LU501001B1 - Verfahren zum Bereitstellen von sinusförmigen Phasenströmen mit Ansteuerung und Ladung - Google Patents

Abstract

Ein Verfahren und die Verwendung des Verfahrens zum Bereitstellen von sinusförmigen Phasenströmen aus einem dreiphasigen Versorgungsnetz an einem Gleichrichter, wobei das Verfahren die Schritte Erfassen und Auswerten von Strangspannungen, Gleichrichten der Strangspannungen, Verbinden eines Kondensators mit einem positiven Ausgang oder nega- tiven Ausgang eines Gleichrichters über einen von einem ersten Schalttransistor oder einem zweiten Schalttransistor, Ansteuern von Steuereingängen des ersten Schalttransistors und des zweiten Schalttransistors durch die Steuereinheit, derart, dass nur der erste Schalttran- 10 sistor, nur der zweite Schalttransistor, beide oder keiner von dem ersten und zweiten Schalt- transistor leitend wird/werden und Laden einer Kondensatorspannung an einen Kondensator in Abhängigkeit vom Ansteuern der Steuereingänge derart, dass Differenzen aus den Strang- spannungen und der Kondensatorspannung, welche über Spulen abfällt, zu sinusförmigen Verläufen der Mittelwerte der Spulenströme führen, umfasst.

Description

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Beschreibung

Titel: Verfahren zum Bereitstellen von sinusfôrmigen Phasenstrômen mit Ansteuerung und Ladung

[0001] Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zum Modulieren beziehungsweise

Takten von Strangspannungen einer Netzschaltung aus einem dreiphasigen Versorgungs- netz. Das Verfahren stellt dabei belastungsunabhängig sicher, dass Phasenstrôme am Ein- gang eines Gleichrichters im Wesentlichen sinusfôrmig sind.

[0002] Aus dem Stand der Technik sind Netzschaltungen bekannt. EP 3 068 024 A1 of- fenbart ein dreiphasiges Pulsgleichrichtersystem mit vergleichsweise geringer Sperrspan- nungsbeanspruchung der abschaltbaren Leistungshalbleiter und hoher Leistungsdichte, so- wie geringen Netzriickwirkungen. Solch ein Dreiphasen-Dreipunkt-Pulsgleichrichter, auch als sogenannter Vienna-Gleichrichter bezeichnet, zeichnet sich bekanntlich im Gegensatz zu herkömmlichen, zur Gleichrichtung von Drehstrom verwendeten Sechspuls-Briickenschal- tungen durch einen wesentlich geringeren Oberschwingungsanteil auf der Wechselspan- nungsseite aus.

[0003] Der Vienna-Gleichrichter ist eine Schaltung, welche eine große Anzahl an Bautei- len erfordert, wodurch sie sehr teuer wird und zudem cine sehr komplexe Ansteuerung be- nötigt. Die verlustbehafteten Bauteile wirken sich zudem negativ auf den Wirkungsgrad des

Vienna-Gleichrichter aus.

[0004] Fig. 1 stellt eine bekannte Netzschaltung eines Dreiphasen-DCM-Boost-Converters beziehungsweise eines Hochsetzstellers nach dem Stand der Technik dar. Die am Eingang an den Phasen L1, L2, L3 anliegenden Netzspannungen werden gleichgerichtet und auf ei- nen Wert größer als ein Netzspannungswert hochgesetzt. Von dieser Schaltung gibt es zahl- reiche Abwandlungen, welche allesamt eine ähnliche Architektur besitzen.

[0005] Im Stand der Technik wird durch das Einschalten eines Schalttransistors T ein Di- oden-Gleichrichter DGR kurzgeschlossen. Hierdurch werden alle drei Spulen LL1, LL2,

LL3 parallel, abhängig von den zu diesem Zeitpunkt anliegenden Strangspannungen ul, u2, u3 geladen. Mit dem Abschalten des Schalttransistors T erfolgt die Entladung der Spu- lenLL1, LL2, LL3. Die Stromanstiege beziehungsweise Stromsteilheiten in den Spulen

LL1, LL2, LL3 sind beim eingeschalteten Zustand des Schalttransistors T entsprechend proportional zu den Spannungswerten an den Spulen LL1, LL2, LL3 über eine Sinusperi- ode. Das heißt, während einer Periodendauer des Netzsinus ändert sich bei den bekannten

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Netzschaltungen der Spannungsabfall an den Spulen LL1, LL2, LL3 und damit auch die

Steilheit der Spulenstrôme sowie deren Endwert. Physikalisch führt dies zu keinem ,,saube- ren“ sinusfôrmigen Verlauf des Netzstromes iNL, wie in den Fig. 2A und 2B dargestellt.

Vor allem ist, wie in Fig. 2B zu sehen, bei dem Phasenstrom iNL1 ein Einbruch im Be- reich um 30° eines Nulldurchgangs N zu einem Sattel L hin und Sinuskuppen K zu dem

Sattel L hin abhängig von den anliegenden Strangspannungen ul, u2, u3 am Eingang. Zu- sätzlich ist eine Tiefe des Sattels K abhängig von einer Spannungsdifferenz zwischen ein- gangsseitigen Strangspannungen ul, u2, u3 und ausgangsseitiger Zwischenkreisgleich- spannung UZK. Hierbei gilt, umso höher die ausgangsseitige Zwischenkreisgleichspan- nung UZK beziehungsweise umso kleiner eine Last am Ausgang, desto kleiner der Ein- bruch im Bereich der Sinuskuppen K. Das gleiche gilt auch für die Phasenstrôme iNL2, iNL3.

[0006] In Fig. 3 ist ein weiterer bekannter Dreiphasen-DCM-Boost-Converter mit zwei

Schalttransistoren T+, T- nach dem Stand der Technik dargestellt. Aufgrund einer Verbin- dung zu einem Neutralpunkt N, sind bei dieser bekannten Schaltung eine erste Diode D+ und eine zweite Diode D- erforderlich. Diese Schaltung eignet sich, beide konventionellen und bisher üblichen Ansteuerungen, welche dem Grundprinzip einer Pulsweitenmodulation entsprechen, der zwei Schalttransistoren T+, T- zu beschreiben.

[0007] Einerseits werden bei der versetzten Ansteuerung (Gegentakt) beide Schalttransis- toren T+, T- innerhalb einer Periodendauer versetzt eingeschaltet. Demnach leitet der erste

Schalttransistor T+, wenn der zweite Schalttransistor T- nicht leitet, und umgekehrt. Abhän- gig vom Tastgrad beziehungsweise Duty-Cycle von bis 50% sind zeitweise beide Schalt- transistoren nichtleitend. Als Tastgrad wird das Verhältnis von Einschaltdauer zur Periode eines Pulsweitenmodulations-Signals bezeichnet. Bei einem Tastgrad von über 50% sind zeitweise beide Schalttransistoren leitend. Systeme mit solchen Tastgraden funktionieren als zwei komplementär im Gegentakt arbeitende Standard-Hochsetzteller. Bei dieser bekannten

Art der Taktung ist die Verbindung zwischen einem Mittelpunkt MP und dem Neutralpunkt

N sowie die erste Diode D+ im positiven Zweig als auch die zweite Diode D- im negativen

Zweig unbedingt nötig.

[0008] Andererseits werden bei einer synchronen/ parallelen Ansteuerung beide Schalt- transistoren T+, T- innerhalb einer Periodendauer gleichzeitig eingeschaltet. Demnach sind

70173LU (V2) = LUSO10%h 1 001 der erste Schalttransistor T+ und der zweite Schalttransistor T- gleichzeitig leitend bezie- hungsweise nichtleitend. Die Einschaltzeit beider Schalttransistoren T+, T- ist im Wesentli- chen vom Tastgrad abhängig. Systeme mit diesen bekannten Taktungen funktionieren als zwei komplementär im Gleichtakt arbeitende Standard-Hochsetzteller. Bei solchen bekann- ten Netzschaltungen ist es möglich, nur einen Schalttransistor für beide Hochsetzsteller (vgl.

Fig. 1) zu verwenden. Die Verbindung zwischen Mittelpunkt MP und Neutralpunkt N sowie einer der beiden Dioden D+, D- kann entfallen.

[0009] Abhängig vom Tastgrad der Schalttransistoren kann die Zwischenkreisgleichspan- nung UZK am Ausgang der Netzschaltung in ihrer Hôhe geregelt werden. Mit diesen be- kannten Taktungen können keine optimalen sinusfôrmigen Ströme aus dem Netz entzogen werden (vgl. Fig. 2A, 2B).

[0010] Auch ist bekannt, dass viele am ôffentlichen Versorgungsnetz angeschlossene Ver- braucher durch einfache Brückengleichrichter impulsfôrmige Netzstrôme beziehen, die mit großen Oberschwingungsstrômen einhergehen. Diese impulsfôrmigen Ströme erfordern eine

Uberdimensionierung des öffentlichen Versorgungsnetzes. Zudem kommt es zu kurzzeiti- gen Spannungseinbrüchen und Spannungsspitzen, was zunehmend zu Problemen bei emp- findlichen Verbrauchern führt. Deshalb gibt es entsprechende (PFC-)Normen (siehe bei- spielsweise DIN EN 61000-3-2 und DIN EN 61000-3-12), welche ab einer gewissen Leis- tung den Einsatz einer sogenannte Leistungsfaktor-Korrektur beziehungsweise power-fac- tor-correction (PFC) erfordern. Der Einsatz von aktiven Schaltungslôsungen wird dadurch erforderlich, da die Bauelemente in passiven Systemen einen größeren Bauraum benötigen und Ströme mit einer von einem Sinus abweichenden Form liefern, wie beispielsweise der

Vienna-Gleichrichter.

[0011] Mit den in Fig. 1 und Fig. 3 dargestellten bekannten Netzschaltungen wird, wie in

Fig. 2A und Fig. 2B gezeigt, zwar ein sinusähnlicher und mit Oberschwingungen behafteter

Strom dem Netz entzogen, jedoch können die in den PFC-Normen definierten Grenzwerte im besten Fall nur fiir geringe Leistungen beziehungsweise Leistungsklassen erfiillt werden.

[0012] Ferner ist aus dem Dokument WO 2021/219761 Al ein elektrischer Wandler zur

Wandlung zwischen einem mindestens dreiphasigen Wechselstromsignal und einem Gleich- stromsignal bekannt. Der Wandler umfasst mindestens drei Phasenanschlüsse, einen ersten

Gleichstromanschluss und einen zweiten Gleichstromanschluss, eine erste Wandlerstufe, eine zweite Wandlerstufe.

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A LUS010Rb4001

[0013] Das amerikanische Patentdokument US 7 005 759 B2 offenbart einen integrierten

Wandler. Der integrierte Wandler beinhaltet einen AC/DC-Wandler, der elektrisch mit einer dreiphasigen Stromversorgung verbunden ist, um einen Wechselstrom in einen ersten

Gleichstrom umzuwandeln und das Objekt der Leistungsfaktorkorrektur zu erreichen.

[0014] Die europäische Patentanmeldung EP 2 814 164 A2 offenbart einen Leistungs- wandler, umfassend eine mehrphasige Primärstufe zwischen einer mehrphasigen Span- nungsquelle und einem Gleichspannungszwischenkreis, ein Eingangsfilter für die Primär- stufe, eine Sekundärstufe zwischen dem Gleichspannungszwischenkreis und einer mehrpha- sigen Last, mit einem zusätzlichen Brückenzweig für einen neutralen Punkt der Last, das

Eingangsfilter umfasst einen Eingangsfilter-Sternpunkt, der über eine Verbindungskapazität mit einem Mittelpunkt des Gleichspannungszwischenkreises verbunden ist.

[0015] Aufgabe der vorliegenden Anmeldung ist es, am Eingang eines Gleichrichters si- nusähnliche Phasenströme bereitzustellen, welche die Grenzwerte der PFC-Normen in allen

Leistungsklassen erfüllen.

Kurzbeschreibung der Erfindung

[0016] Das vorliegende Dokument beschreibt ein Verfahren zum Bereitstellen von sinus- formigen Phasenströmen aus einem dreiphasigen Versorgungsnetz an einem Gleichrichter.

Dabei umfasst das Verfahren die Schritte Erfassen und Auswerten von Strangspannungen,

Gleichrichten der Strangspannungen, Verbinden eines Kondensators mit einem positiven

Ausgang oder negativen Ausgang eines Gleichrichters über einen von einem ersten Schalt- transistor oder einem zweiten Schalttransistor, Ansteuern von Steuereingängen des ersten

Schalttransistors und des zweiten Schalttransistors durch die Steuereinheit, derart, dass nur der erste Schalttransistor, nur der zweite Schalttransistor, beide oder keiner von dem ersten und zweiten Schalttransistor leitend wird/werden und Laden einer Kondensatorspannung an einem Kondensator in Abhängigkeit vom Ansteuern der Steuereingänge derart, dass Diffe- renzen aus den Strangspannungen und der Kondensatorspannung, welche über Spulen ab- fällt, zu sinusförmigen Verläufen der Mittelwerte der Spulenströme führen.

[0017] Nach einem ersten Aspekt ist das Ansteuern eines von einer positiven Ansteuerung oder einer negativen Ansteuerung ist, wobei die positive Ansteuerung in einem positiven

Zeitintervall erfolgt und wobei die negative Ansteuerung in einem negativen Zeitintervall

70173LU (V2) > LUSO10%h 1 001 erfolgt. Das positive Zeitintervall ist eines, bei welchem zwei von drei Strangspannungen positiv sind. Das negative Zeitintervall ist eines, bei welchem zwei von drei Phasenspannun- gen negativ sind.

[0018] In Ubereinstimmung mit dem ersten Aspekt erfolgt das Ansteuern in einem Zeitin- tervall derart, dass jeweils zwei von drei Strangspannungen eine gleiche Polarität aufweisen.

[0019] Nach einem zweiten Aspekt geschieht das Ansteuern derart, dass bei der positiven

Ansteuerung als erstes der erste Schalttransistor zu einem ersten Zeitpunkt bis zu einem drit- ten Zeitpunkt fiir eine Einschaltdauer leitend ist/wird, der zweite Schalttransistor zu einem zweiten Zeitpunkt bis zu einem vierten Zeitpunkt fiir eine Einschaltdauer leitend ist/wird und während dem zweiten Zeitpunkt bis zum dritten Zeitpunkt für eine Kurzschlussdauer der erste und der zweite Schalttransistor leitend sind/werden.

[0020] In Ubereinstimmung mit dem zweiten Aspekt wird der erste Schalttransistor als erstes leitend, wenn zwei von drei Strangspannungen positiv sind. Dadurch kann der Kon- densator entsprechend geladen werden, um dem Versorgungsnetz sinusférmige Phasen- strdme zu entziehen, welche die Grenzwerte der PFC-Normen in den entsprechenden Leis- tungsklassen erfiillen.

[0021] Nach einem dritten Aspekt geschieht das Ansteuern derart, dass bei der negativen

Ansteuerung als erstes der zweite Schalttransistor zu einem ersten Zeitpunkt bis zu einem dritten Zeitpunkt fiir eine Einschaltdauer leitend ist/wird, der erste Schalttransistor zu einem zweiten Zeitpunkt bis zu einem vierten Zeitpunkt für eine Finschaltdauer leitend ist/wird und wihrend dem zweiten Zeitpunkt bis zum dritten Zeitpunkt fiir eine Kurzschlussdauer der erste und der zweite Schalttransistor leitend sind/werden.

[0022] In Ubereinstimmung mit dem dritten Aspekt wird der zweite Schalttransistor als erstes leitend, wenn zwei von drei Strangspannungen negativ sind. Dadurch kann der Kon- densator entsprechend geladen werden, um dem Versorgungsnetz sinusfôrmige Phasen- strôme zu entziehen, welche die Grenzwerte der PFC-Normen in den entsprechenden Leis- tungsklassen erfüllen.

[0023] Nach einem vierten Aspekt geschieht das Ansteuern derart, dass die Einschaltdauer des ersten und zweiten Schalttransistors gleich lange dauert.

[0024] In Übereinstimmung mit dem vierten Aspekt fördert die gleich lange Einschalt- dauer der beiden Schalttransistoren den sinusfôrmigen Verlauf der Phasenstrôme.

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[0025] Nach einem fünften Aspekt geschieht das Ansteuern derart, dass die Einschaltdauer des ersten und zweiten Schalttransistors moduliert wird.

[0026] In Ubereinstimmung mit dem fiinften Aspekt kénnen unterschiedliche Einschalt- dauern auch während einer Schaltperiode realisiert werden, um die Ansteuerung flexibler auf die erfassten Werte der Strangspannungen anzupassen, Dadurch kann der Kondensator entsprechend geladen werden, um dem Versorgungsnetz sinusformige Phasenstrôme zu ent- ziehen.

[0027] Nach einem sechsten Aspekt ergibt sich die Kurzschlussdauer beim Ansteuern wäh- rend einer Zeitspanne, in welcher der erste Schalttransistor und der zweite Schalttransistor leitend sind.

[0028] In Übereinstimmung mit dem sechsten Aspekt kann mittels der Ansteuerung die

Länge der Kurzschlussdauer so beeinflusst werden, um den Kondensator derart zu laden, um dem Versorgungsnetz sinusförmige Phasenströme zu entziehen.

[0029] Nach einem siebten Aspekt wird das Ansteuern der Steuereingänge des ersten und des zweiten Schalttransistors mit einer Taktfrequenz höher als einer Netzfrequenz getaktet.

[0030] In Übereinstimmung mit dem siebten Aspekt wird sichergestellt, dass aus der Takt- frequenz resultierende Oberschwingungsströme den sinusförmigen Verlauf der Phasen- ströme nicht beeinflussen. Des Weiteren kann in Übereinstimmung mit dem siebten Aspekt die Größe von Komponenten, wie beispielsweise Spulen und Kondensatoren und damit Bau- teilkosten reduziert werden, je höher die Taktfrequenz gewählt wird.

[0031] Nach einem achten Aspekt umfasst das Laden eines von einem Vorladen, Aufladen,

Umladen und Entladen.

[0032] In Übereinstimmung mit dem achten Aspekt kann der Kondensator abhängig von den erfassten Strangspannungen derart angesteuert werden, um durch Vorladung, Aufla- dung, Umladung oder Entladung dem Versorgungsnetz sinusförmige Phasenströme zu ent- ziehen.

[0033] Nach einem neunten Aspekt umfasst das Verfahren ferner den Schritt Bereitstellen eines Bezugspotentials für den Kondensators im Mittelpunktnetzwerk an einer Koppelschal- tung.

[0034] In Übereinstimmung mit dem neunten Aspekt stellt ein künstlicher Neutralleiter der

Koppelschaltung einen Spannungsbezug für eine Kondensatorspannung des Kondensators im Mittelpunktnetzwerk bereit.

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T LUS01 064004

[0035] Nach einem zehnten Aspekt umfasst das Verfahren ferner den Schritt Erfassen von

Ausgangsgrößen von mindestens einem von einer Zwischenkreisgleichspannung, Zwischen- kreisstrom, positive und negative Gleichrichterspannung, Kondensatorspannung gegenüber dem Bezugspotential und des Kondensatorstroms.

[0036] In Übereinstimmung mit dem zehnten Aspekt können weitere Größen erfasst wer- den, um die Ansteuerung der beiden Schalttransistoren zu verbessern. Dadurch kann der

Kondensator entsprechend geladen werden, um dem Versorgungsnetz sinusförmige Phasen- ströme zu entziehen.

[0037] Das vorliegende Dokument beschreibt ferner eine Verwendung des Verfahrens für mindestens eines von einer Ladesäule, einem Netzteil, einem elektrischen Antrieb für Ma- schinen und Anlagen zur Energiewandlung am Versorgungsnetz. Das Verfahren kann somit für eine Vielzahl von Anwendungen eingesetzt werden, um sinusähnliche Phasenströme be- reitzustellen, welche die Grenzwerte der PFC-Normen in den entsprechenden Leistungsklas- sen erfüllen.

Kurzbeschreibung der Zeichnungen

[0038] Die Erfindung wird nun anhand von Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

[0039] Fig. 1 einen Hochsetzsteller nach dem Stand der Technik;

[0040] Figuren 2A und 2B Stromverläufe des Hochsetzstellers aus Fig. 1;

[0041] Fig. 3 einen weiteren Hochsetzsteller nach dem Stand der Technik;

[0042] Fig. 4 eine Netzschaltung gemäß einer ersten Ausführungsform;

[0043] Fig. 5 einen Verlauf von Steuersignalen bei positiver Ansteuerung;

[0044] Fig. 6 unterschiedliche Kennlinien bei positiver Ansteuerung;

[0045] Fig. 7 einen Verlauf von Steuersignalen bei negativer Ansteuerung;

[0046] Fig. 8 unterschiedliche Kennlinien bei negativer Ansteuerung;

[0047] Fig. 9 einen Verlauf von Netzspannungen eines dreiphasigen Versorgungsnetzes mit sich periodisch abwechselnder positiver und negativer Ansteuerung;

[0048] Figuren 10A und 10B Stromverläufe basierend auf der positiven und negativen An- steuerung bei der Netzschaltung nach Fig. 4;

[0049] Fig. 11 ein Flussdiagramm eines erfindungsgemäßen Verfahrens,

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Detaillierte Beschreibung der Erfindung

[0050] Mit Bezug auf Fig. 4 wird nun ein Aufbau einer Netzschaltung NS gemäß einer ersten Ausführungsform zur Bereitstellung einer Zwischenkreisgleichspannung UZK und eines lastabhängigen Zwischenkreisstroms IZK an einem Ausgang aus einem dreiphasigen

Versorgungsnetz VN beschrieben. Die Netzschaltung NS umfasst mindestens einen Schalt- transistor T+, T- und ein Mittelpunktnetzwerk MPN und ist somit als Hochsetzsteller (Auf- wirtsregler) bzw. Boost-Converter ausgelegt. Insbesondere ist die Netzschaltung NS als ein

Dreiphasen-PFC-Hochsetzsteller ausgelegt. Der Betrag einer Ausgangsspannung am Aus- gang der Netzschaltung NS ist stets größer als der Betrag einer Eingangsspannung der Netz- schaltung NS. Der Betrag der Zwischenkreisgleichspannung UZK am Ausgang ist somit größer als ein gleichgerichteter Wert von Leiterspannungen ul2, u23, u31 an einem Eingang der Netzschaltung NS.

[0051] Im Vergleich zur Schaltung nach Fig. 3 wird die Netzschaltung NS zu einer Halb- rücke mit dem Mittelpunktnetzwerk MPN, umfassend einen Kondensator CS erweitert. Zu- dem besitzt die Netzschaltung NS eine Verbindung zu einem Neutral-Potential beziehungs- weise Bezugspotential SP.

[0052] Ein Ausgangkondensator CA der Netzschaltung NS ist mit einem Kondensator re- alisiert. In einem weiteren Beispiel kann der Ausgangskondensator CA als eine Reihenschal- tung von zwei oder mehreren Kondensatoren realisiert sein/werden.

[0053] Bevorzugt umfasst die Netzschaltung einen ersten Schalttransistor T+ und einen zweiten Schalttransistor T-. Die Netzschaltung NS ist jedoch nicht auf den ersten und zwei- ten Schalttransistor T+, T- beschränkt.

[0054] Die Netzschaltung NS umfasst ferner weitere Komponenten, welche miteinander uber Phasen beziehungsweise Leitungen L1, L2, L3 verbunden sind. Die Netzschaltung NS umfasst ein EMI-Filter bzw. Filter fiir elektromagnetische Interferenzen EMI, eine Netzer- fassung NE, eine Steuereinheit SE, einen Gleichrichter GR, eine Koppelschaltung KS mit dem Bezugspotential SP, eine erste Diode D+ und eine zweite Diode D- an Ausgangsleitun- gen der Netzschaltung NS und den Ausgangskondensator CA zwischen den Ausgangslei- tungen.

[0055] Am Eingang wird die Netzschaltung NS über Phasen L1, L2, L3 mit dem Versor- gungsnetz VN verbunden. Die Phasen L1, L2, L3 umfassen Netzgroflen. Die Netzgrößen

70173LU (V2) > LUSO10%h 1 001 umfassen mindestens eines von einer Phasenlage, Netzspannungen umfassend Strangspan- nungen ul, u2, u3 und Leiterspannungen ul2, u23, u31, und Phasenstrôme iNL1, iNL2, iNL3. Der Eingang der Netzschaltung NS verbindet das dreiphasige Versorgungsnetz VN über die Phasen L1, L2, L3 mit dem EMI-Filter EMI. Mit dem EMI-Filter EMI werden elektromagnetische Interferenzen in bekannter Weise gefiltert. Aus diesem Grund und der

Kürze halber wird das EMI-Filter EMI hierin nicht näher beschrieben.

[0056] Die Netzerfassung NE erfasst die NetzgrôfBen der Phasen L1, L2, L3, wertet sie aus und gibt sie an die Steuereinheit SE weiter. Die Netzerfassung NE kann eine separate Einheit oder von der Steuereinheit SE umfasst sein. Die Steuereinheit SE umfasst eine Ausgangser- fassung AE, um Spannungsgroflen und StromgréBen an unterschiedlichen Positionen, ins- besondere jedoch am Ausgang der Netzschaltung NS zu erfassen. Die Ausgangserfassung

AE erfasst somit AusgangsgrôBen, umfassend mindestens eines von der Zwischenkreis- gleichspannung UZK und dem Zwischenkreisstrom IZK und ferner eine positive und nega- tive Gleichrichterspannung uGR+, uGR-, die Kondensatorspannung uCS gegenüber dem

Bezugspotenzial SP und einen Kondensatorstrom iCS am Kondensator CS. Die Netzerfas- sung NE und die Ausgangserfassung AE können unterschiedliche Möglichkeiten zur Erfas- sung der Netzgrößen und Ausgangsgrößen umfassen. Beispielhaft können die Netzgrößen durch die Netzerfassung NE und die Ausgangserfassung AE mittels einem oder mehreren

Sensoren erfasst werden. Die Netzgrößen können durch die Netzerfassung NE und die Aus- gangserfassung AE beispielhaft aber auch mittels eines vorbestimmten Erfassungsverfah- rens erfasst werden, welches auf einem IST/SOLL Abgleich beruht.

[0057] Die Steuereinheit SE benutzt die erhaltenen Information/en über die Spannungs- größen und Stromgrößen beziehungsweise NetzgrôBen von der Netzerfassung NE und der

Ausgangserfassung AE, um eine Ansteuerung des ersten und zweiten Schalttransistors T+,

T- derart durchzuführen, um eine Kondensatorspannung uCS an den Kondensator CS bereit- zustellen. Die Kondensatorspannung uCS stellt in ihrer Größe eine Spannungsdifferenz dar, welche sich aus den Strangspannungen ul, u2, u3 zu Spulenspannungen uLL1, uLL2, uLL3, welche über Spulen LL1, LL2, LL3 abfallen, ergeben. Die Ansteuerung führt zu sinusfôr- migen Verläufen von Mittelwerten von Spulenstrômen iLL1, iLL2, iLL3, wie unten näher beschrieben.

[0058] Die Steuereinheit SE umfasst einen Mikroprozessor bzw. Mikrocontroller oder funktionell ähnliche Komponenten zur Auswertung der durch die Netzerfassung NE und

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Ausgangserfassung AE erfassten Netzgroflen. Die Steuereinheit SE ist eine bekannte Steu- ereinheit nach dem Stand der Technik. Aus diesem Grund und der Kiirze halber wird die

Steuereinheit SE hierin nicht näher beschrieben.

[0059] Der Gleichrichter GR ist mit Gleichrichterdioden D1, D2, D3, D4, D5, D6 und mit

Induktivitdten beziehungsweise Spulen LL1, LL2, LL3 als Energiespeicher aufgebaut. Der

Gleichrichter GR ist jedoch nicht auf dieses Ausführungsbeispiel beschränkt. Der Gleich- richter GR kann mit passiven Bauteilen, aktiven Bauteilen und/oder einer Kombination da- raus ausgeführt sein/werden. Der Gleichrichter GR kann somit ein Gleich- und Wechselrich- ter sein, welcher eine Rückspeisemöglichkeit in das Versorgungsnetz VN ermöglicht. Die

Funktion des Gleichrichters GR entspricht einer bekannten Funktion und wird daher der

Kürze halber nicht näher beschrieben.

[0060] Die Koppelschaltung KS ist zwischen dem Mittelpunktnetzwerk MPN und dem

Gleichrichter GR angeordnet. Die Koppelschaltung KS ist eine Kondensator-Sternschaltung, umfassend Kondensatoren CYL1, CYL2, CYL3 und das Bezugspotential SP. Das Bezugs- potential SP ist über die Kondensatoren CYL1, CYL2, CYL3 mit den Phasen L1, L2, L3 verbunden, Die Koppelschaltung KS ist eingerichtet, einen künstlichen Neutralleiter (Neut- ral-Potential) zu schaffen, um einen Spannungsbezug für das Mittelpunktnetzwerk MPN und somit für den Kondensator CS bereitzustellen. Das Mittelpunktnetzwerk MPN (mit dem

Kondensator CS) wird über das Bezugspotential SP der Koppelschaltung KS mit den Phasen

L1,L2,L3 verbunden.

[0061] Der erste Schalttransistor T+ und der zweite Schalttransistor T- umfassen jeweils einen Steuereingang AN und eine Body-Diode (nicht dargestellt) oder eine parallel zum den

Schalttransistoren T+, T- geschaltete Freilaufdiode (nicht dargestellt). Der Steuereingang

AN des ersten Schalttransistors T+ ist mit der Steuereinheit SE verbunden. Der Steuerein- gang AN des zweiten Schalttransistors T- ist mit der Steuereinheit SE verbunden. Die Steu- ereinheit SE steuert den ersten Schalttransistor T+ und den zweiten Schalttransistor T- an, wie später genauer beschrieben.

[0062] Die Koppelschaltung KS stellt sicher, dass die, durch das Ansteuern des ersten und zweiten Schalttransistors T+, T-, hervorgerufenen höherfrequenten Ströme nicht in den Pha- senstrômen iNL1, iNL2, iNL3 sichtbar werden.

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[0063] Das Mittelpunktnetzwerk MPN der Netzschaltung NS dient in seiner grundlegen- den Funktion als einstellbare Spannungsquelle und umfasst den Kondensator CS. Der Kon- densator CS des Mittelpunktnetzwerks MPN ist zwischen einem Mittelpunkt MP und dem

Bezugspotential SP der Koppelschaltung mit den Phasen L1, L2, L3 am Eingang verbunden.

Der Mittelpunkt MP ist zwischen den in Serie geschalteten ersten Schalttransistors T+ und zweiten Schalttransistor T- bereitgestellt. Der Kondensator CS ist über den ersten Schalt- transistor T+ mit einem positiven Ausgang pG des Gleichrichters GR und über den zweiten

Schalttransistor T- mit einem negativen Ausgang nG des Gleichrichters GR mit dem Gleich- richter GR elektrisch verbunden.

[0064] Am Ausgang der Netzschaltung NS sind die erste Diode D+ und die zweite Diode

D- angeordnet, damit die Zwischenkreisgleichspannung UZK am Ausgang von einer Tak- tung des ersten und zweiten Schalttransistors T+, T- unabhängig bleibt. Für die Taktunab- hängigkeit kann entweder nur die erste Diode D+, die zweite Diode D- oder beide Dioden

D+, D- bereitgestellt sein/werden.

[0065] Durch eine spezielle Art der Ansteuerung des Steuereingangs AN des mindestens einen von dem ersten Schalttransistor T+ und dem zweiten Schalttransistor T- durch die

Steuereinheit SE wird der Kondensators CS des Mittelpunktnetzwerks MPN geladen. Das

Laden des Kondensators CS entspricht dabei mindestens einem von einem Vorladen, Auf- laden, Umladen und Entladen, Die Art des Ladens des Kondensators CS hängt dabei von den erfassten Netzgrößen, erfasst durch die Netzerfassung NE und die Ausgangserfassung

AE, ab.

[0066] Durch die Kondensatorspannung uCS am Kondensator CS werden die Spulenspan- nungen uLL1, uLL2, uLL3 derart moduliert, dass sinusfôrmige Phasenstrôme iNL1, iNL2, iNL3 aus den Phasen L1, L2, L3 des Versorgungsnetzes VN entzogen werden. Die Hohe der

Kondensatorspannung uCS hängt von einem Tastverhältnis TV ab, wie weiter unten be- schrieben. Durch die Modulation werden die Phasenstrôme iNL1, iNL2, iNL3 zu im We- sentlichen sinusförmigen Strömen beziehungsweise weisen im Wesentlichen sinusformige

Verläufe auf. Die Modulation entspricht dabei einer aus einer Pulsweitenmodulation, Puls- frequenzmodulation oder anderer bekannter Modulationsverfahren. Die sinusförmigen

Ströme werden am Eingang der Netzschaltung NS aus dem Versorgungsnetz VN entzogen.

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[0067] Durch das Laden des Kondensator CS in Abhängigkeit mit der speziellen Art der

Ansteuerung, dient der Kondensator CS als einstellbare Spannungsquelle zur Erzeugung ei- ner Spannungsdifferenz über den Spulen LL1, LL2, LL3. Die Spannungsdifferenz an den

Spulen LL1, LL2, LL3 kann durch die Ladung des Kondensators CS derartig beeinflusst werden, dass in entsprechenden Zeitabschnitten, wie in den Figuren 5 bis 8 dargestellt, an den Spulen LL1, LL2, LL3 größere Spulenspannungen uLL1, uLL2, uLL3 anliegen, als vom

Versorgungsnetz VN physikalisch bereitgestellt werden. Dadurch werden dem Versor- gungsnetz VN in allen Phasen L1, L2, L3 im Wesentlichen sinusférmige Ströme entzogen, wodurch die Grenzwerte der PFC-Normen in den entsprechenden Leistungsklassen einge- halten werden können.

[0068] Hierzu erhalten der erste und der zweite Schalttransistor T+, T- jeweils Steuersig- nale ST+, ST- von der Steuereinheit SE, wodurch der erste und der zweite Schalttransistor

T+, T- getaktet werden. Die Taktung bestimmt unterschiedliche Zeitintervalle, wie beispiels- weise cine Einschaltdauer TE des ersten Schalttransistors T+, eine Einschaltdauer TE des zweiten Schalttransistors T- sowie eine Kurzschlussdauer TK, in der beide Schalttransisto- ren T+, T- gleichzeitig eingeschaltet beziehungsweise leitend sind. Die Reihenfolge der Zeit- intervalle unterscheidet zwischen einer positiven Ansteuerung und einer negativen Ansteu- erung. Diese spezielle Taktung wird folgend unter Bezugnahme auf die Figuren 5 bis 8 de- tailliert beschrieben. Uber die Linge der Zeitintervalle regelt die Steuereinheit SE die Mo- dulation. Gleichzeitig wird über die Länge der Zeitintervalle und der Kurzschlussdauer TK damit auch die Höhe der Zwischenkreisgleichspannung UZK geregelt. Während der Zeitin- tervalle wird der Kondensator CS des Mittelpunktnetzwerks MPN geladen. Das Laden er- folgt in Bezug auf den durch die Koppelschaltung KS bereitgestellten kiinstlichen Neutral- leiter.

[0069] Fig. 5 zeigt einen Verlauf eines ersten Steuersignals ST+ für den ersten Schalttran- sistors T+ und einen Verlauf eines zweiten Steuersignals ST- fiir den zweiten Schalttransis- tors T- basierend auf der positiven Ansteuerung des ersten Schalttransistors T+ und des zwei- ten Schalttransistors T- über die Zeit.

[0070] Bei der positiven Ansteuerung werden die Steuereingänge AN des ersten und zwei- ten Schalttransistors T+, T- durch die Steuereinheit SE derart angesteuert, dass als erstes der erste Schalttransistor T+ zwischen einem ersten Zeitpunkt t1 und einem dritten Zeitpunkt t3

70173LU (V2) „13- LUSO10%h 1 001 fiir eine Einschaltdauer TE leitend ist/wird und danach der zweite Schalttransistor T- zwi- schen einem zweiten Zeitpunkt t2 und einem vierten Zeitpunkt t4 fiir die Einschaltdauer TE leitend ist/wird. Zwischen dem zweiten Zeitpunkt t2 und dem dritten Zeitpunkt t3, für eine

Kurzschlussdauer TK, sind der erste und der zweite Schalttransistor T+, T- gleichzeitig lei- tend. Während das erste Steuersignal ST+ null ist, ist der erste Schalttransistor T+ nichtlei- tend. Der erste Schalttransistor T+ ist für eine Ausschaltdauer TA zwischen dem dritten

Zeitpunkt t3 einer aktuellen Steuerperiode TS bis zum ersten Zeitpunkt t1 der nächsten Steu- erperiode, während der erste Schalttransistor T+ von der Steuereinheit SE nicht angesteuert wird, nichtleitend. Während das zweite Steuersignal ST- null ist, ist der zweite Schalttran- sistor T- nichtleitend. Der zweite Schalttransistor T- ist für die Ausschaltdauer TA zwischen dem vierten Zeitpunkt t4 der aktuellen Steuerperiode TS bis zum zweiten Zeitpunkt t2 der nächsten Steuerperiode, während der zweite Schalttransistor T- von der Steuereinheit SE nicht angesteuert wird, nichtleitend.

[0071] Die Zwischenkreisgleichspannung UZK kann optional über das Tastverhältnis TV von Einschaltdauer TE zu Ausschaltdauer TA oder Steuerperiode TS des ersten und zweiten

Schalttransistors T+, T- und in Zusammenhang mit der Kurzschlussdauer TK geregelt wer- den. Die Einschaltdauer TE des ersten Schalttransistors T+ und die Einschaltdauer TE des zweiten Schalttransistors T- sind in Fig. 5 beispielhaft als gleich lange gewählt. Die Summe aus Einschaltdauer TE und Ausschaltdauer TA ergibt die Steuerperiode TS. Die Einschalt- dauer TE des ersten Schalttransistors T+ und die Einschaltdauer TE des zweiten Schalttran- sistors T- können aber auch unterschiedlich lange gewählt sein/werden. Die Einschaltdauer

TE kann über die Steuereinheit SE ferner moduliert werden, um in jeder Steuerperiode TS unterschiedlich lange zu dauern. Somit stellt die gleich lange dauernde Einschaltdauer TE des ersten und zweiten Schalttransistors T+, T- in Fig. 5 lediglich ein Beispiel zur Veran- schaulichung der positiven Ansteuerung dar, ohne die Absicht, die positive (und negative)

Ansteuerung auf dieses Beispiel zu beschränken.

[0072] Ein Kehrwert der Steuerperiode TS ergibt eine Taktfrequenz fs, mit welcher der erste Schalttransistor T+ und der zweite Schalttransistor T- durch die Ansteuerung der Steu- ereinheit SE getaktet werden. Zu beachten ist, dass die Taktung mit einer ausreichend hohen

Taktfrequenz fs gegenüber der Netzfrequenz fN erfolgen muss, um den Aufwand einer Fil- terung der durch die Taktung hervorgerufenen Oberschwingungen möglichst gering zu hal- ten.

70173LU (V2) -14- LUS016811001

[0073] Fig. 6 zeigt wesentliche Kennlinien bei der positiven Ansteuerung in Abhängigkeit der Taktung des ersten und zweiten Schalttransistors T+, T- der Netzschaltung NS aus Fig. 4 über die Zeit dar. Es gelten die beispielhaften Annahmen, dass die Strangspannungen u2 und u3 an den Phasen L2 und L3 betragsmäBig gleich groß und größer 0 Volt sind, während die Strangspannung ul an der Phase L1 kleiner als 0 Volt ist. Dementsprechend sind die

Spulen LL2 und LL3 über den positiven Ausgang pG des Gleichrichters GR mit dem ersten

Schalttransistor T+ verbunden. Die Spule LL1 hingegen ist mit dem zweiten Schalttransistor

T-, über den negativen Ausgang nG des Gleichrichters GR verbunden. Diese Annahmen sind beispielhaft und gelten für die im Folgenden beschrieben Kennlinien, bei welchen die Netz- spannungen zweier Phasen größer als null sind. Die gewählten Annahmen sollen den Um- fang der Erfindung nicht beschränken und könnten in anderer Weise getroffen werden.

[0074] Zur besseren Veranschaulichung sind in Fig. 6 die Steuersignale ST+, ST- ebenfalls dargestellt, um die Zeitpunkte (t1 bis t4‘) für die jeweiligen Zeitintervalle zu bestimmen,

Der Verlauf des ersten Steuersignals ST+ und des zweiten die Steuersignals ST- entspricht jenem aus Fig. 5 und wird an dieser Stelle nicht noch einmal wiederholt.

[0075] Ferner sind in Fig. 6 ein Verlauf des Ausgangsstroms IZK, ein Verlauf eines Aus- gangskondensatorstroms iCA des Ausgangskondensators CA, ein Verlauf eines Dioden- stroms iD+ über die erste Diode D+, ein Verlauf des Spulenstroms iLL1 über die Spule LL1, ein Verlauf des Spulenstroms iLL23, entsprechend der Summe aus Spulenstrom iLL2 und iLL3, ein Verlauf der Kondensatorspannung uCS und einen Verlauf einer Kondensator- stroms iCS über die Zeit dargestellt. Der Verlauf des Ausgangsstroms IZK bleibt über die gesamte Steuerperiode TS konstant größer null.

[0076] Zum ersten Zeitpunkt t1, wenn der erste Schalttransistor T+ leitend wird, stellt sich aufgrund des angesteuerten ersten Schalttransistors T+ und der vorgeschalteten Spulen LL1,

LL2, LL3 ein positiver Kondensatorstrom iCS am Kondensator CS ein. Durch den positiv steigenden Kondensatorstrom iCS wird der Kondensator CS bis zur Kondensatorspannung uCS = 0V entladen. Der Spulenstrom iLL23, als Summe der Spulenströme iLL2 und iLL3 der Spulen LL2 und LL3, steigt entsprechend dem Kondensatorstrom iCS bis zum zweiten

Zeitpunkt t2 positiv an.

[0077] Zum zweiten Zeitpunkt t2 wird der zweite Schalttransistor T- leitend, während der erste Schalttransistor T+ ebenfalls leitend ist. Der zweite Schalttransistor T- wird durch die

Steuereinheit SE als leitend angesteuert, wenn eine eingestellte Zeitdauer verstrichen ist oder

70173LU (V2) „15- LUSO10%h 1 001 alternativ, wenn die Kondensatorspannung uCS gleich null Volt wird. Hierdurch wird der

Gleichrichter GR fiir die Kurzschlussdauer TK kurzgeschlossen. Der Kondensator CS wird ab diesem zweiten Zeitpunkt t2 ausgehend vom entladenen Zustand positiv aufgeladen, wo- bei der Kondensatorstrom iCS ab dem zweiten Zeitpunkt t2 betragsméBig abnimmt. Wäh- renddessen baut sich der Spulenstrom iLL23 in den Spulen LL2 und LL3 weiter positiv auf beziehungsweise steigt während der Kurzschlussdauer TK weiter positiv an. In der Spule

LL1 beginnt ab dem zweiten Zeitpunkt t2 ein negativer Stromaufbau, der Spulenstrom iLL1 steigt demnach in negativer Richtung. Zwischen dem zweiten Zeitpunkt t2 und dem dritten

Zeitpunkt t3 wird am meisten elektrische Energie durch die Komponenten der Netzschaltung

NS aufgenommen.

[0078] Zum dritten Zeitpunkt t3 wird der zum Zeitpunkt t1 leitende erste Schalttransistor

T+ nach der Einschaltdauer TE durch die Steuereinheit SE wieder abgeschaltet. Der zweite

Schalttransistor T- bleibt bis zum vierten Zeitpunkt t4 weiterhin leitend. Ab dem dritten

Zeitpunkt t3 treiben die Spulen LL2 und LL3, in welchen sich, während der Einschaltdauer

TE des ersten Schalttransistors T+ ein positiver Spulenstrom iLL23 aufgebaut hat, diesen

Spulenstrom iLL23 über Gleichrichterioden D3, D5 des Gleichrichters GR eingangsseitig und die erste und zweite Diode D+, D- ausgangsseitig zu einer Last hin. Es stellt sich ein

Diodenstrom iD+ und ein Ausgangskondensatorstrom iCA ein, welche ab dem dritten Zeit- punkt t3 betragsmäßig stetig abnehmen. Auch der Spulenstrom iLL23 in den Spulen LL2 und LL3 nimmt betragsmäßig wieder ab. Ab dem dritten Zeitpunkt t3 nimmt der Kondensa- torstrom iCS betragsmäßig stärker ab und wird zum Zeitpunkt t3¢ gleich null Ampere. Da der zweite Schalttransistor T- noch leitend ist, fließt der Spulenstrom iLL23 über die erste und zweite Diode D+, D- und teilt sich dann auf in einen Strom durch die Spule LL1 und einen Strom durch den Kondensator CS, solange bis der Kondensatorstrom iCS gleich null

Ampere erreicht.

[0079] Zum Zeitpunkt t3° ist der Kondensatorstrom iCS gleich null Ampere und die maxi- male positive Kondensatorspannung uCS wird erreicht. Ab dem Zeitpunkt t3° stellt sich ein negativer Kondensatorstrom iCS über den Kondensator CS ein, welcher mit der Zeit negativ bis zum Zeitpunkt t4 steigt. Fortwährend wird der Kondensator CS wieder entladen. Der negative Kondensatorstrom iCS des Kondensators CS addiert sich ab dem Zeitpunkt t3° zum

Spulenstrom iLL23, welcher weiterhin über die erste Diode D+, die Last und die zweite

70173LU (V2) 16- LUSO10%h 1 001

Diode D- fließt. Die Summe der beiden Ströme entspricht dem Spulenstrom iLL1 der Spule

LL1.

[0080] Zum Zeitpunkt t3L baut sich der Spulenstrom iLL23 der Spulen LL2 und LL3 voll- ständig ab. Der Spulenstrom iLL23 entspricht zum Zeitpunkt t3L gleich null Ampere. Dem- entsprechend sperren die erste und zweite Diode D+, D- und der Diodenstrom iD+ wird gleich null Ampere, der Ausgangskondensatorstrom iCA wird negativ, indem er den Zwi- schenkreisstrom IZK übernimmt. Der gesamte negative Kondensatorstrom iCS des Konden- sators CS fließt ab dem Zeitpunkt t3L weiterhin über die Spule LL1, wodurch der Spulen- strom iLL1 weiter negativ zunimmt.

[0081] Zum vierten Zeitpunkt t4 wird der bis dahin noch leitende zweite Schalttransistor

T- durch die Schalteinheit SE derart angesteuert, dass der zweite Schalttransistor T- nicht- leitend wird. Die Spule LL1 treibt den Spulenstrom iLL1 ab dem vierten Zeitpunkt t4 wieder über die erste und zweite Diode D+, D- und die am Ausgang der Netzschaltung NS ange- schlossene Last weiter. Dadurch steigen der Diodenstrom iD+ und der Ausgangskondensa- torstrom iCA augenblicklich an. Der Kondensatorstrom iCS fließt ab dem vierten Zeitpunkt 14 über den einzig verbleibenden Strompfad in Form der im ersten Schalttransistor T+ um- fassten Body-Diode oder der parallel zum ersten Schalttransistor T+ geschalteten Freilauf- diode. Der Kondensatorstrom iCS wird betragsmäßig wieder kleiner und nähert sich ab dem vierten Zeitpunkt t4 bis zum Zeitpunkt t4‘ an null Ampere an. Dadurch wird der Kondensator

CS wieder auf seinen ursprünglichen, wie zum ersten Zeitpunkt t1 vorherrschenden, negati- ven Wert aufgeladen. Parallel dazu beginnt sich in den beiden Spulen LL2 und LL3 wieder ein positiver Spulenstrom iLL23 aufzubauen. Der Diodenstrom iD+ und der Ausgangskon- densatorstrom iCA werden betragsmäBig konstant bis zum Zeitpunkt t4° kleiner.

[0082] Zum Zeitpunkt t4° entspricht der Betrag des Spulenstroms iLL1 der Spule LL1 dem

Betrag des Spulenstroms iLL23 und somit der Summe aus den Beträgen des Spulenstroms iLL2 und des Spulenstroms iLL3. Damit wird der Kondensatorstrom iCS gleich null Am- pere. Ab dem Zeitpunkt t4° fließt kein Strom mehr vom Kondensator CS herrührend über eine von der Body-Diode oder der Freilaufdiode des ersten Schalttransistors T+. Der Kon- densator CS ist zum Zeitpunkt t4‘ vollständig auf den negativen Anfangswert des ersten

Zeitpunkts t1 aufgeladen, welcher für die nächste Steuerperiode TS wieder zur Verfügung steht. Die Spulen LL1, LL2, LL3 treiben weiterhin den Strom über die erste und zweite

Diode D+, D- und die am Ausgang der Netzschaltung NS angeschlossene Last, wodurch

70173LU (V2)

AT LUSO10%h 1 001 sich die verbleibenden Spulenstrôme iLL1, iLL23 aller drei Spulen LL1, LL2, LL3 linear mit der Zeit abbauen. Mit dem Abbau der Spulenstrôme iLL1, iLL23 ab dem Zeitpunkt t4° bauen sich auch der Diodenstrom iD+ und der Ausgangskondensatorstrom iCA betragsmä-

Big ab. Die Spulenstrôme iLL1, iLL23 werden im liickenden Betrieb vor dem Ende der Steu- erperiode TS beziehungsweise im Liickgrenzbetrieb mit dem Ende der Steuerperiode TS gleich 0A.

[0083] Beim Liickgrenzbetrieb wird einer von den Spulenstrômen iLL 1, iLL2, iLL3 exakt zum Ende einer Steuerperiode TS zu null. Beim Liickbetrieb wird eine Pause zwischen

Stromabbau und dem Beginn der neuen Steuerperiode TS eingefügt (der Strom „lückt“ oder hat eine Lücke). Der Lückbetrieb sowie der Lückgrenzbetrieb zählt zum Standard bei der

Anwendung von Hochsetzstellern.

[0084] Fig. 7 zeigt einen Verlauf des ersten Steuersignals ST+ fiir den ersten Schalttran- sistors T+ und einen Verlauf des zweiten Steuersignals ST- fiir den zweiten Schalttransistor

T- basierend auf der negativen Ansteuerung des ersten Schalttransistors T+ und des zweiten

Schalttransistors T- über die Zeit. Bei der negativen Ansteuerung entsprechen die Einschalt- dauer TE, Ausschaltdauer TA, Kurzschlussdauer TK und Schaltperiode TS jenen der positi- ven Ansteuerung, jedoch mit dem Unterschied, dass sie zu anderen Zeitpunkten beginnen beziehungsweise aufhören. Somit gilt für die Einschaltdauer TE, Ausschaltdauer TA, Kurz- schlussdauer TK und Schaltperiode TS das gleiche wie bei der positiven Ansteuerung.

[0085] Bei der negativen Ansteuerung werden die Steuereingänge AN des ersten und zwei- ten Schalttransistors T+, T- durch die Steuereinheit SE derart angesteuert, dass als erstes der zweite Schalttransistor T- zwischen dem ersten Zeitpunkt t1 und dem dritten Zeitpunkt t3 fur die Einschaltdauer TE leitend ist/wird und danach der erste Schalttransistor T+ zwischen dem zweiten Zeitpunkt t2 und dem vierten Zeitpunkt t4 für die Einschaltdauer TE leitend ist/wird. Zwischen dem zweiten Zeitpunkt t2 und dem dritten Zeitpunkt t3, für die Kurz- schlussdauer TK, sind der erste und der zweite Schalttransistor T+, T- gleichzeitig leitend.

Der erste Schalttransistor T+ ist fiir eine Ausschaltdauer TA zwischen dem vierten Zeitpunkt t4 der aktuellen Steuerperiode TS bis zu einem zweiten Zeitpunkt t2 der nächsten Steuerpe- riode, während der erste Schalttransistor T+ von der Steuereinheit SE nicht angesteuert wird, nichtleitend. Der zweite Schalttransistor T- ist für die Ausschaltdauer TA zwischen dem dritten Zeitpunkt t3 der aktuellen Steuerperiode TS bis zum ersten Zeitpunkt t1 der nächsten

70173LU (V2) 18- LUSO10%h 1 001

Steuerperiode, während der zweite Schalttransistor T- von der Steuereinheit SE nicht ange- steuert wird, nichtleitend.

[0086] Auch bei der negativen Ansteuerung gilt es zu beachten, dass die Taktung mit einer ausreichend hohen Taktfrequenz fs gegeniiber der Netzfrequenz fN erfolgen muss.

[0087] Fig. 8 zeigt wesentliche Kennlinien bei der positiven Ansteuerung in Abhängigkeit der Taktung des ersten und zweiten Schalttransistors T+, T- der Netzschaltung NS aus Fig. 4 über die Zeit dar. Es gelten die beispielhaften Annahmen, dass die Strangspannung ul der

Phase L1 größer null Volt ist, während die Strangspannungen u2 und u3 der Phasen L2 und

L3 betragsmäBig gleich groß kleiner als null Volt sind. Dementsprechend ist die Spule LL1 über den positiven Ausgang pG des Gleichrichters GR mit dem ersten Schalttransistor T+ verbunden. Die Spulen LL2 und LL3 hingegen sind mit dem zweiten Schalttransistor T-, über den negativen Ausgang nG des Gleichrichters GR verbunden. Diese Annahmen sind beispielhaft und gelten fiir die im Folgenden beschrieben Kennlinien, bei welchen die Netz- spannungen zweier Phasen kleiner als null sind. Die gewählten Annahmen sollen den Um- fang der Erfindung nicht beschränken und könnten in anderer Weise getroffen werden.

[0088] Zur besseren Veranschaulichung sind in Fig. 8 die Steuersignale ST+, ST- ebenfalls dargestellt, um die Zeitpunkte (t1 bis t4°) für die jeweiligen Zeitintervalle zu bestimmen.

Der Verlauf des ersten Steuersignals ST+ und des zweiten die Steuersignals ST- entspricht jenem aus Fig. 7 und wird an dieser Stelle nicht noch einmal wiederholt.

[0089] Ferner sind in Fig. 8 der Verlauf des Ausgangsstroms IZK, der Verlauf des Aus- gangskondensatorstroms iCA, der Verlauf des Diodenstroms iD+, der Verlauf des Spulen- stroms iLL1, der Verlauf des Spulenstroms iLL23, entsprechend der Summe aus Spulen- strom iLL2 und iLL3, der Verlauf der Kondensatorspannung uCS und der Verlauf des Kon- densatorstroms iCS über die Zeit dargestellt. Der Verlauf des Ausgangsstroms IZK bleibt über die gesamte Steuerperiode TS konstant größer null.

[0090] Zum ersten Zeitpunkt t1, wenn der zweite Schalttransistor T- leitend wird, stellt sich aufgrund des angesteuerten zweiten Schalttransistors T- und der vorgeschalteten Spulen

LL1, LL2, LL3 ein negativer Kondensatorstrom iCS am Kondensator CS ein. Durch den negativ steigenden Kondensatorstrom iCS wird der Kondensator CS bis zur Kondensator- spannung uCS = OV entladen. Der Spulenstrom iLL23, als Summe der Spulenstrôme iLL2 und iLL3 der Spulen LL2 und LL3, steigt entsprechend dem Kondensatorstrom iCS bis zum zweiten Zeitpunkt t2 negativ an.

70173LU (V2) -19- LUSO10%h 1 001

[0091] Zum zweiten Zeitpunkt t2 wird der erste Schalttransistor T+ leitend, während der zweite Schalttransistor T- ebenfalls leitend ist. Der erste Schalttransistor T+ wird durch die

Steuereinheit SE als leitend angesteuert, wenn eine eingestellte Zeitdauer verstrichen ist oder alternativ, wenn die Kondensatorspannung uCS gleich null Volt wird. Hierdurch wird der

Gleichrichter GR für die Kurzschlussdauer TK kurzgeschlossen. Der Kondensator CS wird ab diesem zweiten Zeitpunkt t2 ausgehend vom entladenen Zustand negativ aufgeladen, wo- bei der Kondensatorstrom iCS ab dem zweiten Zeitpunkt t2 betragsmäBig abnimmt. Wäh- renddessen baut sich der Spulenstrom iLL23 in den Spulen LL2 und LL3 weiter negativ auf.

In der Spule LL1 beginnt ab dem zweiten Zeitpunkt t2 ein positiver Stromaufbau, der Spu- lenstrom iLL1 steigt demnach betragsmäfig in positiver Richtung. Zwischen dem zweiten

Zeitpunkt t2 und dem dritten Zeitpunkt t3 wird am meisten elektrische Energie durch die

Komponenten der Netzschaltung NS aufgenommen.

[0092] Zum dritten Zeitpunkt t3 wird der zum ersten Zeitpunkt t1 leitende zweite Schalt- transistor T- nach der Einschaltdauer TE durch die Steuereinheit SE wieder abgeschaltet.

Der erste Schalttransistor T+ bleibt bis zum vierten Zeitpunkt t4 weiterhin leitend. Ab dem dritten Zeitpunkt t3 treiben die Spulen LL2 und LL3, in welchen sich, während der Ein- schaltdauer TE des zweiten Schalttransistors T- ein negativer Spulenstrom iLL23 aufgebaut hat, diesen Spulenstrom iLL23 über Gleichrichterioden D4, D6 des Gleichrichters GR ein- gangsseitig und die erste und zweite Diode D+, D- ausgangsseitig zu einer Last hin.

[0093] Es stellt sich der Diodenstrom iD+ und der Ausgangskondensatorstrom iCA ein, welche ab dem dritten Zeitpunkt t3 betragsmäßig stetig abnehmen. Auch der Spulenstrom iLL23 in den Spulen LL2 und LL3 nimmt betragsméBig wieder ab. Ab dem dritten Zeitpunkt t3 nimmt der Kondensatorstrom iCS betragsmäBig stärker ab und wird zum Zeitpunkt t3° gleich null Ampere. Da der erste Schalttransistor T+ noch leitend ist, addiert sich zu dem durch die Spule LL1 fließenden Spulenstrom iLL1 ein Strom durch den Kondensator CS, solange bis der Kondensatorstrom iCS gleich null Ampere erreicht.

[0094] Zum Zeitpunkt t3° ist der Kondensatorstrom iCS gleich null Ampere und die maxi- male negative Kondensatorspannung uCS wird erreicht. Ab dem Zeitpunkt t3‘ stellt sich ein positiver Kondensatorstrom iCS über den Kondensator CS ein, welcher mit der Zeit positiv bis zum Zeitpunkt t4 steigt. Der Kondensator CS wird wieder entladen. Der positive Kon-

70173LU (V2) 20- LUSO10%h 1 001 densatorstrom iCS des Kondensators CS subtrahiert sich ab dem Zeitpunkt t3 vom Spulen- strom iLL1 der Spule LL1, der weiterhin über D+, D- und die Last fließt, ab. Die Differenz der beiden Ströme entspricht dem Spulenstrom iLL23 der Spulen LL2 und LL3.

[0095] Zum Zeitpunkt t3L baut sich der Spulenstrom iLL23 der Spulen LL2 und LL3 voll- ständig ab. Der Spulenstrom iLL23 entspricht zum Zeitpunkt t3L gleich null Ampere. Dem- entsprechend sperren die erste und zweite Diode D+, D- und der Diodenstrom iD+ wird gleich null Ampere, der Ausgangskondensatorstrom iCA wird negativ, indem er den Zwi- schenkreisstrom IZK übernimmt. Der gesamte positive Kondensatorstrom iCS des Konden- sators CS fließt ab dem Zeitpunkt t3L weiterhin über die Spule LL1, wodurch der Spulen- strom iLL1 weiter positiv zunimmt.

[0096] Zum vierten Zeitpunkt t4 wird der bis dahin noch leitende erste Schalttransistor T+ durch die Schalteinheit SE derart angesteuert, dass der erste Schalttransistor T+ nichtleitend wird. Die Spule LL1 treibt den Spulenstrom iLL1 ab dem vierten Zeitpunkt t4 wieder über die erste und zweite Diode D+, D- und die am Ausgang der Netzschaltung NS angeschlos- sene Last weiter. Dadurch steigen der Diodenstrom iD+ und der Ausgangskondensatorstrom iCA augenblicklich an. Der Kondensatorstrom iCS fließt ab dem vierten Zeitpunkt t4 über den einzig verbleibenden Strompfad in Form der im zweiten Schalttransistor T- umfassten

Body-Diode oder der parallel zum zweiten Schalttransistor T- geschalteten Freilaufdiode.

Der Kondensatorstrom iCS wird betragsmäßig wieder kleiner und nähert sich ab dem vierten

Zeitpunkt t4 bis zum Zeitpunkt t4° an null Ampere an. Dadurch wird der Kondensator CS wieder auf seinen ursprünglichen, wie zum ersten Zeitpunkt t1 vorherrschenden, positiven

Wert aufgeladen, Parallel dazu beginnt sich in den beiden Spulen LL2 und LL3 wieder ein negativer Spulenstrom iLL23 aufzubauen. Der Diodenstrom iD+ und der Ausgangskonden- satorstrom iCA werden betragsmifig konstant bis zum Zeitpunkt t4¢ kleiner.

[0097] Zum Zeitpunkt t4° entspricht der Betrag des Spulenstroms iLL1 der Spule LL1 dem

Betrag des Spulenstroms iLL23 und somit der Summe aus den Beträgen des Spulenstroms iLL2 und des Spulenstroms iLL3. Damit wird der Kondensatorstrom iCS gleich null Am- pere. Ab dem Zeitpunkt t4° fließt kein Strom mehr vom Kondensator CS herrührend über eine von der Body-Diode oder der Freilaufdiode des zweiten Schalttransistors T-. Der Kon- densator CS ist zum Zeitpunkt t4‘ vollständig auf den positiven Anfangswert des ersten Zeit- punkts t1 aufgeladen, welcher für die nächste Steuerperiode TS wieder zur Verfügung steht.

Die Spulen LL1, LL2, LL3 treiben weiterhin den Strom iiber die erste und zweite Diode D+,

70173LU (V2) 21- LUSO10%h 1 001

D- und die am Ausgang der Netzschaltung NS angeschlossene Last, wodurch sich die ver- bleibenden Spulenstrôme iLL1, iLL23 aller drei Spulen LL1, LL2, LL3 linear mit der Zeit abbauen. Mit dem Abbau der Spulenstrôme iLL1, iLL23 ab dem Zeitpunkt t4‘ bauen sich auch der Diodenstrom iD+ und der Ausgangskondensatorstrom iCA betragsmäßig ab. Die

Spulenstrome iLL1, iLL23 werden im liickenden Betrieb vor dem Ende der Steuerperiode

TS beziehungsweise im Lückgrenzbetrieb mit dem Ende der Steuerperiode TS gleich OA.

[0098] Damit die Netzschaltung NS wie gewünscht funktioniert und sinusfôrmige Phasen- strôme iNL1, iNL2, iNL3 unter Einhaltung der Grenzwerte der PFC-Normen in den entspre- chenden Leistungsklassen aus dem Versorgungsnetz VN entziehen kann, wird nicht entwe- der nur die positive Ansteuerung oder nur die negative Ansteuerung ausgeführt, sondern beide wechseln sich während dem Betrieb periodisch ab. Zu welchem Zeitpunkt die positive oder negative Ansteuerung angewendet wird richtet sich nach den erfassten und ausgewer- teten NetzgrôBen in den Phasen L1, L2, L3.

[0099] Fig. 9 stellt ein Versorgungsnetz VN als Dreiphasensystem mit den Strangspannun- genul, u2, u3 und Zeitintervallen A, B dar. Betrachtet man den Verlauf der Strangspannun- gen ul, u2, u3 des Dreiphasensystems, gibt es positive Zeitintervalle A, bei denen zwei

Strangspannungen größer null sind, und eine Strangspannung kleiner null ist und negative

Zeitintervalle B, bei denen eine Strangspannung größer null ist und zwei Strangspannungen kleiner null sind.

[00100] Sind zwei der Strangspannungen ul, u2, u3 größer null, so wird in diesem positiven

Zeitintervall A die positive Ansteuerung (vgl. Fig. 5,6) angewendet. Sind zwei der Strang- spannungen ul, u2, u3 kleiner null, so wird in diesem negativen Zeitintervall B die negative

Ansteuerung (vgl. Fig. 7,8) angewendet. Über die Zeit ergibt sich eine näherungsweise drei- eckfôrmige Spannungskurve SK (strichlierte Linie) aus Sinusabschnitten, welche durch die — Zeitintervalle A, B definiert wird und um die Nulllinie herum verläuft.

[00101] Für die Zeitintervalle A, B, also jener Zeit, bei welcher die positive Ansteuerung oder die negative Ansteuerung aktiv ist, befinden sich die Strangspannungen ul, u2, u3 im- mer im gleichen Zustand, also grôBer null oder kleiner null. Für die Zeitintervalle A, B kann folglich aufgrund des symmetrischen Dreiphasensystems definiert werden, dass Zeitintervall

A = Zeitintervall B ist.

[00102] Bei jeder Nullstelle der näherungsweise dreieckformigen Spannungskurve SK er- folgt ein Wechsel von der positiven Ansteuerung auf die negative Ansteuerung bzw. von der

70173LU (V2) 27 LUSO10%h 1 001 negativen Ansteuerung auf die positive Ansteuerung. Läuft die näherungsweise dreieckfôr- mige Spannungskurve SK von dem negativen Zeitintervall B, also mit einem Wert kleiner null, in den positiven Zeitintervall A, also mit einem Wert größer null, wechselt die Ansteu- erung von einer negativen Ansteuerung auf eine positive Ansteuerung. Der Ubergang von der positiven/negativen Ansteuerung in die negative/positive Ansteuerung kann zum Bei- spiel, wie in Fig. 9 gezeigt, schlagartig erfolgen. Der Übergang kann aber auch fließend (nicht dargestellt) erfolgen.

[00103] Die Dauer der Zeitintervalle A, B ist von der Netzfrequenz fN abhängig. Beim eu- ropdischen Versorgungsnetz mit einer Netzfrequenz von fN = 50 Hz tritt beim Dreiphasen- system alle 3,33 Millisekunden eine Nullstelle auf. Somit wird alle 3,33 Millisekunden zwi- schen positiver und negativer Ansteuerung gewechselt. Die Netzschaltung NS ist aber nicht auf das europäische Versorgungsnetz begrenzt. Vielmehr kann die Netzschaltung NS für alle internationalen Netzspannungen und Netzfrequenzen in Betrieb genommen werden.

[00104] Durch das Laden der Kondensatorspannung uCS kann an den Kondensator CS in

Abhängigkeit vom Ansteuern des ersten und zweiten Schalttransistors T+, T- durch die Steu- ereinheit SE, eine Spannungsdifferenz zwischen den Strangspannungen ul, u2, u3 und der

Kondensatorspannung uCS an den Spulen LL1, LL2, LL3 derart beeinflusst werden, dass an den Spulen LL1, LL2, LL3 größere Spulenspannungen uLL1, uLL2, uLL3 anliegen, als vom

Versorgungsnetz VN physikalisch erhalten werden können. Mit anderen Worten, die Pha- senstrome iNL1, iNL2, iNL3 werden durch die Spulenspannungen uLL1, uLL2, uLL3, wel- che durch die an dem Kondensator CS anliegende einstellbare Spannung beeinflusst werden, moduliert. Wie in den Fig. 10A und 10B dargestellt, ergeben sich dadurch sinusférmige

Netzstrome iNL1, iNL2, iNL3, welche am Eingang eines Gleichrichters bereitgestellt wer- den, um die Grenzwerte der PFC-Normen in den entsprechenden Leistungsklassen zu erfül- len.

[00105] Wie in den Fig. 10A und 10B zu sehen, können die Einbrüche sowohl im Bereich der Nulldurchgänge N1 als auch im Bereich der Sinuskuppen K1 im Vergleich zu den Null- durchgängen N und den Sinuskuppen K der Verläufe in den Fig. 2A und 2B mithilfe der

Ansteuerung und des Kondensators CS korrigiert werden. Es stellen sich sinusfôrmige Pha- senstrôme iNL1, iNL2, iNL3 mit geringsten Oberschwingungsanteilen ein, welche die

Grenzwerte der PFC-Normen in den entsprechenden Leistungsklassen erfiillen.

70173LU (V2) 23- LUSO10%h 1 001

[00106] Fig. 11 stellt das Verfahren in seinen erfindungsgemäBen Schritten dar. In Schritt

S1 erfolgt das Erfassen und Auswerten mindestens der Strangspannungen ul, u2, u3 in den

Phasen L1, L2, L3 durch die Netzerfassung NE und die Ausgangserfassung AE. In Schritt

S2 werden die Strangspannungen ul, u2, u3 durch den Gleichrichter GR gleichgerichtet. In

Schritt S3 wird der Kondensator CS mit dem positiven Ausgang pG oder negativen Ausgang nG des Gleichrichter GR über den ersten Schalttransistor T+ und den zweiten Schalttransis- tor T- elektrisch verbunden. In Schritt S4 erfolgt das Ansteuern der Steuereingänge AN des ersten Schalttransistors T+ und des zweiten Schalttransistors T- durch die Steuereinheit SE in Abhängigkeit der Zeitintervalle A, B derart, dass nur der erste Schalttransistor T+, nur der zweite Schalttransistor T-, beide oder keiner von dem ersten und zweiten Schalttransistor

T+, T- leitend wird/werden. In Schritt S5 erfolgt das Laden des Kondensators CS des Mit- telpunktnetzwerks MPN in Abhängigkeit vom Ansteuern (Schritt S4) der Steuereingänge

AN derart, dass Spannungsdifferenzen aus den Strangspannungen ul, u2, u3 zu der Konden- satorspannung uCS, welche über die Spulen LL1, LL2, LL3 abfällt, zu sinusférmigen Ver- läufen der Mittelwerte der Spulenstrôme iLL1, iLL2, iLL3 führen. Mit Hilfe der Kondensa- torspannung uCS werden somit steilere Spulenstrôme iLL1, iLL2, iLL3 in den Spulen LL1,

LL2, LL3 erzeugt.

[00107] Das Verfahren kann für Schaltungen einer Ladesäule, einem elektrischen Antrieb für Maschinen, bei Netzteilen und bei Anlagen zur Energiewandlung am Versorgungsnetz

VN Verwendung finden.

70173LU (V2) 24 LUSO1BR 01001

Bezugszeichenliste

AB Zeitintervall

AE Ausgangserfassung

AN Steuereingang

KS Koppelschaltung

CA Ausgangskondensator

CS Kondensator

CYL1,CYL2,CYL3 Kondensatoren

D1-D6 Gleichrichterdioden

D+ erste Diode

D- zweite Diode

EMI Elektromagnetfilter (Filter gegen elektrom. Interferenzen) fN Netzfrequenz

GR Gleichrichter iNL1, iNL2, iNL3 Phasenstrôme

IZK Zwischenkreisgleichstrom

KS Koppelschaltung

L1,L2, L3 Phasen

LL1, LL2, LL3 Spulen

MPN Mittelpunktnetzwerk

NS Netzschaltung

NE Netzerfassung

SE Steuereinheit

SK dreieckformige Spannungskurve

SP Bezugspotential

T+ erster Schalttransistor

T- zweiter Schalttransistor

TE Einschaltdauer

TK Kurzschlussdauer ul, u2, u3 Strangspannungen ul2, u23, u31 Leiterspannungen

70173LU (VZ)

LUSO0Rh1001 uCS Kondensatorspannung

UZK Zwischenkreisgleichspannung

VN Versorgungsnetz

Claims (11)

92657LU (v2) + LUS016811001 Ansprüche

1. Verfahren zum Bereitstellen von sinusfürmigen Phasenstrômen (iNL1, iNL2, iNL3) an einem Gleichrichter (GR), das Verfahren umfassend die Schritte: - Erfassen und Auswerten von Strangspannungen (ul, u2, u3); - Gleichrichten der Strangspannungen (ul, u2, u3); - Verbinden eines Kondensators (CS) mit einem positiven Ausgang (pG) oder nega- tiven Ausgang (nG) eines Gleichrichters (GR) über einen ersten Schalttransistor (T+) oder einen zweiten Schalttransistor (T-); - Ansteuern von Steuereingängen (AN) des ersten Schalttransistors (T+) und des zweiten Schalttransistors (T-) durch die Steuereinheit (SE), derart, dass nur der erste Schalttransistor (T+), nur der zweite Schalttransistor (T-), beide oder keiner von dem ersten und zweiten Schalttransistor (T+, T-) leitend wird/werden; - Laden einer Kondensatorspannung (uCS) an einen Kondensator (CS) in Abhängig- keit vom Ansteuern der Steuereingänge (AN) derart, dass Spannungsdifferenzen aus den Strangspannungen (ul, u2, u3) und der Kondensatorspannung (uCS) zu sinus- formigen Verläufen der Mittelwerte der Spulenstrôme (iLL1, iLL2, iLL3) führen, wobei die Kondensatorspannung (uCS) über die Spulen (LL1, LL2, LL3) abfällt, wobei das Ansteuern eines von einer positiven Ansteuerung oder einer negativen Ansteue- rung ist, wobei die positive Ansteuerung in einem positiven Zeitintervall (A) erfolgt, in dem zwei von drei Strangspannungen positiv sind, und wobei die negative An- steuerung in einem negativen Zeitintervall (B) erfolgt, in dem zwei von drei Strang- spannungen negativ sind.

2. Verfahren nach Anspruch 1, bei welchem das Ansteuern derart geschieht, dass bei der positiven Ansteuerung der erste Schalt- transistor (T+) zu einem ersten Zeitpunkt (t1) bis zu einem dritten Zeitpunkt (t3) für eine Finschaltdauer (TE) leitend ist/wird, der zweite Schalttransistor (T-) zu einem zweiten Zeitpunkt (t2) bis zu einem vierten Zeitpunkt (t4) für eine Einschaltdauer

92657LU (v2) 2 LUSO10%h 1 001 (TE) leitend ist/wird und während dem zweiten Zeitpunkt (12) bis zum dritten Zeit- punkt (t3) für eine Kurzschlussdauer (TK) der erste und der zweite Schalttransistor (T+, T-) leitend sind/werden.

3. Verfahren nach Anspruch 2, bei welchem das Ansteuern derart geschieht, dass bei der negativen Ansteuerung der zweite Schalttransistor (T-) zu einem ersten Zeitpunkt (t1) bis zu einem dritten Zeitpunkt (t3) fiir eine Einschaltdauer (TE) leitend ist/wird, der erste Schalttransistor (T+) zu einem zweiten Zeitpunkt (12) bis zu einem vierten Zeitpunkt (t4) für eine Einschalt- dauer (TE) leitend ist/wird und während dem zweiten Zeitpunkt (t2) bis zum dritten Zeitpunkt (13) für eine Kurzschlussdauer (TK) der erste und der zweite Schalttran- sistor (T+, T-) leitend sind/werden.

4. Verfahren nach einem der Ansprüche 2 und 3, bei welchem das Ansteuern derart geschieht, dass die Einschaltdauer (TE) des ersten und zweiten Schalttransistors (T+, T-) gleich lange dauert.

5. Verfahren nach einem der Anspriiche 2 und 3, bei welchem das Ansteuern derart geschieht, dass die Einschaltdauer (TE) des ersten und zweiten Schalttransistors (T+, T-) moduliert wird.

6. Verfahren nach einem der Anspriiche 2 bis 5, bei welchem sich die Kurzschlussdauer (TK) beim Ansteuern während einer Zeitspanne ergibt, in welcher der erste Schalttransistor (T+) und der zweite Schalttransistor (T-) leitend sind.

7. Verfahren nach einem der vorherigen Anspriiche, bei welchem das Ansteuern mit einer Taktfrequenz (fS) höher als einer Netzfrequenz (fN) getaktet wird.

8. Verfahren nach einem der vorherigen Anspriiche, bei welchem das Laden eines von einem Vorladen, Aufladen, Umladen und Entladen umfasst.

92657LU (v2) -3- LUS010Rb4001 9, Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, ferner umfassend - Bereitstellen eines Bezugspotentials (SP) für den Kondensator (CS) im Mittel- punktnetzwerk (MPN) an einer Koppelschaltung (KS).

10. Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, ferner umfassend - Erfassen von Ausgangsgrößen von mindestens einem von einer Zwischenkreis- gleichspannung (UZK), einem Zwischenkreisstrom (IZK), einer positiven und nega- tiven Gleichrichterspannung (uGR+, uGR-), einer Kondensatorspannung (uCS) ge- genüber dem/einem Bezugspotential (SP) und einem Kondensatorstrom (iCS).

11. Verwendung des Verfahrens nach den vorherigen Ansprüchen für mindestens eines von einer Ladesäule, einem elektrischen Antrieb für Maschinen, einem Netzteil und Anlagen zur Energiewandlung am Versorgungsnetz (VN).