CN115699547A - 电气功率转换器 - Google Patents

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Abstract

用于在具有至少三个相的AC信号与DC信号之间进行转换的电气转换器，包括至少三个相端子、第一DC端子和第二DC端子、可操作以在所述至少三个相端子处的AC电流与所述第一和第二中间节点(p、n)处的第一DC电流之间进行转换的第一转换器级、可操作以在第三和第四中间节点(q、r)处的第一DC信号与所述第一和第二DC端子处的第二DC信号之间进行转换的第二转换器级、包括具有星点(k)的电容器网络(Cin)的第一滤波器级、将所述第一中间节点(p)连接到所述第三中间节点(q)以及将所述第二中间节点(n)连接到所述第四中间节点(r)的DC链路。所述第二转换器级包括所述第一DC端子与第二DC端子之间的中间电压节点(m)和具有与所述中间电压节点(m)处于相同电势的中点节点(s)的升压电路。所述DC链路包括共模滤波器，所述共模滤波器包括将所述中间电压节点(m)连接到所述星点(k)的共模电容器(CCM)。

Description

电气功率转换器
技术领域
本发明涉及允许在三相交流信号和直流信号之间进行转换的电气转换器。所述电气转换器包括AC/DC级和DC/DC级。
背景技术
能够对电动车辆(EV)快速充电的高功率和高效率电池充电器对EV市场的快速增长至关重要。此外，如果EV电池用作分布式能量存储元件以支持电网操作，EV充电器必须允许双向功率转换。AC/DC前端是EV电池充电系统的主要元件，并且必须覆盖较宽的输出电压范围以适应不同的电池电压。
三相降压-升压整流器是已知的。降压-升压拓扑结构仅仅是在电感器的输出端处添加升压级的降压整流器，如[3]中的图6.5中所例示的。两个输入开关将AC线路整流成开关电压(switched voltage)，所述开关电压接下来通过高频电感器被转换为DC电流。然后，输出开关将此电流馈送到负载内。
在[4]中，描述了一种三相降压-升压电流源逆变器，所述电流源逆变器包括降压型DC/DC转换器输入级和升压型三相电流DC链路逆变器输出级。所述电流源逆变器被实施为具有两种不同的调制方案，即常规脉宽调制和三分之二脉宽调制(2/3-PWM)。2/3-PWM减少传导损耗和开关损耗，并且可以被应用在降压模式操作区域的一个子集中。在降压模式操作区域的剩余部分中，常规PWM(3/3-PWM)和2/3-PWM根据输出电压的瞬时值而被交替。
参考文献：
[1]C.A.Bendall和W.A.Peterson，EV车载电池充电器，在IEEE应用电力电子会议和博览会(APEC)的会议记录中，美国，加利福尼亚州，圣何塞，1996年。
[2]US 2012/0286740，S.Loudot、B.Briane、O.Ploix和A.Villeneuve，用于电动车辆的快速充电装置。
[3]K.D.T.Ngo，PWM逆变、整流和循环转换中的拓扑结构和分析，博士论文，加州理工学院，1984年5月。
[4]M.Guacci、D.Zhang、M.Tatic、D.Bortis、J.W.Kolar、Y.Kinoshita,H.Ishida，《采用双栅单片双向GaN e-FET的三相三分之二PWM降压-升压电流源逆变器系统》，CPSS电力电子及应用汇刊，第4卷，第339-354页，2019年12月。
[5]M.Baumann、J.W.Kolar，一种用于在严重不平衡的电源条件下具有集成升压输出级的三相三开关降压型单位功率因数整流器的可靠操作的新颖控制概念，IEEE工业电子学汇刊，第52卷，第399-409页，2005年4月。
[6]Q.Lei、B.Wang和F.Z.Peng，《用于电流源逆变器的统一空间矢量PWM控制》，在IEEE能源转换会议及博览会(ECCE USA)的会议记录中，美国，北卡罗来纳州，罗利市，2012年。
[7]D.Menzi、D.Bortis、J.W.Kolar，采用新颖可变DC链路电压输入电流控制的三相两相箝位升压-降压单位功率因数整流器，第二届IEEE国际电力电子及应用会议及博览会(PEAC)论文集，中国，深圳，2018年11月4-7日。
[8]CH 698490,J.W.Kolar，用于控制三点升压转换器的部分输出电压的装置。
发明内容
本领域需要提供上文所描述的种类的降压-升压电气转换器，从而允许扩大的转换器输出电压范围。本领域需要提供这样的电气转换器，从而允许改进对DC侧的噪声的抑制。
根据本发明的第一方面，因此提供了一种如所附权利要求书中所陈述的电气转换器。
根据本发明的电气转换器包括至少三个相端子、第一DC端子和第二DC端子、第一转换器级和第二转换器级，以及连接所述第一和第二转换器级的DC链路。
所述第一转换器级可操作地耦合到所述至少三个相端子，并且包括第一中间节点和第二中间节点，其中所述转换器级可操作以在所述至少三个相端子处的AC电流和所述第一和第二中间节点处的第一DC电流之间进行转换。所述第一转换器级有利地被实施为降压型桥式转换器、有利地被实施为电流源转换器，特别是(双向)电流源整流器。
所述第二转换器级可操作地耦合到所述第一DC端子和所述第二DC端子，并且包括第三中间节点和第四中间节点。所述第二转换器级可操作以在所述第三和第四中间节点处的第一DC信号(优选地电流信号)与所述第一和第二DC端子处的第二DC信号(优选地电压信号)之间进行转换，其中所述第二转换器级包括在所述第一DC端子与第二DC端子之间的中间电压节点。所述第二转换器级有利地被实施为升压电路或包括升压电路，特别是包括串联堆叠在所述第一DC端子与所述第二DC端子之间的第一升压电路和第二升压电路。所述第二转换器级(例如升压电路)包括在所述第三中间节点与所述第四中间节点之间串联连接的多个第一(有源)开关。举例来说，所述第一升压电路至少包括所述第一开关中的第一个，并且所述第二升压电路至少包括所述第一开关中的第二个。有利地，所述中间电压节点是所述第一和第二升压电路的公共节点或用作所述第一和第二升压电路的公共节点，例如所述第一和第二升压电路的中间电压节点和公共节点(中点)重合或例如通过直接链路连接，以便处于相同电势。所述第一升压电路和所述第二升压电路中的任一个或所述第一升压电路和所述第二升压电路二者可以是包括至少三个电压节点的多电平升压电路。
所述DC链路将所述第一中间节点连接到所述第三中间节点，并且将所述第二中间节点连接到所述第四中间节点。所述电气转换器还包括第一滤波器级，所述第一滤波器级包括可操作地耦合到所述三个相端子中的每个的电容器网络，其中所述电容器网络包括星点。所述DC链路包括共模滤波器，所述共模滤波器包括将所述中间电压节点连接到所述星点的共模电容器。有利地，所述共模滤波器包括共模滤波器扼流圈，所述共模滤波器扼流圈可操作地耦合到所述第一中间节点和所述第二中间节点、所述第三中间节点和所述第四中间节点。有利地，所述DC链路包括至少一个差模电感器，所述至少一个差模电感器可操作地耦合到所述第一中间节点和所述第三中间节点和/或可操作地耦合到所述第二中间节点和所述第四中间节点。
根据本发明的电气转换器拓扑结构结合了以下优点中的一个或多个。首先，采用三电平第二转换器级来扩展转换器输出电压范围，而不损害其性能，减少发生的开关损耗和/或使磁性部件的数目以及DC链路电感器的尺寸最小化。第二，应用新颖的集成共模(CM)滤波器来抑制DC侧的CM噪声。
有利地，所述控制结构能够在常规3/3-PWM与2/3-PWM之间无缝过渡[6]。
作为一个优点，根据本发明的各方面的电气转换器可以用此文档中所讨论的、能够针对不同的输出电压值自动地选择最佳操作模式的控制结构来实施。与常规电压源方法相比，本文所介绍的转换器系统提供几个优点，即通过可变DC链路电流控制策略(协同控制)和通过正弦变化的开关电压来实现开关损耗的降低。
因此，在一个有利的方面，本公开提供了一种三相电流DC链路分流输出降压-三电平-升压AC/DC转换器，该AC/DC转换器由三相降压型电流源整流器(CSR)级和后续的升压型DC/DC级形成。此功率转换器有利地是双向的，并且可以在非理想的三相电源条件下操作，例如，在谐波失真、过压或欠压事件、电压骤降和相电压中断的情况下。此外，这两级有利地协同地被操作，以提供较宽的输出电压范围。根据本发明的电气转换器也适用于由车载接地故障电路中断器保护的非隔离式车载充电器中[1]。在此情况下，已经存在于EV上的牵引逆变器的开关和马达的定子线圈可以分别用作DC/DC级和DC链路电感器，目的是实现紧凑并且低成本的解决方案[2]。
此外，本发明还可以被应用于其他需要三相AC/DC PFC整流器前端的领域，或是用于从恒定的三相电源提供较宽地可调整的DC输出/负载电压，或是用于提供恒定的DC输出电压——而不管电源电压的较大容差。后一种情况的一个示例将是数据中心电源，该数据中心电源(除了较宽的输入电压范围之外)应以连续的电源和正弦输入电流为特征，在由于所提出的系统的升压输出级而造成的可能的电源相损耗的情况下也是如此。此外，所述系统还可以被采用以为为单侧接地负载供电的非隔离式转换器级供电，如对于例如用于测试目的线性放大器的包络跟踪电源经常是给定的。
最后，应强调的是，实际上生成两个单独地被控制的DC输出，所述DC输出可以在参考电压值和到单独的负载的功率传递方面可能不同，即从三相获取的总功率可以被自由地分配给这两个输出。因此，例如，两个隔离式DC/DC负载转换器可以由这两个DC输出供应，这将允许用较低额定电压的功率半导体组件进行设计，并且在需要生成低输出电压的情况下(比如电信应用)利用具有较低匝数比的变压器。
根据本公开的第二方面，提供了一种如所附权利要求书中所陈述的电动马达驱动系统。
根据本公开的第三方面，提供了一种如所附权利要求书中所陈述的电池充电系统。
根据本公开的第四方面，提供了一种在三个或更多个相节点处具有至少三个相的AC信号与在高节点和低节点处的DC信号之间进行转换的方法。所述方法包括通过脉宽调制在所述至少三个相节点与所述高节点和所述低节点之间进行切换，以获得跨所述高节点和低节点的开关电压信号。所述开关电压信号的一个周期包括零电压电平部分，所述零电压电平部分是通过将所述AC信号的所述至少三个相中的具有最小绝对瞬时电压值的相节点连接到所述高节点和所述低节点二者而获得的。所述方法降低由PWM切换生成的公共节点噪声而不增加开关损耗或使差模性能恶化。有利地，所述开关电压信号包括第二电压电平部分，所述第二电压电平部分是通过将所述AC信号的所述至少三个相中的具有最高瞬时电压值的相节点连接到所述高节点并且将所述AC信号的所述至少三个相中的具有最低瞬时电压值的相节点连接到所述低节点而获得的。有利地，所述开关电压信号包括第三电压电平部分，所述第三电压电平部分是通过将具有所述最小绝对瞬时电压值的相节点连接到所述高节点并且将所述AC信号的所述至少三个相中的具有最低瞬时电压值的相节点连接到所述低节点而获得的，或反之亦然。
根据本公开的第五方面，提供了一种在三个或更多个相节点处的具有至少三个相的AC信号与在高节点和低节点处的DC信号之间进行转换的方法。所述方法包括通过脉宽调制在所述至少三个相节点与所述高节点和所述低节点之间进行切换，以在所述AC信号和所述DC信号之间进行转换。所述切换包括在有源状态和零状态之间的切换，在所述有源状态中，在所述至少三个相中的两个相与所述高节点和所述低节点之间形成连接，在所述零状态中，所述高节点和所述低节点被短路，具体地在所述零状态中，所述高节点和低节点二者都被连接到所述至少三个相中的仅一个相。至少一个——优选地所有——零状态是通过将所述AC信号的所述至少三个相中的具有最小绝对瞬时电压值的一个相连接到所述高节点和所述低节点而获得的。
可以与所述第一方面至第三方面独立地或组合地提供上文所描述的第四方面和第五方面。具体地，所述第四方面和第五方面可以被实施在根据第一方面的电气转换器中。
附图说明
现在将参考所附附图更详细地描述本公开的各方面，其中相同的参考数字例示相同的特征，并且其中。
图1表示根据本发明的电气转换器的一个示例性实施方案的示意图，该电气转换器被实施为三电平(3-L)三相(3-Φ)降压-升压(bB)电流DC链路AC/DC转换器系统。为了滤除DC输出端口处的共模(CM)噪声，人造的3-Φ中性点k和DC中点m通过CM滤波器电容器CCM连接。
图2表示图1的所提出的3-L 3-ΦbB电流DC链路AC/DC转换器系统的操作区域。根据所需的输出电压Vout，应用不同的操作模式，即降压模式、过渡模式和升压模式(#1或#2)，以使开关损耗和传导损耗最小化，并且减少CM噪音排放。不同的颜色强度指示不同的输出功率电平。
图3a-图3d表示具有电容性回流连接的在降压模式下操作的图1的转换器的仿真波形。具体地，在图3a中，示出了三相电源电压va、vb和vc，在图3b中示出了三相电源电流ia、ib和ic、DC链路电流iDC,p和iDC,n以及回流连接上的CM电流iCM，在图3c中示出了输出电压vout以及输出电容器电压vcout,p和vcout,n，并且在图3d中示出了三相电源线间电压vab、vbc和vca。
图4表示在由三相电源电流限定的电源周期的60°宽的部分(sector)内在降压模式操作中的差模(DM)电压，即在此部分中相c具有最小电流值。具体地，vpn是在有源状态期间交替地呈现两个线间电压vac和vbc的值并且在零状态期间呈现0V的值的开关波形，并且vqr等于Vout。上部部分中的图表提供了一个开关周期内典型电压波形的放大视图。
图5a表示具有如本公开中所描述的电容性回流连接的、根据本发明的一个方面的在降压模式下操作的图1的转换器的CM电压。
图5b表示不具有在本公开中预期的回流连接的如本文所描述的在降压模式下操作的如图1中的转换器的CM电压(白色虚线指示开关电压波形(在一个脉冲周期内)的局部平均值vCM)。
图6表示在由三相电源电流限定的电源周期的一个60°宽的部分内在图1的转换器的降压模式操作中的共模(CM)电压，即在此部分内相c具有最小电流值。具体地，由CSR级生成的CM电压VCM,CSR由两个有源状态共模电压
Figure BDA0003966539460000061
和
Figure BDA0003966539460000062
和一个相电压va或vb以及生成的CM电压的低频分量vCM,LF构成。上部部分的图表提供了在两个开关周期期间典型电压波形的放大视图。
图7表示强调三相整流器的九个状态的三相电流DC链路转换器的空间矢量图表。图3d中考虑的60°宽的部分被加阴影。
图8a-图8d表示具有电容性回流连接的在升压模式下操作的图1的转换器的仿真波形。具体地，在图8a中示出了三相电源电压va、vb和vc，在图8b中示出了三相电源电流ia、ib和ic、DC链路电流iDC,p和iDC,n以及回流连接中的CM电流iCM，在图8c中示出了输出电压vout和输出电容器电压vcout,p和vcout,n，并且在图8d中示出了三相电源线间电压vab、vbc和vca。
图9表示在由三相电源电流限定的一个60°宽的部分内在升压模式#1操作中的DM电压，即在此部分中相c具有最小电流值。具体地，vpn是在有源状态期间交替地呈现两个线间电压vac和vbc的值的开关波形，而vqr在
Figure BDA0003966539460000063
与Vout之间切换。在上部部分中的图表提供了在一个开关周期Tsw内典型电压波形的放大视图。
图10a表示具有根据本公开的回流连接的在升压-模式#1下操作的图1的转换器的CM电压vCM。
图10b表示不具有在本公开中预期的回流连接的在升压模式#1下操作的如图1中的转换器的CM电压vCM(白色点线指示开关电压波形的局部平均值vCM)。
图11表示在由三相电源电流限定的60°宽的部分内的在升压模式#1操作中的CM电压，即在此部分中相c具有最小电流值。具体地，由CSR级生成的CM电压vCM,CSR由两个有源状态的CM电压
Figure BDA0003966539460000071
和
Figure BDA0003966539460000072
以及生成的CM电压的低频分量vCM,LF构成。此外，展示了由
Figure BDA0003966539460000073
和0V形成的、由DC/DC级生成的CM电压vCM,DCDC。上部部分中的图表提供了在两个开关周期期间典型电压波形的放大视图。
图12表示在由三相电源电流限定的一个60°宽的所选择的部分内在升压模式#2操作中的DM电压，即在此部分中相c具有最小电流值。具体地，vpn是在有源状态期间交替地呈现两个线间电压vac和vbc的值的开关波形，而vqr在
Figure BDA0003966539460000074
与Vout之间或在
Figure BDA0003966539460000075
与0V之间切换，这取决于vpn的局部平均值。在上部部分中的图表提供了一个开关周期Tsw内典型电压波形的放大视图。
图13a表示具有根据本公开的回流连接的在升压模式#2下操作的图1的转换器的CM电压。
图13b表示不具有在本公开中预期的回流连接的在升压模式#2下操作的如图1中的转换器的CM电压(白色虚线指示开关电压波形的局部平均值vCM)。
图14表示在由三相电源电流限定的60°宽的所选择的部分内在升压模式#2操作中的CM电压，即在此部分中相c具有最小电流值。具体地，由CSR级生成的CM电压vCM,CSR由两个有源状态的CM电压
Figure BDA0003966539460000076
和
Figure BDA0003966539460000077
以及生成的CM电压的低频分量vCM,LF构成。此外，展示了由
Figure BDA0003966539460000078
和0V形成的、由DC/DC级生成的CM电压vCM,DCDC。在上部部分中的图表提供了在两个开关周期期间典型电压波形的放大视图。
图15a-图15d表示具有电容性回流连接的在过渡模式下操作的图1的转换器的仿真波形。具体地，在图15a中示出了三相电源电压va、vb和vc，在图15b中示出了三相电源电流ia、ib和ic、DC链路电流iDC,p和iDC,n以及回流连接上的CM电流iCM，在图15c中示出了输出电压vout和输出电容器电压vcout,p和vcout,n，并且在图15d中示出了CM电容器CCM上的电压vmk。
图16表示根据一个示例性实施方案的协同控制结构，所述协同控制结构包括三个主要块，即输出电压控制、DC链路电流参考生成和协同DC链路电流控制，从而能够实现用与正弦三相电源电压vm,a、vm,b和vm,c同相的正弦三相电源电流ia、ib和ic进行PFC操作、调节输出电压Vout、用三相降压CSR级的和升压DC/DC级的协同操作控制DC链路电流iDC、以及在不同的操作模式(即降压模式和升压模式)以及调制方案(即3/3-PWM和2/3-PWM)之间进行无缝过渡。
图17a表示图1的电气转换器的CM/DM等效电路，其中CSR级和DC/DC级被开关电压源取代。
图17b表示图1的电气转换器的CM/DM等效电路，其中CSR级和DC/DC级被等效的CM/DM电压源取代。
图18表示根据本发明的电气转换器的另一个示例性实施方案，所述电气转换器与图1的转换器不同之处在于第二转换器级(DC/DC级)被实施为反激式电容器电路。
图19表示根据本公开的各方面的电池充电系统。
图20表示根据本公开的各方面的电动马达驱动系统。
具体实施方式
参考图1，根据本发明的方面的电气转换器10的一个实施方案被实施为三相(3-Φ)电流DC链路分流输出降压-三电平-升压电流AC/DC转换器系统，该转换器系统包括3-Φ降压型电流源整流器(CSR)级11和后续的三电平(3-L)升压型DC/DC级12。CSR级11包括六个半导体开关Ta,h、Ta,l、Tb,h、Tb,l、Tb,l、Tc,h、Tc,l，所述半导体开关具有双向电压阻断能力、有利地布置在三个桥腿中、并且可操作以将AC电压节点a、b、c切换地连接到DC节点p、n。这些半导体开关中的每个可以通过反串联连接两个具有单向电压阻断能力的分立半导体开关形成，可能具有外部反并联二极管。替代地，CSR级11的半导体开关可以被形成为单片双向GaN场效应晶体管，特别是增强型场效应晶体管(e-FET)。
DC/DC级12有利地包括堆叠在DC端子P与DC端子N之间的上部升压电路121和下部升压电路122。上部升压电路121和下部升压电路122包括公共节点s，该公共节点s连接到中间电压节点m，使得节点s和节点m处于相同的电势。上部升压电路和下部升压电路中的每个可以由用于上部升压电路121的半导体开关TDC,vp和TDC,hp和用于下部升压电路122的半导体开关TDC,vn和TDC,hn实施。其他实施方式也是可能的。举例来说，上部升压电路和下部升压电路中的一个或上部升压电路和下部升压电路二者可以被实施为反激式电容器电路123、124，如图18中所示出的。图18还示出了利用中间电压节点m作为第三DC端子125的可能性。
DC链路13连接CSR级11和DC/DC级12。具体地，DC链路13将CSR级11的DC节点p、n连接到DC/DC级12的输入节点q、r。DC链路13用新颖的共模(CM)滤波概念实施，该共模滤波概念包括输入电容器Cin(星点k)与输出电容器Cout,p和Cout,n的中间电压节点m之间的电容性回流连接14，可能与CM DC链路电感器LDC,CM结合。此共模滤波概念可以显著降低CM噪声的高频分量。
输入滤波器15有利地布置在AC端子A、B、C与AC电压节点a、b、c之间。输入滤波器可以包括输入电容器Cin的网络，所述输入电容器有利地星点连接到星点k。此外，分流输出结构有利地能够实现在DC输出端口处的不对称负载能力。图17a和图17b表示图1的转换器的等效电路。DC链路13有利地包括可操作地耦合到节点p和q和/或n和r的共模电感器LDC,CM和/或差模电感器LDC,DM。
在下面在仿真结果的支持下分析在此转换器的不同输出电压区域特性中采用的不同的可能操作模式(参见图2)。
如本文所描述的转换器操作模式有利地实施用于操作CSR级11的开关Ta,h、Ta,l、Tb,h、Tb,l、Tc,h、Tc,l的两种不同的脉宽调制方案，即常规脉宽调制(3/3-PWM)和三分之二脉宽调制(2/3-PWM)。电气转换器10包括控制单元，该单元被配置为基于期望的或请求的输出电压自动地选择这两种PWM方案中的哪一种用于操作CSR级11，如下文将详细地描述的。
参考图7，AC输入周期的六个对称π/3宽的部分用六个有源状态[bc]、[ac]、[ab]、[cb]、[ca]和[ba]以及三个续流或零状态[aa]、[bb]和[cc]表示。上文中的字母‘a’、‘b’和‘c’是指图1的电压节点a、b、c。例如，状态[bc]是指通过闭合开关Tb,h将节点b连接到节点p并且通过闭合开关Tc,l将节点c连接到节点n的状态。因此，在有源状态中，AC输入9连接在DC链路节点p、n之间，而在零状态中，节点p和n被短路。因此，根据所选择的状态，DC链路输入电压vpn在0V(零状态)和六个输入电压±vab、±vbc和±vac之间变化。
在3/3-PWM中，CSR级11的六个半导体开关Ta,h、Ta,l、Tb,h、Tb,l、Tc,h、Tc,l被操作，以在两个相应的有源状态与零状态之间切换。在图2的阴影部分的示例中，CSR级11的开关被操作，以在状态[bc]、[ac]和零状态之间切换。常规地，零状态[cc]被用于此部分。然而，在本发明的一个方面，如下文将关于降压模式操作所描述的，在此部分中使用的零状态是从
Figure BDA0003966539460000091
到
Figure BDA0003966539460000092
的[bb]和从
Figure BDA0003966539460000094
到
Figure BDA0003966539460000093
的[aa]，而不是在整个部分上是[cc]。这允许进一步降低由CSR级生成的共模噪声。
在2/3-PWM中，采用脉宽调制方案，该脉宽调制方案在所有部分中都没有零状态，即所有零空间矢量都被消除，并且仅应用有源状态。对于图2的阴影部分，这导致仅应用有源状态[bc]和[ac]，而不应用零状态，例如[cc]。因此，Tc,h永久断开，并且仅Ta,h和Tb,h被交替地开关。在此情况下，Tc,l永久导通，Ta,l和Tb,l永久断开。2/3-PWM方案允许通过消除由过渡到零状态/从零状态过渡造成的开关损耗和由于DC链路电流的RMS值减少而可能导致的DC链路中的传导损耗来提高效率。关于2/3-PWM方案的另一些细节可以在参考文献[6]中第III.B和IV节以及参考文献[4]中找到。
(i)降压模式操作
Figure BDA0003966539460000101
在降压模式操作中，在图3a-图3d中报告了CSR级的和DC/DC级的最重要的波形。在此模式下，仅CSR级操作以将三相电源电压逐步降低到低于
Figure BDA0003966539460000103
的DC输出电压(其中
Figure BDA0003966539460000104
是指AC输入电压的峰振幅)。DC/DC级的两个开关TDC,hp和TDC,hn永久导通以避免任何开关损耗，如图4中所示出的，其中vqr＝Vout。
CSR级的差模(DM)输出电压vpn是在有源状态期间交替地呈现两个线间电压的值并且在零状态期间呈现0V的值的开关波形，如图4中所示出的。
在图5a-图5b中，由于DC/DC级的永久箝位，vCM,CSR与由不具有回流连接14——即在m和k之间具有开路——的转换器生成的CM电压vCM相一致。具有电容性回流连接，即连接在m与k之间的CM电容器CCM，CCM连同CM DC链路电感器LDC形成CM滤波器。因此，vCM的低频(LF)(即150Hz)分量出现在CCM上(参见图5a)，而高频(HF)分量(即在开关频率处)出现在LDC,p和LDC,n上。
在降压模式操作中，有利地应用3/3-PWM方案。为了将由CSR级11生成的CM噪声降低而不增加开关损耗或使DM性能恶化，例如DC链路电流纹波，通过将具有最小绝对瞬时电压值的AC输入电压节点a、b、c连接到DC链路13的节点p、n来有利地实施零状态。在图6中，相c具有最小电流值的部分被视为一个示例(此部分在图7中被加阴影)。在此部分中使用的零状态是从
Figure BDA0003966539460000106
到
Figure BDA0003966539460000105
的[bb]和从
Figure BDA0003966539460000107
到
Figure BDA0003966539460000108
的[aa]，而不是如文献中所描述的PWM方案中的[cc](参见图7)。
前面提及的PWM调制方案有利地允许在不同部分之间的边界处具有vCM的连续LF分量，进而允许电容性回流连接14的实施。因此，有利地，在每个部分中，vCM的LF分量应例如开始于0V并且结束于0V。否则，在回流路径上并且还在DC链路中将出现电流振铃。
(ii)升压模式操作
Figure BDA0003966539460000102
为了实现升压功能，CSR级11和DC/DC级11被同时操作。CSR级11总是在最大调制指数(等于1)处操作，以使DC链路电流iDC和整个转换器10的传导损耗最小化。在升压模式操作中，2/3-PWM方案有利地被应用于CSR级11的开关。DC链路电流iDC被控制为脉冲形状，如图8b中所示出的。根据vpn的局部平均值(在一个脉冲周期内求平均)，DC/DC级的输入电压vqr是交替地呈现
Figure BDA0003966539460000113
的值和Vout的值(升压模式#1，参见图9)或0V的值和
Figure BDA0003966539460000114
的值(升压模式#2，参见图12)的开关波形。
此外，转换器CM电压vCM(对于升压模式#1参见图10b，并且对于升压模式#2参见图13b)由CSR级11和DC/DC级12二者生成，这是由于这两个级在升压模式下的操作。
最后但同样重要的是，当在DC/DC级的输入12处需要
Figure BDA0003966539460000115
来平衡输出中点m时，上部输出电容器Cout,p和下部输出电容器Cout,n被交替地利用。因此，vCM,DCDC的主频率分量是在开关频率的一半处，而VCM,CSR的主频率分量是该主频率的三倍。
(ii.1)升压模式#1
Figure BDA0003966539460000111
三电平(3-L)DC/DC级12有利地被考虑从而允许扩大输出电压范围并且降低DC/DC级中的开关损耗(与两电平布置相比)。由于升压模式#1中的比较低的输出电压，DC/DC级的输入电压vqr是交替地呈现
Figure BDA0003966539460000116
的值和Vout的值的开关波形(升压模式#1，参见图9)。
由CSR级生成的CM电压vCM,CSR是在有源状态期间交替地呈现两个CM电压的值的开关波形，如图11中所示出的。有利地，vCM,CSR的LF分量与vCM的LF分量相同，这也满足前面提及的对所提出CM滤波方法的要求。DC/DC级仅产生HF CM分量，即如果vqr＝0V或Vout，则产生0V，如果TDC,hp和TDC,vn导通，则产生
Figure BDA0003966539460000117
并且如果TDC,hn和TDC,vp导通，则产生
Figure BDA0003966539460000118
考虑到对CM和DM电压时间面积的影响，有利地使用相同的载波来生成CSR级11的和DC/DC级12的PWM信号，并且将以两个开关电压波形vpn和vqr的较大值为特征的开关状态确定为一个开关周期内的中心，以确保在DC链路CM和DM电感器LDC,p和LDC,n上的最小CM和DM电压时间面积，如图9中所示出的。
(ii.2)升压模式#2
Figure BDA0003966539460000112
由于增加的Vout，DC/DC级的输入电压vqr是交替地呈现0V的值和
Figure BDA0003966539460000126
的值的开关波形(升压模式#2，参见图12)。当
Figure BDA0003966539460000128
时，Vout大到足以通过仅使用0V和
Figure BDA0003966539460000127
来平衡CSR级的DM电压时间面积，因此应用升压模式#2。
由CSR级生成的CM电压vCM,CSR是交替地呈现有源状态的两个CM电压的值的开关波形，如图14中所示出的。有利地，vCM,CSR的LF分量与vCM的LF分量相同，这也允许满足前面提及的对所选择的CM滤波方法的要求。DC/DC级仅产生HF分量，即如果vqr＝0V或Vout，则产生0V，如果TDC,hp和TDC,vn导通，则产生
Figure BDA0003966539460000129
并且如果TDC ,hn和TDC,vp导通，则产生
Figure BDA00039665394600001210
(iii)过渡模式操作
Figure BDA0003966539460000121
在过渡模式下，基于vpn的局部平均值
Figure BDA0003966539460000124
交替地应用3/3-PWM和2/3-PWM。如果
Figure BDA0003966539460000122
则使用3/3-PWM，并且如果
Figure BDA0003966539460000125
则使用2/3-PWM，如图15中所示出的。
DM和CM电压分析遵循对于2/3-PWM和3/3-PWM独立地描述的行为。
具有协同控制结构的控制单元
图16示出了根据本发明的一个方面的实施协同控制结构的控制单元20的块图。控制单元20有利地包括三个主要功能块21、22和23。控制单元20可以被配置为接收参考输出电压作为输入。控制单元20的输出是：到CSR级11的开关的栅极信号(代表所选择的PWM方案)，以及到DC/DC级12的开关的栅极信号，其具体地代表控制单元20为这些开关确定的占空比(在升压模式操作中)。另一方面，在降压模式操作中，控制单元20被配置为维持DC/DC级12不起作用，如上文所描述的。
第一块21由输出电压控制器形成，并且被配置为相应地考虑到实际输出电压Vout与参考输出电压
Figure BDA00039665394600001211
之间的误差，限定输入功率参考P*，例如通过PI控制器。因此，通过测量三相电源电压的峰值
Figure BDA00039665394600001212
(即使对于不平衡的电源条件，在一个电源周期内也是恒定的)，转换器的输入电导率参考G*被计算为：
Figure BDA0003966539460000123
并且被馈送到接下来的负责DC链路电流参考生成的块22。
为了实现PFC操作，三相电源电流参考
Figure BDA0003966539460000131
和
Figure BDA0003966539460000132
与对应的三相电源电压
Figure BDA0003966539460000133
和
Figure BDA0003966539460000134
成正比地设置，并且不超过Imax，以确保所选择的功率半导体组件的安全操作并且避免DC链路电感器LDC的饱和。这些电流的瞬时值有利地为CSR级11的空间矢量脉宽调制器24提供该部分的信息，而通过下式获得的它们的绝对值的上部包络
Figure BDA0003966539460000135
Figure BDA0003966539460000136
是用于2/3-PWM操作的变化的DC链路电流参考。不同地，将G*与计算的、三相电源电压
Figure BDA0003966539460000137
(
Figure BDA0003966539460000138
由下式定义)的峰值相乘(仅在不平衡的电源条件下才不同于
Figure BDA0003966539460000139
)
Figure BDA00039665394600001310
提供三相电源电流参考
Figure BDA00039665394600001311
的峰值。仅对于对称的电源条件，
Figure BDA00039665394600001312
是恒定的并且等于
Figure BDA00039665394600001313
如果电源是不平衡的，
Figure BDA00039665394600001314
在一个开关周期内示出时间依赖性行为。变化的
Figure BDA00039665394600001315
确保在单相操作期间
Figure BDA00039665394600001316
的正弦形状。
用于3/3-PWM操作的DC链路电流参考
Figure BDA00039665394600001317
可以通过参考输出功率P*和测量的相电压va、vb、vc确定。这确保了在不平衡的电源条件下的操作。将
Figure BDA00039665394600001318
除以AC/DC级的电流转换率
Figure BDA00039665394600001319
和DC/DC级的电流转换率
Figure BDA00039665394600001320
计算用于3/3-PWM操作的DC链路电流参考
Figure BDA00039665394600001321
和
Figure BDA00039665394600001322
是由参考输出电压
Figure BDA00039665394600001323
得出的，以便以最小DC链路电流iDC操作。方便的是注意到，AC/DC级的电流转换率可以替代地被表述为
Figure BDA00039665394600001324
并且DC/DC级的电流转换率可以替代地被表述为
Figure BDA00039665394600001325
因此，作为一个优点并且如图16中所示出的，本方法有利地允许确定
Figure BDA00039665394600001326
而不需要测量输出电流Iout。在降压模式操作中，用于3/3-PWM操作的DC链路电流参考
Figure BDA00039665394600001327
对应于Iout。
有利地，DC链路电流参考
Figure BDA00039665394600001328
取
Figure BDA00039665394600001329
与
Figure BDA00039665394600001330
之间的最大值，
Figure BDA00039665394600001331
为第三块23提供输入、控制DC链路电流，并且被称为协同DC链路电流控制。具体地，在一个实施方案中，操作模式的自动选择可以基于
Figure BDA00039665394600001332
的值，并且因此基于
Figure BDA00039665394600001333
与
Figure BDA00039665394600001334
之间的比较。
如果
Figure BDA00039665394600001335
大于Iout、因此大于
Figure BDA00039665394600001336
转换器10在升压模式下以CSR级11的2/3-PWM操作来操作。如果
Figure BDA00039665394600001337
小于Iout，DC/DC级12不操作，开关TDC,hp和TDC,hn永久导通，并且CSR级11在降压模式下以3/3-PWM操作，从而导致流经DC链路电感器的电流和DC输出处的电流相同。
有利地，用于确定(4)中所示出的
Figure BDA0003966539460000141
的方法确保从3/3-PWM到2/3-PWM的无缝过渡和从2/3-PWM到3/3-PWM的无缝过渡。此外，它还有利地确保在过渡模式下的最小传导损耗。
在协同DC链路电流控制块23中，首先将
Figure BDA0003966539460000142
与
Figure BDA0003966539460000143
比较；它们的差异(例如借助于DC链路电流PI控制器)提供通过切换CSR级11并且可能地切换DC/DC级12将在LDC上生成的电压。
Figure BDA0003966539460000144
和输出参考电压
Figure BDA0003966539460000145
之和导致虚拟DC链路电压参考
Figure BDA0003966539460000146
将
Figure BDA0003966539460000147
馈送到两个电压限制器内，用于3/3-PWM的虚拟DC链路电压参考
Figure BDA0003966539460000148
和用于2/3-PWM的虚拟DC链路电压参考
Figure BDA0003966539460000149
被计算。这是协同操作的核心；事实上，当三相电源电压大到足以生成必要的
Figure BDA00039665394600001410
而不需要操作DC/DC级(即
Figure BDA00039665394600001411
)时，此级被永久箝位以消除其开关损耗，而CSR级提供所需的电压增益(降压模式)，但是必须以3/3-PWM操作。在此情况下，
Figure BDA00039665394600001412
即CSR级的参考输出电压，并且
Figure BDA00039665394600001413
不同地，当
Figure BDA00039665394600001414
大到足以平衡由具有mAC/DC＝1的CSR级施加到LDC的伏秒面积(即
Figure BDA00039665394600001415
)时，CSR级以2/3-PWM操作，并且DC/DC级以PWM(升压模式)被主动地切换。具体地，
Figure BDA00039665394600001416
并且
Figure BDA00039665394600001417
即DC/DC级的参考输入电压。最后，当
Figure BDA00039665394600001418
时，电流控制器在2/3-PWM与3/3-PWM之间民主地切换，这取决于瞬时
Figure BDA00039665394600001419
(过渡模式)。
因此，电流控制块23有利地始终借助于仅一个级来调节DC链路电流iDC，即当以3/3-PWM操作时，通过修改
Figure BDA00039665394600001420
来控制CSR级11，并且由于电压限制器而不影响
Figure BDA00039665394600001421
而当以2/3-PWM操作时，通过修改
Figure BDA00039665394600001422
来控制DC/DC级11，并且
Figure BDA00039665394600001423
被箝位到Vmax。
为了最终操作这两个级，
Figure BDA00039665394600001424
和
Figure BDA00039665394600001425
被馈送到调制器24、25。对于CSR级，基于
Figure BDA00039665394600001426
和mDC/DC确定在调制器24中利用的参考DC链路电流
Figure BDA00039665394600001427
和
Figure BDA00039665394600001428
在稳定状态中是相同的。具体地，在3/3-PWM操作中，
Figure BDA00039665394600001429
与
Figure BDA00039665394600001430
相一致，并且
Figure BDA00039665394600001431
因为TDC,hp和TDC,hn永久导通。不同地，在2/3-PWM操作中，由于DC/DC级的操作，因此必须考虑
Figure BDA00039665394600001432
考虑到
Figure BDA00039665394600001433
CSR级以最大调制指数操作，并且
Figure BDA0003966539460000151
仅由DC/DC级调节。用于CSR级11的开关信号可以如参考文献[4]中所描述的那样根据
Figure BDA0003966539460000152
和
Figure BDA0003966539460000153
来计算，并且适当地被分配到十二个栅极端子。
考虑到相c具有最小电流值的部分(参见图7)在下面给出了一个示例。在此部分中使用的零状态是从
Figure BDA0003966539460000157
到
Figure BDA0003966539460000158
的[bb]和从
Figure BDA0003966539460000159
到
Figure BDA00039665394600001510
的[aa]，而不是如现有技术中所描述的PWM方案中的[cc]。两个有源状态的占空比和零状态的占空比被计算为：
Figure BDA0003966539460000154
并且
Figure BDA0003966539460000155
其中δ[xy]表示状态[xy]的占空比。
最后，DC/DC级12的占空比参考通过下式计算：
Figure BDA0003966539460000156
然后将其与三电平三角载波比较，以生成互补的开关信号。
参考图19，电池充电系统700包括电源单元704。电源单元704在一侧通过端子A、B、C耦合到AC电网，并且在另一侧(在端子P’、N’处)耦合到例如包括开关器件的接口702，该开关器件允许将电源单元704连接到电池703。电源单元704包括在上文所描述的具有第一转换器级和第二转换器级的任何一个电气转换器10，并且还可以包括第三转换器级701，该第三转换器级701在本系统中是DC-DC转换器，例如LLC谐振转换器。电源单元704(例如第三转换器级701)可以包括一对线圈，该对线圈例如在无线功率传输的情况下通过空气(未显示)电感性地耦合。替代地，DC-DC转换器级701可以包括隔离式DC-DC转换器或由隔离式DC-DC转换器组成。在一些情况下，接口702可以例如在有线功率传输中包括插头和插座。替代地，该插头和插座可以被设置在输入处(例如在节点A、B、C处)。
参考图20，电动马达驱动系统30可以包含如本文所描述的电气转换器。在一个有利的实施方案中，电动马达(未示出)的定子线圈33被连接以用作共模滤波器扼流圈和/或用作DC链路13的差模电感器。附加地，或替代地，第二转换器级12可以被配置为作为电动马达的牵引逆变器操作。该牵引逆变器可以由节点q与节点r之间的半桥320形成。开关321、322、323、324可以是半导体开关，例如分别如图1的开关TDC,vp、TDC,hp、TDC,vn和TDC,hn一样。
本公开的各方面被陈述于以下编号条款中。
1、一种电气转换器，用于在具有至少三个相的AC信号与DC信号之间进行转换，包括：
至少三个相端子、第一DC端子和第二DC端子，
第一转换器级，所述第一转换器级可操作地耦合到所述至少三个相端子，并且包括第一中间节点(p)和第二中间节点(n)，其中所述转换器级可操作以在所述至少三个相端子处的AC电流与所述第一和第二中间节点(p、n)处的第一DC电流之间进行转换，
第二转换器级，所述第二转换器级可操作地耦合到所述第一DC端子和所述第二DC端子，并且包括第三中间节点(q)和第四中间节点(r)，其中所述第二转换器级可操作以在所述第三和第四中间节点(q、r)处的第一DC信号与所述第一和第二DC端子处的第二DC信号之间进行转换，其中所述第二转换器级包括在所述第一DC端子与所述第二DC端子之间的中间电压节点(m)，
第一滤波器级，所述第一滤波器级包括可操作地耦合到所述三个相端子中的每个的电容器网络(Cin)，其中所述电容器网络包括星点(k)，
DC链路，所述DC链路将所述第一中间节点(p)连接到所述第三中间节点(q)并且将所述第二中间节点(n)连接到所述第四中间节点(r)，
其中所述DC链路包括共模滤波器，所述共模滤波器包括将所述中间电压节点(m)连接到所述星点(k)的共模电容器(CCM)。
2、根据条款1所述的电气转换器，其中所述共模滤波器包括共模滤波器扼流圈，所述共模滤波器扼流圈可操作地耦合到所述第一中间节点(p)和所述第二中间节点(n)、所述第三中间节点(q)和所述第四中间节点(r)。
3、根据条款1或2所述的电气转换器，其中所述DC链路包括至少一个差模电感器，所述至少一个差模电感器可操作地耦合到所述第一中间节点(p)和所述第三中间节点(q)和/或可操作地耦合到所述第二中间节点(n)和所述第四中间节点(r)。
4、根据条款2和3所述的电气转换器，其中所述共模滤波器扼流圈和所述差模电感器包括共同的核心或单独的核心。
5、根据前述条款中任一项所述的电气转换器，其中所述第一DC信号是所述第一DC电流。
6、根据前述条款中任一项所述的电气转换器，其中所述第二DC信号是跨所述第一和第二DC端子的DC电压。
7、根据前述条款中任一项所述的电气转换器，其中所述第一滤波器级包括耦合在所述三个相端子与所述电容器网络(Cin)之间的电感器(Lm)。
8、根据前述条款中任一项所述的电气转换器，其中所述第二转换器级包括电容器滤波器(Cout,p、Cout,n)，所述电容器滤波器包括跨所述第一和第二DC端子的多个串联连接的电容器，其中所述中间电压节点(m)是所述电容器滤波器的中间节点。
9、根据前述条款中任一项所述的电气转换器，其中所述第二转换器级包括升压电路。
10、根据条款9所述的电气转换器，其中所述第二转换器级包括连接在所述第三中间节点(q)与所述第四中间节点(r)之间的多个串联连接的第一开关(TDC,vp、TDC,vn)，其中所述串联连接的第一开关的中点连接到所述中间电压节点(m)。
11、根据条款9或10所述的电气转换器，其中所述升压电路包括堆叠在所述第一DC端子与所述第二DC端子之间的第一升压电路(TDC,hp、TDC,vp)和第二升压电路(TDC,hn、TDC,vn)，其中所述中间电压节点(m)是所述第一和第二升压电路的公共节点。
12、根据条款11所述的电气转换器，其中所述第一升压电路和/或所述第二升压电路是多电平升压电路。
13、根据前述条款中任一项所述的电气转换器，包括连接到所述中间电压节点(m)的第三DC端子。
14、根据前述条款中任一项所述的电气转换器，包括控制单元，其中所述第一转换器级和所述第二转换器级包括可操作地耦合到所述控制单元的有源开关器件，其中所述控制单元被实施为具有操作所述电气转换器的多个操作模式。
15、根据条款14所述的电气转换器，其中所述多个操作模式中的第一操作模式对应于降压操作模式，其中所述第二转换器级被配置为操作以将所述第三和第四中间节点(q、r)分别连续地连接到所述第一和第二DC端子，并且其中所述控制单元被配置为主动地操作所述第一转换器级的所述有源开关器件(Ta,h、Ta,l、Tb,h、Tb,l、Tc,h、Tc,l)。
16、根据条款14或15所述的电气转换器，其中所述多个操作模式中的第二操作模式对应于升压操作模式，其中所述控制单元被配置为主动地操作所述第一转换器级和所述第二转换器级二者的所述有源开关器件(Ta,h、Ta,l、Tb,h、Tb,l、Tc,h、Tc,l、TDC,hp、TDC,vp、TDC,hn、TDC,vn)。
17、根据条款14至16中任一项所述的电气转换器，其中所述控制单元可操作以在整流器模式下操作所述电气转换器，其中在整流器模式下，所述控制单元可操作以确定所述DC链路中的电流的第一电流参考
Figure BDA0003966539460000171
以及所述DC链路中的电流的第二电流参考
Figure BDA0003966539460000181
其中所述控制单元可操作以基于所述第一电流参考和所述第二电流参考的比较在所述多个操作模式之间自动地选择。
18、根据条款17所述的电气转换器，其中所述第一电流参考是基于参考输出功率和参考输入相电流确定的。
19、根据条款17或18所述的电气转换器，其中所述第二电流参考是基于参考输出功率和测量的相电压确定的。
20、根据条款14至19中任一项所述的电气转换器，其中所述控制单元被配置为通过脉宽调制来操作所述有源开关器件。
21、根据条款14至20中任一项所述的电气转换器，其中所述控制单元被配置为操作所述第一转换器级和所述第二转换器级，以便获得所述共模电容器(CCM)上的电压，所述电压是以下之一：基本恒定的零电压信号、基本三角形波形和基本正弦波形，优选地包括所述AC信号的基本频率的一个或多个谐波频率，优选地包括所述基本频率的三次谐波频率。
22、根据前述条款中任一项所述的电气转换器，其中所述控制单元可操作以将共模电压信号注入到所述第三和第四中间节点(q、r)，以便控制所述共模电容器(CCM)上的电压。
23、根据条款22所述的电气转换器，包括用于测量所述中间电压节点(m)处和所述至少三个相的节点(a、b、c)处的电压信号的测量装置，其中所述控制器可操作以基于测量的电压信号确定注入到所述第三和第四中间节点(q、r)的所述共模电压信号。
24、根据条款22或23所述的电气转换器，其中所述控制单元可操作以将偏移量添加到控制所述第二转换器级的有源开关(TDC,vp、TDC,vn)的操作的脉宽调制信号的占空比，从而获得注入到所述第三和第四中间节点(q、r)的所述共模电压信号。
25、一种电动马达驱动系统，包括根据前述条款中任一项所述的电气转换器。
26、根据条款25所述的电动马达驱动系统，还包括电动马达，所述电动马达包括定子线圈，其中所述定子线圈被连接以用作所述共模滤波器扼流圈和/或所述电气转换器的所述DC链路的差模电感器。
27、根据条款25或26所述的电动马达驱动系统，包括牵引逆变器，所述牵引逆变器可操作以驱动所述电动马达，其中所述牵引逆变器被配置为在操作所述电气转换器时作为所述第二转换器级操作。
28、一种电池充电系统，特别是用于为电动车辆驱动电池充电，其中所述电池充电系统包括电源，所述电源包括根据条款1至24中任一项所述的电气转换器。
29、一种在至少三个相节点(a、b、c)处具有至少三个相的AC信号与在高节点(p)和低节点(n)处的DC信号之间进行转换的方法，包括通过脉宽调制在所述至少三个相节点(a、b、c)与所述高节点(p)和所述低节点(n)之间进行切换，以获得跨所述高节点和低节点的开关电压信号，其中所述开关电压信号的一个周期包括零电压电平部分，所述零电压电平部分是通过将所述AC信号的所述至少三个相中的具有最小绝对瞬时电压值的相节点连接到所述高节点(p)和所述低节点(n)二者而获得的。
30、根据条款29所述的方法，其中所述开关电压信号包括第二电压电平部分，所述第二电压电平部分是通过将所述AC信号的所述至少三个相中的具有最高瞬时电压值的相节点连接到所述高节点(p)并且将所述AC信号的所述至少三个相中的具有最低瞬时电压值的相节点连接到所述低节点(n)而获得的。
31、根据条款29或30所述的方法，其中所述开关电压信号包括第三电压电平部分，所述第三电压电平部分是通过将具有最小绝对瞬时电压值的相节点连接到所述高节点并且将所述AC信号的所述至少三个相中的具有最低瞬时电压值的相节点连接到所述低节点而获得的。
32、根据条款29至31中任一项所述的方法，被应用于根据条款1至24中任一项所述的电气转换器。
33、根据条款1至24中任一项所述的电气转换器，包括控制单元，所述控制单元被配置为根据条款29至31中任一项所述的方法操作所述第一转换器级。

Claims (30)

1.一种电气转换器(10)，用于在具有至少三个相的AC信号与DC信号之间进行转换，包括：
至少三个相端子(A、B、C)、第一DC端子(P)和第二DC端子(N)，
第一转换器级(11)，所述第一转换器级可操作地耦合到所述至少三个相端子，并且包括第一中间节点(p)和第二中间节点(n)，其中所述第一转换器级(11)可操作以在所述至少三个相端子处的AC电流与所述第一和第二中间节点(p、n)处的第一DC电流(iDC,p、iDC,n)之间进行转换，
第二转换器级(12)，所述第二转换器级可操作地耦合到所述第一DC端子(P)和所述第二DC端子(N)，并且包括第三中间节点(q)、第四中间节点(r)以及所述第一DC端子与第二DC端子之间的中间电压节点(m)，其中所述第二转换器级可操作以在所述第三和第四中间节点(q、r)处的第一DC信号与所述第一和第二DC端子处的第二DC信号之间进行转换，其中所述第二转换器级包括升压电路(121、122、123、124)，所述升压电路包括在所述第三中间节点(q)与所述第四中间节点(r)之间串联连接的多个第一开关(TDC,vp、TDC,vn)，其中串联连接的第一开关的中点(s)连接到所述中间电压节点(m)，以便与所述中间电压节点处于相同电势，
第一滤波器级(15)，所述第一滤波器级包括可操作地耦合到所述三个相端子中的每个的电容器网络(Cin)，其中所述电容器网络包括星点(k)，
DC链路(13)，所述DC链路将所述第一中间节点(p)连接到所述第三中间节点(q)并且将所述第二中间节点(n)连接到所述第四中间节点(r)，
其中所述DC链路包括共模滤波器，所述共模滤波器包括将所述中间电压节点(m)连接到所述星点(k)的共模电容器(CCM)。
2.根据权利要求1所述的电气转换器，其中所述共模滤波器包括共模滤波器扼流圈(LDC,CM)，所述共模滤波器扼流圈可操作地耦合到所述第一中间节点(p)和所述第二中间节点(n)、所述第三中间节点(q)和所述第四中间节点(r)。
3.根据权利要求1或2所述的电气转换器，其中所述DC链路包括至少一个差模电感器(LDC,DM)，所述至少一个差模电感器可操作地耦合到所述第一中间节点(p)和所述第三中间节点(q)和/或可操作地耦合到所述第二中间节点(n)和所述第四中间节点(r)。
4.根据权利要求2和3所述的电气转换器，其中所述共模滤波器扼流圈(LDC,CM)和所述差模电感器(LDC,DM)包括共同的核心或单独的核心。
5.根据前述权利要求中任一项所述的电气转换器，其中所述第一DC信号是所述第一DC电流(iDC,p、iDC,n)。
6.根据前述权利要求中任一项所述的电气转换器，其中所述第二DC信号是跨所述第一和第二DC端子的DC电压(Vout)。
7.根据前述权利要求中任一项所述的电气转换器，其中所述第一滤波器级(15)包括耦合在所述三个相端子(A、B、C)与所述电容器网络(Cin)之间的电感(Lm)。
8.根据前述权利要求中任一项所述的电气转换器，其中所述第二转换器级(12)包括电容器滤波器(Cout,p、Cout,n)，所述电容器滤波器包括跨所述第一和第二DC端子的多个串联连接的电容器，其中所述中间电压节点(m)是所述电容器滤波器的中间节点。
9.根据前述权利要求中任一项所述的电气转换器，其中所述升压电路包括堆叠在所述第一DC端子(P)与所述第二DC端子(N)之间的第一升压电路(121、123)和第二升压电路(122、124)，其中所述中间电压节点(m)是所述第一和第二升压电路的公共节点。
10.根据权利要求9所述的电气转换器，其中所述第一升压电路和/或所述第二升压电路是多电平升压电路。
11.根据前述权利要求中任一项所述的电气转换器，包括连接到所述中间电压节点(m)的第三DC端子(125)。
12.根据前述权利要求中任一项所述的电气转换器，包括控制单元(20)，其中所述第一转换器级(11)和所述第二转换器级(12)包括有源开关器件，所述有源开关器件可操作地耦合到所述控制单元，其中所述控制单元被实施为具有操作所述电气转换器的多个操作模式。
13.根据权利要求12所述的电气转换器，其中所述多个操作模式中的第一操作模式对应于降压操作模式，其中所述第二转换器级被配置为操作以将所述第三和第四中间节点(q、r)分别连续地连接到所述第一和第二DC端子，并且其中所述控制单元(20)被配置为通过脉宽调制操作所述第一转换器级(11)的所述有源开关器件(Ta,h、Ta,l、Tb,h、Tb,l、Tc,h、Tc,l)。
14.根据权利要求13所述的电气转换器，其中在所述第一操作模式下，所述控制单元被配置为根据在有源状态与零状态之间切换的脉宽调制方案操作所述第一转换器级(11)的所述有源开关器件；在所述有源状态中，所述至少三个相中的两个相被连接到所述第一和第二中间节点(p、n)，在所述零状态中，所述第一和第二中间节点(p、n)被短路；其中所述控制单元被配置为通过将所述AC信号的所述至少三个相中的具有最小绝对瞬时电压值的一个相连接到所述第一和第二中间节点(p、n)来实施所述零状态。
15.根据权利要求12至14中任一项所述的电气转换器，其中所述多个操作模式中的第二操作模式对应于升压操作模式，其中所述控制单元(20)被配置为通过脉宽调制操作所述第一转换器级(11)和所述第二转换器级(12)二者的有源开关器件(Ta,h、Ta,l、Tb,h、Tb,l、Tc,h、Tc,l、TDC,hp、TDC,vp、TDC,hn、TDC,vn)。
16.根据权利要求15所述的电气转换器，其中在所述第二操作模式下，所述控制单元(20)被配置为根据没有零状态的脉宽调制方案操作第一转换器级(11)的有源开关器件，在所述零状态中，所述第一和第二中间节点由所述第一转换器级的有源开关短路。
17.根据权利要求12至16中任一项所述的电气转换器，其中所述控制单元(20)可操作以在整流器模式下操作电气转换器，其中在整流器模式下，所述控制单元可操作以确定所述DC链路中的电流的第一电流参考
Figure FDA0003966539450000031
和所述DC链路中的电流的第二电流参考
Figure FDA0003966539450000032
其中所述控制单元可操作以基于所述第一电流参考和所述第二电流参考的比较在所述多个操作模式之间自动地选择。
18.根据权利要求17所述的电气转换器，其中所述第一电流参考是基于参考输出功率和参考输入相电流确定的。
19.根据权利要求17或18所述的电气转换器，其中所述第二电流参考是基于参考输出功率和测量的相电压确定的。
20.根据权利要求12至19中任一项所述的电气转换器，其中所述控制单元(20)被配置为操作所述第一转换器级(11)和所述第二转换器级(12)，以便获得所述共模电容器(CCM)上的电压，所述电压是以下之一：基本恒定的零电压信号、基本三角形波形和基本正弦波形，优选地包括所述AC信号的基本频率的一个或多个谐波频率，优选地包括所述基本频率的三次谐波频率。
21.根据权利要求12至20中任一项所述的电气转换器，其中所述控制单元(20)可操作以将共模电压信号注入到所述第三和第四中间节点(q、r)，以便控制所述共模电容器(CCM)上的电压。
22.根据权利要求21所述的电气转换器，包括用于测量所述中间电压节点(m)处的和所述至少三个相的节点(a、b、c)处的电压信号的测量装置，其中所述控制器可操作以基于测量的电压信号确定注入到所述第三和第四中间节点(q、r)的所述共模电压信号。
23.根据权利要求21或22所述的电气转换器，其中所述控制单元可操作以将偏移量添加到控制所述第二转换器级的有源开关(TDC,vp、TDC,vn)的操作的脉宽调制信号的占空比，从而获得注入到所述第三和第四中间节点(q、r)的所述共模电压信号。
24.一种电动马达驱动系统(30)，包括前述权利要求中任一项所述的电气转换器。
25.根据权利要求24所述的电动马达驱动系统，还包括电动马达，所述电动马达包括定子线圈，其中所述定子线圈被连接以用作共模滤波器扼流圈和/或用作所述电气转换器的所述DC链路的差模电感器。
26.根据权利要求24或25所述的电动马达驱动系统，包括牵引逆变器，所述牵引逆变器可操作以驱动所述电动马达，其中所述牵引逆变器被配置为在操作所述电气转换器时作为所述第二转换器级操作。
27.一种电池充电系统，特别是用于为电动车辆驱动电池充电，其中所述电池充电系统包括电源，所述电源包括根据权利要求1至23中任一项所述的电气转换器。
28.一种在至少三个相节点(a、b、c)处具有至少三个相的AC信号与在高节点(p)和低节点(n)处的DC信号之间进行转换的方法，包括提供根据权利要求12至23中任一项所述的电气转换器，并且通过脉宽调制在所述至少三个相节点(a、b、c)与所述高节点(p)和所述低节点(n)之间进行切换，以获得跨所述高节点和低节点的开关电压信号，其中所述开关电压信号的一个周期包括零电压电平部分，所述零电压电平部分是通过将所述AC信号的所述至少三个相中的具有最小绝对瞬时电压值的相节点连接到所述高节点(p)和所述低节点(n)二者而获得的。
29.根据权利要求28所述的方法，其中所述开关电压信号包括第二电压电平部分，所述第二电压电平部分是通过将所述AC信号的所述至少三个相中的具有最高瞬时电压值的相节点连接到所述高节点(p)并且将所述AC信号的所述至少三个相中的具有最低瞬时电压值的相节点连接到所述低节点(n)而获得的。
30.根据权利要求28或29所述的方法，其中所述开关电压信号包括第三电压电平部分，所述第三电压电平部分是通过将具有所述最小绝对瞬时电压值的相节点连接到所述高节点并且将所述AC信号的所述至少三个相中的具有最低瞬时电压值的相节点连接到所述低节点而获得的，或反之亦然。
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