CN105006974A - 同步整流控制方法、控制装置及开关电源 - Google Patents

Abstract

一种同步整流控制方法，用于对开关电源的同步整流MOS管进行同步整流控制，包括功率变换器、绕组自驱动同步整流电路、同步整流控制电路、副边VCC电路，其特征在于同步整流控制电路通过检测副边VCC绕组的输出电压变化，输出一个控制信号，通常副边VCC绕组的输出电压在开关电源的输出负载为空载或轻载的时候要比满载或重载的时候低，控制信号在空载或轻载的时候关闭绕组自驱动同步整流电路的驱动，让同步整流管工作在体二极管整流工作状态，防止电流过零，来实现空载或轻载功耗小的目的。

Description

同步整流控制方法、控制装置及开关电源

技术领域

本发明涉及一种开关电源，特别涉及开关电源的同步整流控制方法、控制装置及基于该控制装置的开关电源，以适用输入电压高、电源体积小、空载或轻载功耗小的开关电源应用领域。

背景技术

随着半导体器件及超大规模集成电路的快速发展，对大电流、低电压，低成本隔离开关电源的需求也随之大幅增加。正向压降只有0.3V-0.7V的肖特基二极管整流，大导通损耗成为开关电源小型化的瓶颈。为了提高低电压、大电流开关电源的效率，输出整流都采用了同步整流技术，现有技术中，普遍都是采用了三种驱动方式，变压器绕组电压自驱动型、隔离驱动型和电流驱动型

如图1所示的电路为变压器绕组自驱动型，变压器绕组自驱动型由于驱动电压是来自变压器的辅助绕组，电路简单、空间小，成本低，所以在高功率密度的模块电源应用中，绕组自驱动型被广泛的应用。但是绕组自驱动型电路由于在输出负载为空负载或轻负载的情况下，其波形如图2所示，输出电流可以过零，也就是在每个开关周期是会出现反向电流。这样就会造成开关电源的空载损耗加大或轻载效率降低。

其空载损耗变大原理为：在反激或反激类功率拓扑应用，空载或轻载情况下，变压器B值摆幅由第一象限变化到第一和第三象限，ΔB变大导致变压的磁芯损耗变大。由于有同步整流管出现了反向电流，所以增加了同步整流的关断损耗。

同理在正激或正激类的功率拓扑应用中，由于正激类的功率拓变压本来就是工作在第一和第三象限，但是其输出储能电感B值本应是只工作在第一象限的，在同步整流开关出现负向电流的时候，也同样让输出电感的B值工作到了第一和第三象限，同样增加储能电感的磁芯损耗和同步整流管的关断损耗。

因此空载损耗大和轻载效率低是绕组自驱动同步整流最大的缺点；

而采用图3所示的同步整流电路为隔离驱动型同步整流电路，其原理为采用隔离驱动变压器，从变换器的原边传输控制信号到副边，用来驱动变换器副边的同步整流整流，这种驱动电路可以克服变压器绕组自驱型的空载损耗大的缺点，但是带来的新问题是由于需要增加隔离驱动变压器及相关电路，隔离变压器由于体积比较大，成本较高，在高功率密度的模块电源中很难应用。

而采用图4所示的同步整流驱动电路为电流驱动型同步整流，其原理主要为在开关电源的副边回路里串联采样电阻或电流互感器，采集开关电源的副边电流信号，经过电压和功率放大后，用来驱动同步整流管，在空载或轻载时如果有出现电流过零的情况，由于驱动波形的电压方向就会发生变化，经过电路整理后形成有正向电流的时候有驱动波形，电流波形到零的时候，驱动电压波形也降到零，同步整流驱动就会被关断。这样就没有给输出电流过零创造条件，所以电流驱动型的同步整流电路不会出现开关电源副边电流过零，也就是不会出现同步整流绕组自驱动空载功耗变大和轻载效率变低的问题。电流驱动型同步整流根据电流采样的方法、放大的方法、控制的方法有非常多的电路形式和专利。电流型同步整流虽然克服了空载损耗大，轻载效率低的问题，但是同样不适用于高功率密度的模块电源，因为电流驱动型同步整流采用的互感器和电阻都是串联在开关电源副边的主功率回路上的，高功率密度电源的输出电流一般都是很大，在满载时会造成很大的损耗，降低了高功率模块电源的满载效率。如一个3.3V输出100W的电源在满载工作时，输出电流到30A，如果采用电阻到5mΩ会带来近5W左右的损耗，效率下降超过4％。所以采用这种驱动方案在轻载效率提升的时候降低了满载效率，得不偿失。而采用电阻或电流互感器的造成的体积变大也是高功率密度电源所不能接受的。

综上所述的三种同步整流驱动电路的优点和缺点如表一所示。

表一

	空载或轻载损耗	体积/成本	满载损耗
				变压器绕组自驱动	大	小	小
隔离驱动	小	大	小
				电流型驱动	小	大	大

高功率密度模块电源的理想同步整流为：空载或轻载功耗小、体积/成本小、满载效率高。

发明内容

本发明的一个目的是，提供一种能实现空载或轻载功耗小、体积/成本小、满载效率高的同步整流控制方法。

与此相应，本发明的另一个目的是，提供一种能实现空载或轻载功耗小、体积/成本小、满载效率高的同步整流控制装置。

本发明的再一个目的是，提供一种能实现空载或轻载功耗小、体积/成本小、满载效率高的开关电源。

就方法而言，本发明提供一种同步整流控制方法，用于对开关电源的同步整流MOS管进行同步整流控制，该方法在绕组自驱动同步整流电路的控制基础上，增加轻载控制步骤，所述轻载控制步骤，包括供电步骤，产生随输出负载变化的感应电量Vcc，并将感应电量Vcc提供给驱动控制电路；驱动控制步骤，接收感应电量Vcc，并根据感应电量的高低情况，向绕组自驱动同步整流电路输出控制信号，当辅助电源电路的感应电量低时，关闭该绕组自驱动同步整流电路，以使同步整流MOS管工作在体二极管整流状态；当辅助电源电路的感应电量高时，不干涉该绕组自驱动同步整流电路的工作，以实现空载或轻载功耗小的目的。

优选的，所述供电步骤的感应电量，是增大交叉调整率的电量。

就产品而言，本发明提供一种同步整流控制装置，用于对开关电源的同步整流MOS管进行同步整流控制，包括绕组自驱动同步整流电路和轻载控制电路，该轻载控制电路包括辅助电源电路和驱动控制电路，所述辅助电源电路的输出连接到驱动控制电路，用以产生随输出负载变化的感应电量Vcc，并将感应电量Vcc提供给驱动控制电路；所述驱动控制电路的输出连接到绕组自驱动同步整流电路的输入，用以接收感应电量Vcc，并根据感应电量的高低情况，向绕组自驱动同步整流电路输出控制信号，以在辅助电源电路的感应电量低时，关闭该绕组自驱动同步整流电路，以使同步整流MOS管工作在体二极管整流状态；在辅助电源电路的感应电量高时，不干涉该绕组自驱动同步整流电路的工作，以实现空载或轻载功耗小的目的。

优选的，所述驱动控制电路，包括电阻R41、电阻R42、电阻R43、电阻R44、电阻R45、稳压二极管ZD1、运放U41、三极管Q41和二极管D41，该电阻R41的一端、电阻R43的一端及运放U41供电引脚连接到辅助电源电路的输出VCC端，电阻R41的另一端分别连接到电阻R42的一端及运放U41的正输入引脚，电阻R42的另一端、稳压二极管的阳极、运放U41的参考点脚、电阻R45的一端及三极管Q41的发射极连接到电路参考点；电阻R43的另一端连接到稳压二极管ZD1的阴极，并连接到运放U41的负输入引脚；运放U41的输出引脚连接到电阻R44的一端，电阻R44的另一端、电阻R45的另一端与三极管Q41的基极连接；三极管Q41的集电极与二极管D41的阴极连接；二极管D41的阳极引出作为轻载控制电路的输出端，用以连接到所述绕组自驱动同步整流电路的输入。

优选的，所述驱动控制电路，包括电阻R41、电阻R42、电阻R43、电阻R44、电阻R45、误差放大IC U41、三极管Q41和二极管D41，该电阻R41的一端连接到辅助电源电路3的输出VCC端；电阻R41的另一端连接到电阻R42的一端并连接到误差放大IC U41的控制引脚；电阻R43的一端连接到开关电源的输出端Vo，电阻R43的另一端分别连接误差放大IC U41的阴极和电阻R44的一端；电阻R42的另一端与误差放大IC U41的阳极、电阻R45的一端、开关三极管Q41的发射极连接到电路参考点；电阻R44的另一端与电阻R45的另一端和三极管Q41的基极连接；三极管Q41的集电极与二极管D41的阴极连接；二极管D41的阳极引出作为轻载控制电路的输出端，用以连接到所述绕组自驱动同步整流电路的输入。

优选的，所述绕组自驱动同步整流电路，包括驱动绕组N21、电容C21和电阻R21，该驱动绕组N21的同名端连接到电容C21的一端，驱动绕组N21的异名端连接到同步整流MOS管的漏极；电容C21的另一端连接到同步整流MOS管的栅极；电阻R21的一端连接到同步整流管的栅极，另一端连接到同步整流MOS管的源极。

优选的，所述辅助电源电路，是减小或去掉VCC电压输出的假负载电阻的电路，或者是减小辅助电源电路绕组与输出绕组的耦合度的电路。

优选的，所述辅助电源电路，是去掉VCC电压输出的假负载电阻的电路，包括辅助绕组NS31、二极管D31和电容C31，第一辅助绕组NS31的同名端连接二极管D31的阳极，第一辅助绕组NS31的异名端连接到电路参考点，电容C31的一端连接到电路参考点，电容C31的另一端连接到二极管D31的阴极，还引出作为辅助电源电路的输出VCC端。

本发明还提供一种开关电源，包括带同步整流MOS管的功率转换电路及上述的同步整流控制装置，所述同步整流控制装置的轻载控制电路并联在同步整流MOS管的栅极和源极之间，即同步整流MOS管的栅极经轻载控制电路的二极管D41与三极管Q41的集电极连接，同步整流MOS管的源极与轻载控制电路的三极管Q41的发射极连接，以在辅助电源电路的感应电量低时，通过轻载控制电路关闭该绕组自驱动同步整流电路，以使同步整流MOS管工作在体二极管整流状态；在辅助电源电路的感应电量高时，轻载控制电路不干涉该绕组自驱动同步整流电路的工作。

本发明的同步整流控制方法具有以下优点。

1、电路简单、体积小。

2、空载功耗小。

3、满载效率高。

附图说明

图1为现有技术的绕组自驱动同步整流电路的原理图；

图2为现有技术的电流型同步整流电路的驱动电压和电流波形图；

图3为现有技术的隔离驱动型同步整流电路的原理图；

图4为现有技术的电流型同步整流电路的原理图；

图5为本发明同步整流驱动控制电路的原理图；

图6为本发明实施案例一的同步整流控制装置应用在单输出的开关电源中的电路原理图；

图7为本发明实施案例一的同步整流控制装置应用在双路输出的推挽拓扑开关电源中的电路原理图；

图8为本发明实施案例二的同步整流控制装置应用在单路输出的开关电源中的电路原理图；

图9为本发明实施案例二的同步整流控制装置应用在双路输出的推挽拓扑开关电源中的电路原理图。

附图标记说明：

    Vin    Vo

开关电源原边参考点：开关电源副边参考点：开关电源原边输入端正：开关电源副边输出端正：

具体实施方式

为了更好地理解本发明相对于现有技术所作出的改进，在对本发明的两种具体实施方式进行详细说明之前，先对本发明构思结合附图加以说明。

如图5所示，一种开关电源的同步整流控制方法，在变压器绕组自驱动同步整流的基础上，增加一轻载控制步骤，所述轻载控制步骤通过检测副边VCC绕组感应输出电压的变化，输出一个控制信号。通常副边VCC绕组的输出电压在开关电源的输出负载为空载或轻载的时候要比满载或重载的时候低，控制信号在空载或轻载的时候关闭绕组自驱动同步整流的驱动，使同步整流MOS管工作在体二极管整流状态，等同功率转换电路的整流电路在轻载时采用二极管整流，使功率变换器的副边电流不会过零，来实现空载或轻载功耗小的目的。

同时，由于副边VCC绕组的输出电压，在开关电源的输出负载为空载或轻载的时候要比满载或重载的时候低，因此，在轻载控制步骤输出控制信号时，还需副边Vcc绕组对输出电压的变化进行放大。

据此思路，本发明提供一种同步整流控制装置，用于功率转换电路1，包括绕组自驱动同步整流电路2和轻载控制电路，轻载控制电路包括辅助电源电路3和驱动控制电路4。所述绕组自驱动同步整流电路2为功率转换电路1的整流部分，在传统变压器绕组自驱动电路的基础上包括一个串联的驱动电容。辅助电源电路3的输出连接到驱动控制电路4的输入，驱动控制电路4的输出连接到绕组自驱动同步整流电路2的输入。所述的驱动控制电路4接收辅助电源电路3感应的输出电压的变化，并根据感应电量的高低情况，向绕组自驱动同步整流电路2输出一个控制信号。通常辅助电源电路3的输出电压在开关电源的输出负载为空载或轻载的时候要比满载或重载的时候低，所述的控制信号在空载或轻载的时候关闭绕组自驱动同步整流电路2的驱动，来实现空载或轻载功耗小的目的。

所述的辅助电源电路3所输出的VCC电压，在开关电源不同的输出负载下，VCC输出不同电压，这个VCC电压的变化率在多路输出的开关电源里的专业术语叫交叉调整率。

交叉调整率，在开关电源中普遍存在，并严重限制了反激变换在多路输出中的应用。在许多情况下，往往需要增加额外的线性或开关稳压电路来解决由于交叉调整率带来多路输出电压不能达到规定误差范围内的问题。因此，本发明利用交叉调整率这一有害因数来判断开关电源是工作在轻载还是重载状态，以此来控制同步整流驱动电路的工作状态，实现空载或轻载的目的。

通常情况下，开关电源的输出在空载或轻载的时候所述辅助电源电路3的电压低，重载或满载的情况下所述辅助电源电路3电压高。本发明所述的辅助电源电路3所输出的VCC电压，是为了保证驱动控制电路4能够精确地输出控制信号，辅助电源电路3所输出的VCC电压需是一个随开关电源输出负载电流变化而产生较大变化的电压，即辅助电源电路3是增大VCC电压随负载的变化而变化的电路，以利于驱动控制电路4对输出电压变化的判断。辅助电源电路3的实现方式可以是减小或去掉VCC电压输出的假负载电阻的电路，或者是减小辅助电源电路3的绕组与转换电路1的输出绕组的耦合度的电路。

所述绕组自驱动同步整流电路2的同步整流管可以为一个或多个并联的MOS管。

所述的辅助电源电路3其为在功率变换器副边的辅助电源电路，其特征是其参考点和功率变换器的副边参考点连接。

所述的驱动控制电路4根据辅助电源电路3所感应的VCC电压的高低情况形成一个控制信号，当开关电源的输出在空载或轻载的时候，辅助电源电路3的电平低，驱动整流控制电路4输出一个控制信号，将绕组自驱动同步整流电路2的驱动关闭，同步整流MOS管工作在体二极管整流状态，等同所述功率转换电路1的整流电路采用二极管整流，功率变换器的副边电流不会过零，所以空载或轻载损耗小。当辅助电源电路3电平高时，控制信号将不干涉绕组自驱动同步整流电路，MOS管正常导通整流工作，保持满载或重载效率高的特征。

上述的功率转换电路1可以是各种隔离拓扑，如反激、正激、推挽、半桥、全桥等及其变换的拓扑。

驱动控制电路4关闭绕组自驱动同步整流电路2的方法是，采用一个可控开关并联在同步整流MOS管的栅极和源极之间，当辅助电源电路3的电压为低电平的时候开关导通，同步整流MOS管栅极和源极之间的电平一直被拉低到低电平状态，同步整流MOS无驱动，则一直处于关断状态。

上述的开关可以是三极管、MOS管、光耦、可控硅等可控晶体开关。

绕组自驱动同步整流电路2的串联驱动电容，是一个电容容值不易过大的电容，主要是为了限制上述开关的导通电流，防止开关件被过电流损坏。

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的详细说明。

实施例一

图6示出了本发明实施例一的同步整流驱动控制电路，一种同步整流控制电路，包括绕组自驱动同步整流电路2、辅助电源电路3和驱动控制电路4。

其中，驱动控制电路4接收辅助电源电路3的感应电压，并根据辅助电源电路3的感应电压的高低情况，形成一个控制信号，当辅助电源电路3电平低时，控制信号将绕组自驱动同步整流电路2的驱动关闭，当辅助电源电路3电平高时，控制信号不干涉绕组自驱动同步整流电路2。

绕组自驱动同步整流电路2被驱动控制电路4的控制信号关闭后，同步整流MOS管工作在体二极管整流状态，开关电源副边在轻负载或空载时工作在二极管整流状态，电流不会过零，所以空载或轻载损耗小。

优选的，功率转换电路1，为反激拓扑架构。其包括第一开关管Q11、第一变压器T1、绕组自驱动同步整流电路2、第一输出滤波电容C11，第一输入滤波电容C12。反激拓扑架构的连接关系和工作原理为现有技术，书籍和现有文献中都非常多，在此不再详细描述。

优选的，绕组自驱动同步整流电路2，为功率转换电路1的一部分，包括第一驱动绕组N21，第一驱动电容C21、第一下拉电阻R21、第一同步整流MOS管Q21。驱动绕组N21的同名端连接到第一驱动电容C21的一端，驱动绕组N21的异名端连接到第一同步整流MOS管Q21的漏极。第一驱动电容C21的另一端连接到第一同步整流MOS管Q21的栅极。第一下拉电阻R21的一端连接到第一同步整流管Q21的栅极，另一端连接到第一同步整流MOS管Q21的源极。第一同步整流MOS管Q21漏极连接到功率转换电路1的第一功率绕组N11的异名端。

优选的，辅助电源电路3，包括耦合变压的第一辅助绕组NS31、第一整流二极管D31和第一滤波电容C31。第一辅助绕组NS31的同名端连接第一整流二极管D31的阳极，第一辅助绕组NS31的异名端连接到电路参考点，第一滤波电容C31的一端连接到电路参考点，第一滤波电容C31的另一端连接到第一整流二极管D31的阴极再引出作为辅助电源电路3的输出VCC端。辅助电源电路3产生随输出负载变化的感应电量VCC，并将VCC作为一供电电压输出给驱动控制电路4，VCC电压因为开关电源交叉调整率因数，在输出负载为满载时VCC电压高、在输出负载为空载或轻载时VCC电压低。

优选的，驱动控制电路4，包括第一采样电阻R41、第二采样电阻R42、第三采样电阻R43、第一稳压二极管ZD1、第一运放U41、第一限流电阻R44、第二限流电阻R45，第一开关三极管Q41和第一二极管D41。

优选的，第一采样电阻R41的一端和第三采样电阻R43的一端及第一运放U41供电引脚连接到辅助电源电路3的输出VCC端。第一采样电阻R41的另一端连接到第二采样电阻R42的一端，并连接到第一运放U41的正输入引脚。第二采样电阻R42的另一端、第一稳压二极管ZD1的阳极、第一运放U41的参考点脚、第二限流电阻R45的一端和第一开关三极管Q41的发射极连接到电路参考点。第三采样电阻R43的另一端连接到第一稳压二极管ZD1的阴极，并连接到第一运放U41的负输入引脚。第一运放U41的输出引脚连接到第一限流电阻R44的一端。第一限流电阻R44的另一端、第二限流电阻R45的另一端和第一开关三极管Q41的基极连接。第一开关三极管Q41的集电极与第一二极管D41的阴极连接。第一二极管D41的阳极引出作为轻载控制电路的输出端，用以连接到所述绕组自驱动同步整流电路2的输入端控制点G1。

如图7所示，为本发明实施案例一的同步整流控制装置应用在推挽拓扑开关电源中的电路原理图，与图6所示的同步整流控制装置的不同之处在于，适用的电路拓扑不同，输出控制的同步整流MOS管的数量也不同。图6所示的同步整流控制装置应用于反激拓扑，其输出用于控制单个同步整流MOS管。图7所示的同步整流控制装置应用于推挽拓扑，其输出用于控制两个同步整流MOS管，即同步整流控制装置经由二极管D41、D42分别控制同步整流MOS管Q21、Q22的栅极端，此部分的具体连接关系是，三极管Q41的集电极分别与二极管D41、D42的阴极连接，二极管D41、D42的阳极分别连接同步整流MOS管Q21、Q22的栅极。同步整流控制装置用于控制两个同步整流MOS管的工作原理，与上述控制单个同步整流MOS管的同步整流控制装置的工作原理基本相同，在此不再赘述。在此基础上，本发明所属领域的技术人员还可以根据电路设计需要，对上述实施方式进行变化、组合。

实施例二

图8示出了本发明实施例二的同步整流驱动控制电路。

一种同步整流控制电路，包括功率转换电路1、绕组自驱动同步整流电路2、辅助电源电路3、驱动控制电路4。与实施例一不同的是驱动控制电路4内的控制IC不是采用的运放，而是采用TL431。

优选的，驱动整流控制电路4，包括第一采样电阻R41、第二采样电阻R42、第一输出上拉电阻R43、第一误差放大IC U41、第一限流电阻R44、第二限流电阻R45，第一开关三极管Q41和第一二极管D41。

优选的，第一采样电阻R41的一端连接到辅助电源电路3的输出VCC端。第一采样电阻R41的另一端连接到第二采样电阻R42的一端并连接到第一误差放大IC U41的控制引脚。第一输出上拉电阻R43的一端连接到开关电源的输出端Vo，第一输出上拉电阻R43的另一端分别连接第一误差放大IC U41的阴极和第一限流电阻R44的一端。第二采样电阻R42的另一端与第一误差放大IC U41的阳极、第二限流电阻R45的一端、第一开关三极管Q41的发射极连接到电路参考点。第一限流电阻R44的另一端与第二限流电阻R45的另一端和第一开关三极管Q41的基极连接。第一开关三极管Q41的集电极与第一二极管D41的阴极连接。第一二极管D41的阳极引出作为轻载控制电路的输出端，用以连接到所述绕组自驱动同步整流电路2的输入端控制点G1。

优选的，第一误差放大IC U41为TL431。

如图9所示，为本发明实施案例二的同步整流控制装置在推挽拓扑开关电源中的电路原理图，与图8所示的同步整流控制装置的不同之处在于，适用的电路拓扑不同，输出控制的同步整流MOS管的数量也不同。图8所示的同步整流控制装置应用于反激拓扑，其输出用于控制单个同步整流MOS管。图9所示的同步整流控制装置应用于推挽拓扑，其输出用于控制两个同步整流MOS管，即同步整流控制装置经由二极管D41、D42分别控制同步整流MOS管Q21、Q22的栅极端，此部分的具体连接关系是，三极管Q41的集电极分别与二极管D41、D42的阴极连接，二极管D41、D42的阳极分别连接同步整流MOS管Q21、Q22的栅极。同步整流控制装置用于控制两个同步整流MOS管的工作原理，与上述控制单个同步整流MOS管的同步整流控制装置的工作原理基本相同，在此不再赘述。在此基础上，本发明所属领域的技术人员还可以根据电路设计需要，对上述实施方式进行变化、组合。

本发明的实施方式不限于此，按照本发明的上述内容，利用本领域的普通技术知识和惯用手段，在不脱离本发明上述基本技术思想前提下，本发明还可以做出其它多种形式的修改、替换或变更，均落在本发明权利保护范围之内。

Claims (9)

1.一种同步整流控制方法，用于对开关电源的同步整流MOS管进行同步整流控制，该方法在绕组自驱动同步整流电路的控制基础上，增加轻载控制步骤，

所述轻载控制步骤，包括

供电步骤，产生随输出负载变化的感应电量Vcc，并将感应电量Vcc提供给驱动控制电路；

驱动控制步骤，接收感应电量Vcc，并根据感应电量的高低情况，向绕组自驱动同步整流电路输出控制信号，

当辅助电源电路的感应电量低时，关闭该绕组自驱动同步整流电路，以使同步整流MOS管工作在体二极管整流状态；

当辅助电源电路的感应电量高时，不干涉该绕组自驱动同步整流电路的工作，以实现空载或轻载功耗小的目的。

2.如权利要求1所述的同步整流控制方法，其特征在于：所述供电步骤的感应电量，是增大交叉调整率的电量。

3.一种同步整流控制装置，用于对开关电源的同步整流MOS管进行同步整流控制，包括绕组自驱动同步整流电路，其特征在于：所述同步整流控制装置还包括轻载控制电路，该轻载控制电路包括辅助电源电路和驱动控制电路，

所述辅助电源电路的输出连接到驱动控制电路，用以产生随输出负载变化的感应电量Vcc，并将感应电量Vcc提供给驱动控制电路；

所述驱动控制电路的输出连接到绕组自驱动同步整流电路的输入，用以接收感应电量Vcc，并根据感应电量的高低情况，向绕组自驱动同步整流电路输出控制信号，以在辅助电源电路的感应电量低时，关闭该绕组自驱动同步整流电路，以使同步整流MOS管工作在体二极管整流状态；在辅助电源电路的感应电量高时，不干涉该绕组自驱动同步整流电路的工作，以实现空载或轻载功耗小的目的。

4.根据权利要求3所述的同步整流控制装置，其特征在于：所述驱动控制电路，包括电阻R41、电阻R42、电阻R43、电阻R44、电阻R45、稳压二极管ZD1、运放U41、三极管Q41和二极管D41，

该电阻R41的一端、电阻R43的一端及运放U41供电引脚连接到辅助电源电路的输出VCC端，电阻R41的另一端分别连接到电阻R42的一端及运放U41的正输入引脚，电阻R42的另一端、稳压二极管的阳极、运放U41的参考点脚、电阻R45的一端及三极管Q41的发射极连接到电路参考点；电阻R43的另一端连接到稳压二极管ZD1的阴极，并连接到运放U41的负输入引脚；运放U41的输出引脚连接到电阻R44的一端，电阻R44的另一端、电阻R45的另一端与三极管Q41的基极连接；三极管Q41的集电极与二极管D41的阴极连接；二极管D41的阳极引出作为轻载控制电路的输出端，用以连接到所述绕组自驱动同步整流电路的输入。

5.根据权利要求3所述的同步整流控制装置，其特征在于：所述驱动控制电路，包括电阻R41、电阻R42、电阻R43、电阻R44、电阻R45、误差放大IC U41、三极管Q41和二极管D41，

该电阻R41的一端连接到辅助电源电路3的输出VCC端；电阻R41的另一端连接到电阻R42的一端并连接到误差放大IC U41的控制引脚；电阻R43的一端连接开关电源的输出端Vo，电阻R43的另一端分别连接误差放大IC U41的阴极和电阻R44的一端；电阻R42的另一端与误差放大IC U41的阳极、电阻R45的一端、开关三极管Q41的发射极连接到电路参考点；电阻R44的另一端与电阻R45的另一端和三极管Q41的基极连接；三极管Q41的集电极与二极管D41的阴极连接；二极管D41的阳极引出作为轻载控制电路的输出端，用以连接到所述绕组自驱动同步整流电路的输入。

6.根据权利要求3至5中任一项所述的同步整流控制装置，其特征在于：所述绕组自驱动同步整流电路，包括驱动绕组N21、电容C21和电阻R21，该驱动绕组N21的同名端连接到电容C21的一端，驱动绕组N21的异名端连接到同步整流MOS管的漏极；电容C21的另一端连接到同步整流MOS管的栅极；电阻R21的一端连接到同步整流管的栅极，另一端连接到同步整流MOS管的源极。

7.根据权利要求3至5中任一项所述的同步整流控制装置，其特征在于：所述辅助电源电路，是减小或去掉VCC电压输出的假负载电阻的电路，或者是减小辅助电源电路绕组与输出绕组的耦合度的电路。

8.根据权利要求3至5中任一项所述的同步整流控制装置，其特征在于：所述辅助电源电路，是去掉VCC电压输出的假负载电阻的电路，包括辅助绕组NS31、二极管D31和电容C31，第一辅助绕组NS31的同名端连接二极管D31的阳极，第一辅助绕组NS31的异名端连接到电路参考点，电容C31的一端连接到电路参考点，电容C31的另一端连接到二极管D31的阴极，还引出作为辅助电源电路的输出VCC端。

9.一种开关电源，包括带同步整流MOS管的功率转换电路及权利要求3-8中任一项所述的同步整流控制装置，其特征在于：所述同步整流控制装置的轻载控制电路并联在同步整流MOS管的栅极和源极之间，即同步整流MOS管的栅极经轻载控制电路的二极管D41与三极管Q41的集电极连接，同步整流MOS管的源极与轻载控制电路的三极管Q41的发射极连接，以在辅助电源电路的感应电量低时，通过轻载控制电路关闭该绕组自驱动同步整流电路，以使同步整流MOS管工作在体二极管整流状态；在辅助电源电路的感应电量高时，轻载控制电路不干涉该绕组自驱动同步整流电路的工作。