管D1的阴极通过导线与第二电容C2的一端连接，第二电容C2的另一端通过导线与第三电容C3的一端连接形成O节点，第三电容C3的另一端通过导线连接至K节点。所述第二电容C2与第三电容C3连接的O节点处通过导线与第三二极管D3的阴极连接。第二电容C2、第三电容C3和O节点共同形成的支路两端分别通过导线并联电阻R，即所述R的一端连接至K节点，另一端连接至第一二极管D1与第二电容C2连接的节点。

所述变换器电路工作模式包括分时供电模式和同时供电模式。所述分时供电模式包括第一输入源U_in1独立工作和第二输入源U_in2独立工作两种情况。所述第一输入源U_in1独立工作时，第一低频开关Q1和第三低频开关Q3导通，而第二低频开关Q2关断。所述第二输入源U_in2独立工作时，第二低频开关Q2和第三低频开关Q3导通，而第一低频开关Q1关断。所述同时供电模式时，第一低频开关Q1和第二低频开关Q2导通，而第三低频开关Q3关断。

1)分时供电模式

当第一输入源U_in1独立工作时，附图2电路中的输入电压U_in变为U_in1，而当第二输入源U_in2独立工作时，附图2电路中的输入电压U_in变为U_in2。

在交错控制策略中，根据占空比D大小的不同，可以将所述变换器分为两种工作模式：0.5≤D＜1和0＜D＜0.5。

当D＝0.8满足条件0.5≤D＜1时，所述变换器工作于状态为I、II、I、III；而当D＝0.2满足条件0＜D＜0.5时，所述变换器工作于状态为IV、II、IV、III。不论所述变换器工作于哪一个工作模式，其电压增益M、C1、C2和C3的电容电压大小分别为：

$M=\frac{U_o}{U_{in}}=\frac{2}{1-D}---\left(1\right)$

$U_{C1}=U_{C2}=U_{C3}=\frac{1}{1-D}{U}_{in}---\left(2\right)$

平均电感电流I_L1、I_L2和平均输入电流I_in大小分别为：

$I_{L1}=I_{L2}=\frac{U_o}{(1-D)R}---\left(3\right)$

$I_{in}=\frac{2U_o}{(1-D)R}---\left(4\right)$

其中，I_L1、I_L2和I_in分别代表L₁、L₂的平均电流和输入平均电流。

第一电感L1和第二电感L2的电流纹波大小Δi_L1、Δi_L2分别为：

${\mathrm{\Δi}}_{L1}={\mathrm{\Δi}}_{L2}=\frac{U_{in}}{2L}{\mathrm{DT}}_s=\frac{U_{in}}{2L}\frac{D}{f_s}---\left(5\right)$

不同的是，当0.5≤D＜1时，输入电流纹波Δi_in大小为：

${\mathrm{\Δi}}_{in}=\frac{U_{in}}{2L}(2D-1)\frac{T_s}{2}=\frac{U_{in}}{2L}\frac{2D-1}{2f_s}---\left(6\right)$

当0＜D＜0.5时，输入电流纹波Δi_in大小为：

${\mathrm{\Δi}}_{in}=\frac{U_{in}}{2L}\frac{D(1-2D)}{2(1-D)f_s}---\left(7\right)$

其一：

当第一输入源U_in1＝50V独立工作，开关管占空比D＝0.8时，根据公式(1)和(2)得到，电压增益M＝10，第一电容C1电压、第二电容C2电压和第三电容C3电压U_C1＝U_C2＝U_C3＝250V，根据公式(3)和(4)可以得到平均电感电流I_L1＝I_L2＝5A，平均输入电流I_in＝10A，根据公式(5)可以计算得到第一电感L1和第二电感L2的电流纹波大小，根据公式(6)可以得到输入电流纹波。

其二：

第一输入源U_in1＝50V独立工作，开关管占空比D＝0.2时，根据公式(1)和(2)得到，电压增益M＝2.5，第一电容C1电压、第二电容C2电压和第三电容C3电压U_C1＝U_C2＝U_C3＝62.5V，根据公式(3)和(4)可以得到平均电感电流平均输入电流根据公式(5)可以计算得到第一电感L1和第二电感L2的电流纹波大小，根据公式(7)可以得到输入电流纹波。

其三：

当第二输入源U_in2＝80V独立工作，开关管占空比D＝0.8时，根据公式(1)和(2)得到，电压增益M＝10，第一电容C1电压、第二电容C2电压和第三电容C3电压U_C1＝U_C2＝U_C3＝400V，根据公式(3)和(4)可以得到平均电感电流I_L1＝I_L2＝8A，平均输入电流I_in＝16A，根据公式(5)可以计算得到第一电感L1和第二电感L2的电流纹波大小，根据公式(6)可以得到输入电流纹波。

其四：

第二输入源U_in2＝80V独立工作，开关管占空比D＝0.2，时，根据公式(1)和(2)得到，电压增益M＝2.5，第一电容C1电压、第二电容C2电压和第三电容C3电压U_C1＝U_C2＝U_C3＝100V，根据公式(3)和(4)可以得到平均电感电流I_L1＝I_L2＝0.5A，平均输入电流I_in＝1A，根据公式(5)可以计算得到第一电感L1和第二电感L2的电流纹波大小，根据公式(7)可以得到输入电流纹波。

分时供电模式下所述变换器的闭环控制策略参考图4。由于第一单元与第二单元均为Boost电路且其占空比大小相等，所以第二电容C2和第三电容C3的电压大小相等，如技术方案中公式(2)所示。因此，本发明仅对第二单元进行电压电流双闭环控制，即可实现对整个变换器的输出电压和输入电流控制。另外，在实际应用中，考虑到二极管和开关管的导通压降，导致第二电容C2与第三电容C3之间存在一定的电压差。为了减小电压差，实现输出端中点电位的平衡，在闭环系统中加入一个电容电压平衡控制环。

2)同时供电模式

参见图1中，当第一低频开关Q1、第二低频开关Q2导通而第三低频开关Q3关断时，第一输入源U_in1和第二输入源U_in2同时工作，向负载提供能量，此时所述变换器电路拓扑如图5所示，其输出电压U_o和电容电压大小分别为：

$U_o=\frac{1}{1-D_1}{U}_{in1}+\frac{1}{1-D_2}{U}_{in2}---\left(8\right)$

$U_{C2}=\frac{1}{1-D_1}{U}_{in1}---\left(9\right)$

$U_{C1}=U_{C3}=\frac{1}{1-D_2}{U}_{in2}---\left(10\right)$

平均电感电流和平均输入电流分别为：

$I_{L1}=\frac{U_o}{(1-D_1)R}---\left(11\right)$

$I_{L2}=\frac{U_o}{(1-D_2)R}---\left(12\right)$

当第一输入源U_in1＝50V以及第二输入源U_in2＝80V，第一开关管S1的占空比D1＝0.8，第二开关管S2的占空比D2＝0.8时，根据公式8、9和10可以得到，输出电压U_o＝650V，第二电容电压U_C2＝250V，第一电容电压与第三电容电压相等，为U_C1＝U_C3＝400V，根据公式11和12可以得到，I_L1＝6.5A，I_L2＝6.5A。

同时供电模式下所述变换器的闭环控制策略如图6所示。电压电流双闭环1控制第一单元的输入电流和输出电容电压，电压电流双闭环2控制第二单元的输入电流和输出电容电压。

假定U_C2*＝U_C3*，因此，第二电容C2和第三电容C3的电压大小相等，不需要增加电容电压平衡控制。

不论工作于分时供电模式还是同时供电模式，所述变换器的开关管和二极管的电压应力相同，为u_S＝u_D＝175V。

Claims (2)

1.一种双输入三电平交错Boost变换器，其特征在于，双输入三电平交错Boost变换器拓扑包括第一单元、第二单元、第三单元，电阻(R)、第一低频开关(Q1)、第二低频开关(Q2)、第三低频开关(Q3)、第一输入源(U_in1)和第二输入源(U_in2)；所述第一单元包括第一电感(L1)、第一开关管(S1)、第一二极管(D1)和第二电容(C2)；所述第二单元包括第二电感(L2)、第二开关管(S2)、第三二极管(D3)和第三电容(C3)；所述第三单元包括第一电容(C1)和第二二极管(D2)；

所述第一输入源(U_in1)的正极通过导线与第一低频开关(Q1)的一端连接，第二输入源(U_in2)的正极通过导线与第二低频开关(Q2)的一端连接，所述第一输入源(U_in1)的负极通过导线与第二输入源(U_in2)的负极并联为K节点；所述第一低频开关(Q1)的另一端有两条支路，第一支路通过导线与第三低频开关(Q3)的一端连接，第三低频开关(Q3)的另一端通过导线与所述第二低频开关(Q2)的未连接的一端，第二支路通过导线与第一电感(L1)的一端连接；所述第一电感(L1)的另外一端通过导线同时与第一开关管(S1)的集电极和第一电容(C1)的一端连接,所述第一开关管(S1)的发射极通过导线连接至所述K节点；所述第一电容(C1)的另一端有两条支路，第一支路为通过导线与第二二极管(D2)的阴极连接，第二二极管(D2)的阳极通过导线与第三二极管(D3)的阴极连接，第三二极管(D3)的阳极通过导线与第二电感(L2)的一端连接，第二电感(L2)的另一端通过导线连接至第二低频开关(Q2)与第三低频开关(Q3)共同连接的节点；所述第三二极管(D3)的阳极同时连接至第二开关管(S2)的集电极连接，第二开关管(S2)的发射极通过导线连接至K节点；所述第一电容(C1)的第二支路通过导线与第一二极管(D1)的阳极连接，第一二极管(D1)的阴极通过导线与第二电容(C2)的一端连接，第二电容(C2)的另一端通过导线与第三电容(C3)的一端连接形成O节点，第三电容(C3)的另一端通过导线连接至K节点；所述第二电容(C2)与第三电容(C3)连接的O节点处通过导线与第三二极管(D3)的阴极连接；第二电容(C2)、第三电容(C3)和O节点共同形成的支路两端分别通过导线并联电阻(R)，即所述(R)的一端连接至K节点，另一端连接至第一二极管(D1)与第二电容(C2)连接的节点。

2.采用权利要求1所述的一种双输入三电平交错Boost变换器的闭环控制策略，其特征在于：所述变压器电路工作模式包括分时供电模式和同时供电模式；所述分时供电模式包括第一输入源(U_in1)独立工作和第二输入源(U_in2)独立工作两种情况；所述第一输入源(U_in1)独立工作时，第一低频开关(Q1)和第三低频开关(Q3)导通，而第二低频开关(Q2)关断；所述第二输入源(U_in2)独立工作时，第二低频开关(Q2)和第三低频开关(Q3)导通，而第一低频开关(Q1)关断；所述同时供电模式时，第一低频开关(Q1)和第二低频开关(Q2)导通，而第三低频开关(Q3)关断；

1)所述分时供电模式，交错控制策略下各个开关管和二极管的开关状态，在一个开关周期内电路有I、II、III、IV四种开关工作状态；所述变换器的工作状态I为第一开关管(S1)、第二开关管(S2)和第二二极管(D2)处于开启的状态，且第一二极管(D1)和第三二极管(D3)处于关闭的状态；所述变换器的工作状态II为第二二极管(D2)、第三二极管(D3)和第一开关管(S1)处于开启的状态，且第二开关管(S2)和第一二极管(D1)处于关闭的状态；所述变换器的工作状态III为第二开关管(S2)和第一二极管(D1)处于开启的状态，且第二二极管(D2)、第三二极管(D3)和第一开关管(S1)处于关闭的状态；所述变换器的工作状态IV为第一二极管(D1)和第三二极管(D3)处于开启的状态，且第一开关管(S1)、第二开关管(S2)和第二二极管(D2)处于关闭的状态；

根据开关管的占空比D大小的不同，将所述变换器分为两种工作模式：0.5≤D＜1和0＜D＜0.5；当0.5≤D＜1时，所述变换器在一个开关周期内电路开关工作状态先后为I、II、I、III；而0＜D＜0.5时，所述变换器在一个开关周期内电路开关工作状态先后为IV、II、IV、III；

在分时供电模式下，所述变换器的闭环控制策略包括电压电流双闭环2和电容电压平衡控制环；所述电压电流双闭环2控制第二单元的输入电流和输出电容电压；所述电容电压平衡控制环控制第二电容和第三电容之间的电压差；

2)所述同时供电模式，当第一低频开关和第二低频开关导通，而第三低频开关关断时，第一输入源和第二输入源同时工作，向负载提供能量；同时供电模式下，所述变换器的闭环控制策略包括电压电流双闭环1和电压电流闭环2；所述电压电流双闭环1控制第一单元的输入电流和输出电容电压，所述电压电流双闭环2控制第二单元的输入电流和输出电容电压。