CN116760270A - 一种平抑电压二次纹波的Boost-PFC变换器 - Google Patents

一种平抑电压二次纹波的Boost-PFC变换器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种平抑电压二次纹波的Boost‑PFC变换器，包括二极管D 1，D 1的正极分别与电源v s的一端和二极管D 3的负极连接，D 1的负极分别与二极管D 2的负极和输入电感L的一端连接；D 2的正极分别与v s的另一端和二极管D 4的负极连接；D 3的正极分别与D 4的正极、功率管S 2的源极和功率管S 4的漏极连接；L的另一端分别与功率管S 1的漏极和功率管S 3的源极连接；S 1的源极分别与S 2的漏极和滤波电感L f的一端连接，L f的另一端分别与电容C 1的负极和电容C 2的正极连接；S 3的漏极分别与C 1的正极和R L的一端连接，R L的另一端分别与S 4的源极和C 2的负极连接，实现了平抑直流侧总电压二次纹波的功能。

Description

一种平抑电压二次纹波的Boost-PFC变换器
技术领域
本发明涉及电能质量技术领域，具体涉及一种平抑电压二次纹波的Boost-PFC变换器。
背景技术
三电平Boost-PFC变换器是一种高性能功率因数校正转换器，相比于传统的Boost-PFC变换器，具有多电平结构拓扑的优势，可以应用在需要减小功率电感体积和输出电压高等场合；能够减少电磁干扰(EMI)，对提高系统的可靠性和抗干扰能力起到了重要作用；工作在CCM模式下的PFC变换器具有电感电流纹波小，功率因数高，流过开关管的电流有效值小等优势，广泛应用在中大功率的场合。
三电平Boost-PFC变换器在直流侧输出电压时，由于输出电容本身的特性以及拓扑的限制，电容会在正负半周不断充放电，从而导致输出电压呈现为二倍于基频的周期性正弦波；增加输出电容和采用更低ESR的输出电容是减小二次纹波的有效方法，但这样会增加系统的成本和体积，如果选择过大的输出电容，系统还可能出现寿命短、体积过大、输出电压上升延迟等问题。
发明内容
针对现有技术中的上述不足，本发明提供的一种平抑电压二次纹波的Boost-PFC变换器解决了三电平Boost-PFC变换器在直流侧输出电压时，二次纹波过大的问题。
为了达到上述发明目的，本发明采用的技术方案为：提供一种平抑电压二次纹波的Boost-PFC变换器，包括二极管D1，所述二极管D1的正极分别与单相交流电源vs的一端和所述二极管D3的负极连接，所述二极管D1的负极分别与二极管D2的负极和输入电感L的一端连接；
所述二极管D2的正极分别与所述单相交流电源vs的另一端和二极管D4的负极连接；所述二极管D3的正极分别与所述二极管D4的正极、MOSFET功率管S2的源极和MOSFET功率管S4的漏极连接；所述输入电感L的另一端分别与MOSFET功率管S1的漏极和MOSFET功率管S3的源极连接；
所述MOSFET功率管S1的源极分别与所述MOSFET功率管S2的漏极和滤波电感Lf的一端连接，所述滤波电感Lf的另一端分别与直流支撑电容C1的负极和直流支撑电容C2的正极连接；
所述MOSFET功率管S3的漏极分别与所述直流支撑电容C1的正极和阻性负载RL的一端连接，所述阻性负载RL的另一端分别与所述MOSFET功率管S4的源极和所述直流支撑电容C2的负极连接。
进一步地：所述平抑电压二次纹波的Boost-PFC变换器包括4种工作模式；
其中，工作模式1为MOSFET功率管S1、 MOSFET功率管S2 和MOSFET功率管S4导通，MOSFET功率管S3关断，输入能量储存到输入电感L和直流支撑电容C1上，直流支撑电容C2向滤波电感Lf释放能量，直流支撑电容C1和C2向阻性负载RL释放能量；
工作模式2为MOSFET功率管S1、 MOSFET功率管S2 和MOSFET功率管S3导通，MOSFET功率管S4关断，输入能量储存到输入电感L和直流支撑电容C2上，直流支撑电容C1向滤波电感Lf释放能量，直流支撑电容C1和C2向阻性负载RL能量；
工作模式3为MOSFET功率管S1和MOSFET功率管S3导通，MOSFET功率管S2和MOSFET功率管S4关断，输入能量、输入电感L和滤波电感Lf上储存的能量释放到直流支撑电容C2上，直流支撑电容C1向滤波电感Lf释放能量，直流支撑电容C1和C2向阻性负载RL释放能量；
工作模式4为MOSFET功率管S2和MOSFET功率管S4导通，MOSFET功率管S1和MOSFET功率管S3关断，输入能量、输入电感L和滤波电感Lf上储存的能量释放到直流支撑电容C1上，直流支撑电容C2向滤波电感Lf释放能量，直流支撑电容C1和C2向阻性负载RL释放能量。
进一步地：所述Boost-PFC变换器还包括第一控制模块和第二控制模块；
其中，第一控制模块控制MOSFET功率管S1和MOSFET功率管S2的导通与关断；第二控制模块控制MOSFET功率管S3和MOSFET功率管S4的导通与关断。
进一步地：所述第一控制模块控制MOSFET功率管S1和MOSFET功率管S2的导通与关断的方法为：
将通过采样输出直流电压vdc与直流电压参考值vdc*作差得到第一差值Δvdc，将Δvdc经第一PI比例积分控制器PI1后与二极管整流桥输出值|vs|相乘，得到输入电感的电流参考值iL*，将输入电感的电流参考值iL*与在实际电感电流值iL作差得到第二差值，将第二差值送入第一P比例控制器P1，得到正弦脉宽，通过正弦脉宽调制SPWM1控制MOSFET功率管S1和MOSFET功率管S2的导通和关断；
所述二极管整流桥包括所述二极管D1、二极管D2、二极管D3、和二极管D4。
进一步地：所述第二控制模块包括依次连接的直流电压降频单元、电压外环DQ解耦控制单元、电流内环控制单元和SPWM2；
所述直流电压降频单元的输入端作为第二控制模块的输入端，第二SPWM的输出端作为所述第二控制模块的输出端，分别与MOSFET功率管S3和MOSFET功率管S4连接。
进一步地：所述第二控制模块的控制MOSFET功率管S3和MOSFET功率管S4的导通与关断的方法为：将所述直流电压降频单元获取直流电压vdc与直流电压参考值vdc*作差得到的Δvdc作为输入，对Δvdc进行处理后输出直流基频电压vdcω，将所述电压外环DQ解耦控制单元对直流基频电压vdcω进行处理后输出滤波电感电流的参考值 iLf*，对所述电流内环控制单元对滤波电感电流的参考值 iLf*进行处理后输出调制波，使用所述第二SPWM通过调制波控制MOSFET功率管S3和MOSFET功率管S4的导通和关断。
进一步地：所述直流电压降频单元的输入端接收输出直流电压vdc与直流电压参考值vdc*作差得到的Δvdc，将所述Δvdc和经过z-n延时后的正交分量分别与cosωt和sinωt相乘，将得到的两个乘积相加，得到直流基频电压vdcω，并将vdcω作为所述直流电压降频单元的输出；
其中，ω为输入交流电压角频率，t为时间，n=fs/f/8，fs为开关频率，f为输入交流电压线频率，z为复变量。
进一步地：所述电压外环DQ解耦控制单元的输入端接收直流基频电压vdcω，将所述直流基频电压vdcω分别经第一处理线路和第二处理线路后得到的第一处理值和第二处理值，将第一处理值和第二处理值相加得到滤波电感电流的参考值 iLf*，并将滤波电感电流的参考值iLf*作为所述电压外环DQ解耦控制单元的输出；
将所述第一处理线路将所述直流基频电压vdcω与sinωt相乘后依次经过第一低通滤波器LPF1，第一加倍器和第二PI比例积分控制器PI2，并将第二PI比例积分控制器PI2输出的值与sinωt相乘，得到第一处理值；
将所述第二处理线路将所述直流基频电压vdcω与cosωt相乘后依次经过第二低通滤波器LPF2，第二加倍器和第三PI比例积分控制器PI3，并将第三PI比例积分控制器PI3输出的值与cosωt相乘，得到第二处理值；
所述第一加倍器和第二加倍器的作用均为将经过其中的值乘以2。
进一步地：所述电流内环控制单元的输入端接收滤波电感电流的参考值iLf*，将滤波电感电流的参考值iLf*与实际电流值iLf作差，其差值经过第二比例控制器P2后得到调制波，并将调制波作为所述电流内环控制单元的输出。
本发明的有益效果为：
设置两个控制单元，实现对4个MOSFET功率管的控制，从而使得Boost-PFC变换器能在4个工作模式间切换；
采用MOSFET功率管S3和MOSFET功率管S4代替传统电路中的两个二极管，同时引入滤波电感 Lf后，直流侧支撑电容电压 vc1和vc2相位被控制为相反，达到平抑直流电压二次纹波的目的；
具有与传统PFC变换器相同的功率因数校正功能。
附图说明
图1为本发明所提供的平抑电压二次纹波的Boost-PFC变换器结构示意图。
图2为本发明所提供的Boost-PFC变换器存在的四种工作模式图。
图3为第一控制单元的结构示意图。
图4为第二控制单元的结构示意图。
图5为传统的三电平Boost-PFC电路的仿真测试直流电压图。
图6为本发明的Boost-PFC电路的仿真测试直流电压图。
图7为本发明的Boost-PFC电路的仿真测试输入电压电流波形图。
具体实施方式
下面对本发明的具体实施方式进行描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。
如图1所示，在本发明的一个实施例中，提供一种平抑电压二次纹波的Boost-PFC变换器，包括二极管D1，所述二极管D1的正极分别与单相交流电源vs的一端和所述二极管D3的负极连接，所述二极管D1的负极分别与二极管D2的负极和输入电感L的一端连接；
所述二极管D2的正极分别与所述单相交流电源vs的另一端和二极管D4的负极连接；所述二极管D3的正极分别与所述二极管D4的正极、MOSFET功率管S2的源极和MOSFET功率管S4的漏极连接；所述输入电感L的另一端分别与MOSFET功率管S1的漏极和MOSFET功率管S3的源极连接；
所述MOSFET功率管S1的源极分别与所述MOSFET功率管S2的漏极和滤波电感Lf的一端连接，所述滤波电感Lf的另一端分别与直流支撑电容C1的负极和直流支撑电容C2的正极连接；
所述MOSFET功率管S3的漏极分别与所述直流支撑电容C1的正极和阻性负载RL的一端连接，所述阻性负载RL的另一端分别与所述MOSFET功率管S4的源极和所述直流支撑电容C2的负极连接。
如图2所示，在本发明的一个实施例中，所述平抑电压二次纹波的Boost-PFC变换器包括4种工作模式；
其中，如图2（a）所示，工作模式1为MOSFET功率管S1、 MOSFET功率管S2 和MOSFET功率管S4导通，MOSFET功率管S3关断，输入能量储存到输入电感L和直流支撑电容C1上，直流支撑电容C2向滤波电感Lf释放能量，直流支撑电容C1和C2向阻性负载RL释放能量；
如图2（b）所示，工作模式2为MOSFET功率管S1、 MOSFET功率管S2 和MOSFET功率管S3导通，MOSFET功率管S4关断，输入能量储存到输入电感L和直流支撑电容C2上，直流支撑电容C1向滤波电感Lf释放能量，直流支撑电容C1和C2向阻性负载RL能量；
如图2（c）所示，工作模式3为MOSFET功率管S1和MOSFET功率管S3导通，MOSFET功率管S2和MOSFET功率管S4关断，输入能量、输入电感L和滤波电感Lf上储存的能量释放到直流支撑电容C2上，直流支撑电容C1向滤波电感Lf释放能量，直流支撑电容C1和C2向阻性负载RL释放能量；
如图2（d）所示，工作模式4为MOSFET功率管S2和MOSFET功率管S4导通，MOSFET功率管S1和MOSFET功率管S3关断，输入能量、输入电感L和滤波电感Lf上储存的能量释放到直流支撑电容C1上，直流支撑电容C2向滤波电感Lf释放能量，直流支撑电容C1和C2向阻性负载RL释放能量。
在本实施例中，所述Boost-PFC变换器还包括第一控制模块和第二控制模块；
其中，第一控制模块控制MOSFET功率管S1和MOSFET功率管S2的导通与关断；第二控制模块控制MOSFET功率管S3和MOSFET功率管S4的导通与关断。
如图3所示，所述第一控制模块控制MOSFET功率管S1和MOSFET功率管S2的导通与关断的方法为：
将通过采样输出直流电压vdc与直流电压参考值vdc*作差得到第一差值Δvdc，将Δvdc经第一PI比例积分控制器PI1后与二极管整流桥输出值相乘，得到输入电感的电流参考值iL*，将输入电感的电流参考值iL*与在实际电感电流值iL作差得到第二差值，将第二差值送入第一P比例控制器P1，得到正弦脉宽，通过正弦脉宽调制SPWM1控制MOSFET功率管S1和MOSFET功率管S2的导通和关断；
所述二极管整流桥包括所述二极管D1、二极管D2、二极管D3、和二极管D4。
如图4所示，所述第二控制模块包括依次连接的直流电压降频单元、电压外环DQ解耦控制单元、电流内环控制单元和SPWM2；
所述直流电压降频单元的输入端作为第二控制模块的输入端，第二SPWM的输出端作为所述第二控制模块的输出端，分别与MOSFET功率管S3和MOSFET功率管S4连接；
在本实施例中，所述第二控制模块的控制MOSFET功率管S3和MOSFET功率管S4的导通与关断的方法为：将所述直流电压降频单元获取直流电压vdc与直流电压参考值vdc*作差得到的Δvdc作为输入，对Δvdc进行处理后输出直流基频电压vdcω，将所述电压外环DQ解耦控制单元对直流基频电压vdcω进行处理后输出滤波电感电流的参考值iLf*，对所述电流内环控制单元对滤波电感电流的参考值iLf*进行处理后输出调制波，使用所述第二SPWM通过调制波控制MOSFET功率管S3和MOSFET功率管S4的导通和关断；
其中所述直流电压降频单元的输入端接收输出直流电压vdc与直流电压参考值vdc*作差得到的Δvdc，将所述Δvdc和经过z-n延时后的正交分量分别与cosωt和sinωt相乘，将得到的两个乘积相加，得到直流基频电压vdcω，并将vdcω作为所述直流电压降频单元的输出；
在本实施例中，Δvdc为包含二倍基频分量的直流二次纹波电压，ω为输入交流电压角频率，t为时间，n=fs/f/8，fs为开关频率，f为输入交流电压线频率，z为复变量；
所述电压外环DQ解耦控制单元的输入端接收直流基频电压vdcω，将所述直流基频电压vdcω分别经第一处理线路和第二处理线路后得到的第一处理值和第二处理值，将第一处理值和第二处理值相加得到滤波电感电流的参考值iLf*，并将滤波电感电流的参考值iLf*作为所述电压外环DQ解耦控制单元的输出；
将所述第一处理线路将所述直流基频电压vdcω与sinωt相乘后依次经过第一低通滤波器LPF1，第一加倍器和第二PI比例积分控制器PI2，并将第二PI比例积分控制器PI2输出的值与sinωt相乘，得到第一处理值；
将所述第二处理线路将所述直流基频电压vdcω与cosωt相乘后依次经过第二低通滤波器LPF2，第二加倍器和第三PI比例积分控制器PI3，并将第三PI比例积分控制器PI3输出的值与cosωt相乘，得到第二处理值；
所述第一加倍器和第二加倍器的作用均为将经过其中的值乘以2；
所述电流内环控制单元的输入端接收滤波电感电流的参考值iLf*，将滤波电感电流的参考值iLf*与实际电流值iLf作差，其差值经过第二比例控制器P2后得到调制波，并将调制波作为所述电流内环控制单元的输出。
为验证本发明提出的一种平抑电压二次纹波的Boost-PFC变换器，进行一次仿真测试。
在仿真测试中，单相交流电源输入有效值110V，交流频率为50Hz，开关频率50kHz，输出电压300V，输入电感L为600μH，滤波电感Lf为150μH，直流侧支撑电容C1和C2为200μF，阻性负载RL为300Ω，如图5所述，传统的三电平Boost-PFC变换器直流侧支撑电容电压vc1和vc2相位一致，导致直流侧总电压二次纹波较大，直流电压波动为36V，其中图5（b）为图5（a）中vdc的放大图；如图6所示，本发明提出的一种平抑电压二次纹波的Boost-PFC变换器，采用MOSFET功率管S3和MOSFET功率管S4代替传统电路中的两个二极管，同时引入滤波电感Lf后，流侧支撑电容电压vc1和vc2相位被控制为相反，达到平抑直流电压二次纹波的目的，抑制纹波后直流电压波动为2.7V，减小了92.5%，其中图6（b）为图6（a）中vdc的放大图；且如图7所示，本发明提出的一种平抑电压二次纹波的Boost-PFC变换器的输入电压vs与输入电流is相位相同，仍可实现单位功率因数的功能。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“中心”、“厚度”、“上”、“下”、“水平”、“顶”、“底”、“内”、“外”、“径向”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的设备或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或隐含指明的技术特征的数量。因此，限定由“第一”、“第二”、“第三”的特征可以明示或隐含地包括一个或者更多个该特征。

Claims (9)

1.一种平抑电压二次纹波的Boost-PFC变换器，其特征在于：包括二极管D 1，所述二极管D 1的正极分别与单相交流电源v s的一端和所述二极管D 3的负极连接，所述二极管D 1的负极分别与二极管D 2的负极和输入电感L的一端连接；
所述二极管D 2的正极分别与所述单相交流电源v s的另一端和二极管D 4的负极连接；所述二极管D 3的正极分别与所述二极管D 4的正极、MOSFET功率管S 2的源极和MOSFET功率管S 4的漏极连接；所述输入电感L的另一端分别与MOSFET功率管S 1的漏极和MOSFET功率管S 3的源极连接；
所述MOSFET功率管S 1的源极分别与所述MOSFET功率管S 2的漏极和滤波电感L f的一端连接，所述滤波电感L f的另一端分别与直流支撑电容C 1的负极和直流支撑电容C 2的正极连接；
所述MOSFET功率管S 3的漏极分别与所述直流支撑电容C 1的正极和阻性负载R L的一端连接，所述阻性负载R L的另一端分别与所述MOSFET功率管S 4的源极和所述直流支撑电容C 2的负极连接。
2.根据权利要求1所述的平抑电压二次纹波的Boost-PFC变换器，其特征在于：所述平抑电压二次纹波的Boost-PFC变换器包括4种工作模式；
其中，工作模式1为MOSFET功率管S 1、 MOSFET功率管S 2和MOSFET功率管S 4导通，MOSFET功率管S 3关断，输入能量储存到输入电感L和直流支撑电容C 1上，直流支撑电容C 2向滤波电感L f释放能量，直流支撑电容C 1和C 2向阻性负载R L释放能量；
工作模式2为MOSFET功率管S 1、 MOSFET功率管S 2和MOSFET功率管S 3导通，MOSFET功率管S 4关断，输入能量储存到输入电感L和直流支撑电容C 2上，直流支撑电容C 1向滤波电感L f释放能量，直流支撑电容C 1和C 2向阻性负载R L能量；
工作模式3为MOSFET功率管S 1和MOSFET功率管S 3导通，MOSFET功率管S 2和MOSFET功率管S 4关断，输入能量、输入电感L和滤波电感L f上储存的能量释放到直流支撑电容C 2上，直流支撑电容C 1向滤波电感L f释放能量，直流支撑电容C 1和C 2向阻性负载R L释放能量；
工作模式4为MOSFET功率管S 2和MOSFET功率管S 4导通，MOSFET功率管S 1和MOSFET功率管S 3关断，输入能量、输入电感L和滤波电感L f上储存的能量释放到直流支撑电容C 1上，直流支撑电容C 2向滤波电感L f释放能量，直流支撑电容C 1和C 2向阻性负载R L释放能量。
3.根据权利要求2所述的平抑电压二次纹波的Boost-PFC变换器，其特征在于，所述Boost-PFC变换器还包括第一控制模块和第二控制模块；
其中，第一控制模块控制MOSFET功率管S 1和MOSFET功率管S 2的导通与关断；第二控制模块控制MOSFET功率管S 3和MOSFET功率管S 4的导通与关断。
4.根据权利要求3所述的平抑电压二次纹波的Boost-PFC变换器，其特征在于，所述第一控制模块控制MOSFET功率管S 1和MOSFET功率管S 2的导通与关断的方法为：
将通过采样输出直流电压v dc与直流电压参考值v dc *作差得到第一差值Δv dc，将Δv dc经第一PI比例积分控制器PI 1后与二极管整流桥输出值|v s|相乘，得到输入电感的电流参考值i L *，将输入电感的电流参考值i L *与在实际电感电流值i L作差得到第二差值，将第二差值送入第一P比例控制器P 1，得到正弦脉宽，通过正弦脉宽调制SPWM 1控制MOSFET功率管S 1和MOSFET功率管S 2的导通和关断；
所述二极管整流桥包括所述二极管D 1、二极管D 2、二极管D 3、和二极管D 4。
5.根据权利要求3所述的平抑电压二次纹波的Boost-PFC变换器，其特征在于，所述第二控制模块包括依次连接的直流电压降频单元、电压外环DQ解耦控制单元、电流内环控制单元和SPWM 2；
所述直流电压降频单元的输入端作为第二控制模块的输入端，第二SPWM的输出端作为所述第二控制模块的输出端，分别与MOSFET功率管S 3和MOSFET功率管S 4连接。
6.根据权利要求5所述的平抑电压二次纹波的Boost-PFC变换器，其特征在于，所述第二控制模块的控制MOSFET功率管S 3和MOSFET功率管S 4的导通与关断的方法为：将所述直流电压降频单元获取直流电压v dc与直流电压参考值v dc*作差得到的Δv dc作为输入，对Δv dc进行处理后输出直流基频电压v dcω，将所述电压外环DQ解耦控制单元对直流基频电压v dcω进行处理后输出滤波电感电流的参考值i Lf *，对所述电流内环控制单元对滤波电感电流的参考值i Lf *进行处理后输出调制波，使用所述第二SPWM通过调制波控制MOSFET功率管S 3和MOSFET功率管S 4的导通和关断。
7.根据权利要求6所述的平抑电压二次纹波的Boost-PFC变换器，其特征在于，所述直流电压降频单元的输入端接收输出直流电压v dc与直流电压参考值v dc*作差得到的Δv dc，将所述Δv dc和经过z -n延时后的正交分量分别与cosωt和sinωt相乘，将得到的两个乘积相加，得到直流基频电压v dcω，并将v dcω作为所述直流电压降频单元的输出；
其中，ω为输入交流电压角频率，t为时间，n=f s /f/8，f s为开关频率，f为输入交流电压线频率，z为复变量。
8.根据权利要求7所述的平抑电压二次纹波的Boost-PFC变换器，其特征在于，所述电压外环DQ解耦控制单元的输入端接收直流基频电压v dcω，将所述直流基频电压v dcω分别经第一处理线路和第二处理线路后得到的第一处理值和第二处理值，将第一处理值和第二处理值相加得到滤波电感电流的参考值i Lf *，并将滤波电感电流的参考值i Lf *作为所述电压外环DQ解耦控制单元的输出；
将所述第一处理线路将所述直流基频电压v dcω与sinωt相乘后依次经过第一低通滤波器LPF 1，第一加倍器和第二PI比例积分控制器PI 2，并将第二PI比例积分控制器PI 2输出的值与sinωt相乘，得到第一处理值；
将所述第二处理线路将所述直流基频电压v dcω与cosωt相乘后依次经过第二低通滤波器LPF 2，第二加倍器和第三PI比例积分控制器PI 3，并将第三PI比例积分控制器PI 3输出的值与cosωt相乘，得到第二处理值；
所述第一加倍器和第二加倍器的作用均为将经过其中的值乘以2。
9.根据权利要求8所述的平抑电压二次纹波的Boost-PFC变换器，其特征在于，所述电流内环控制单元的输入端接收滤波电感电流的参考值i Lf * -，将滤波电感电流的参考值i Lf *与实际电流值i Lf作差，其差值经过第二比例控制器P 2后得到调制波，并将调制波作为所述电流内环控制单元的输出。
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