CN105703642A - 一种同步整流控制电路、方法及应用其的开关电源 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种同步整流控制电路、方法及应用其的开关电源，输出变化电压采样电路的输入端采集开关电源输出的变化电压，生成采样电流后通过其输出端提供给驱动控制电路的输入端，驱动控制电路的输出端输出控制信号；当开关电源启动或关闭时，控制信号拉低同步整流管的驱动电平，启动过程中或启动后再延时一段时间，该时间段内同步整流管都是工作在其体二极管整流状态；当开关电源进入稳态工作时，驱动控制电路为关断状态。从而防止开关电源在启动或关闭时存储在输出电容中的能量向电源内部反灌，并且在开关电源进入稳态工作时不影响该变压器绕组自驱动同步整流电路的工作。

Description

一种同步整流控制电路、方法及应用其的开关电源

技术领域

本发明涉及一种同步整流控制电路、方法及应用其的开关电源，特别涉及采用变压器绕组自驱动同步整流的控制及其应用。

背景技术

随着半导体器件及超大规模集成电路的快速发展，对大电流、低电压，低成本隔离开关电源的需求也随之大幅增加。正向压降只有0.3V-0.7V的肖特基二极管整流，大导通损耗成为开关电源小型化的瓶颈。为了提高低电压、大电流开关电源的效率，输出整流都采用了同步整流技术，现有技术中，普遍都是采用了两种驱动方式，变压器绕组自驱动型、控制芯片外驱动型。

如图1所示的电路为变压器绕组自驱动型电路之一，变压器绕组自驱动型同步整流电路由于驱动电压是来自变压器的辅助绕组，电路简单、空间小，成本低，所以在高功率密度的模块电源应用中，绕组自驱动型被广泛的应用。但是绕组自驱动型电路由于在输出连接大滤波电容，负载为空载的启动过程中，出现电容电流反向灌入到模块里面，造成电源模块续流管损坏率高的现象。图2为启动过程中的相关波形图。

如图1所示的电路为常见的正激同步整流的副边电路，而同步整流的驱动技术则是采用了变压器绕组自驱动方式。电感L为输出储能电感，在正常工作时，(原本开关的导通时间我们定义为Ton，原本开关的关闭时间定义为Toff)，Ton时间段，输入电压Vin通过变压器的匝数比折算到副边形成变压器副边电压Vs，Vs经过电感L、输出负载、整流管回到变压器副边绕组，Vs电压减去输出电压为储能电感L上的电压，电感L的电流为线性上升的过程，所以Ton时间段为电感L储能的过程。Toff时间段，电感L上的电压被反向，其电压等于输出电压，存储在电感L中的能量通过输出负载、续流MOS管释放。

在正激拓扑输出采用二极管整流的应用中，随输出负载电流的变化，电感L上的电流有两种模式，连续模式和断续模式。如图1所示的采用变压器绕组自驱动同步整流电流只有一种工作模式，就是电流连续工作模式。二极管整流和变压器绕组自驱动同步整流的电感L的电流波形对比如图2所示。

从图2D可以发现变压器绕组自驱动同步整流电路在轻载的时候，电感电流由正向和负向电流组成。在稳态情况下，该负向电流造成空载损耗加大，由于电流值比较小，不会对产品的续流MOS管产生损坏的影响。

如图1所示绕组自驱同步整流电路的电源产品，在输出连接大输出滤波电容，空载启动的时候，就会出现如图3所示的输出电压和续流管电流波形。从图3可以发现，续流管电流波形产生了很大的负向电流，在高温条件下该负向电流值可能造成输出储能电感L产生饱和，饱和后的负向续流电流可达几十安培，造成续流管被电流损坏。

综上，现有的变压器绕组自驱动同步整流电路存在以下技术问题：

(1)启动过程为空载容性启动过程时，会产生反灌电流，造成电源模块续流管损坏率；

(2)上述反灌电流对产品的损坏存在一定概率，高温下概率大，常温下概率小，所以不易被发现，发现后也很难有对策解决，所以成为该类产品的“隐形杀手”。

发明内容

有鉴如此，本发明提供一种同步整流控制电路、方法及应用其的开关电源，解决变压器绕组自驱动同步整流在启动过程中产生反灌电流的问题。

为解决上述技术问题，本发明提供的同步整流控制电路包括：变压器绕组自驱动同步整流电路、输出变化电压采样电路和驱动控制电路；所述的变压器绕组自驱动同步整流电路包括两只同步整流管；所述的输出变化电压采样电路的输入端连接开关电源的输出电压、输出端连接驱动控制电路的输入端；所述的驱动控制电路的两个输出端分别连接到所述的两只同步整流管的控制端；

所述的输出变化电压采样电路的输入端采集所述的开关电源输出的变化电压，生成采样电流后通过其输出端提供给所述的驱动控制电路的输入端，所述的驱动控制电路的两个输出端分别输出控制信号提供给所述的两只同步整流管的控制端；

当所述的开关电源启动或关闭时，所述的控制信号拉低所述的两只同步整流管的驱动电平，启动过程中或启动后再延时一段时间，该时间段内所述的两只同步整流管都是工作在其体二极管整流状态；

当所述的开关电源进入稳态工作时，所述的驱动控制电路为关断状态。

作为上述变压器绕组自驱动同步整流电路的一种具体的实施方式，还包括两只驱动电容；所述的驱动电容之一串联于所述的两只同步整流管之一的控制端和所述的开关电源辅助绕组的一端之间，所述的驱动电容之二串联于所述的两只同步整流管之二的控制端和所述的开关电源辅助绕组的另一端之间。

作为输出变化电压采样电路的一种具体的实施方式，包括采样电容C3和限流电阻R1；所述的采样电容C3的一端即为所述的输出变化电压采样电路的输入端，所述的采样电容C3的另一端连接到所述的限流电阻R1的一端，所述的限流电阻R1的另一端即为所述的输出变化电压采样电路的输出端。

作为上述输出变化电压采样电路具体的实施方式的变型，包括采样电容C3和采样电阻R1；所述的采样电容C3的一端即为所述的输出变化电压采样电路的输入端，所述的采样电容C3的另一端经所述的采样电阻R1后连接到所述的开关电源副边参考点GND，所述的采样电容C3和所述的采样电阻R1的连接点即为所述的输出变化电压采样电路的输出端。

作为上述输出变化电压采样电路两种具体实施方式的改进，还包括放电二极管D1，所述的放电二极管D1的阴极连接到所述的采样电容C3和所述的电阻R1的连接点，所述放电二极管D1的阳极连接到所述的开关电源副边参考点GND。

作为的驱动控制电路的一种具体的实施方式，包括开关三极管Q3、隔离二极管D2、隔离二极管D3；所述的开关三极管Q3的基极为所述的驱动控制电路的输入端，所述的开关三极管Q3的发射极连接到所述的开关电源副边参考点GND，所述的开关三极管Q3的集电极连接到所述的隔离二极管D2和所述的隔离二极管D3的阴极，所述的隔离二极管D2的阳极和所述的隔离二极管D3的阳极分别为所述的驱动控制电路的两个输出端。

作为上述驱动控制电路的具体的实施方式的等同替换，包括MOS管Q3、隔离二极管D2、隔离二极管D3；所述的MOS管Q3的栅极为所述的驱动控制电路的输入端，所述的MOS管Q3的源极连接到所述的开关电源副边参考点GND，所述的MOS管Q3的漏极连接到所述的隔离二极管D2和所述的隔离二极管D3的阴极，所述的隔离二极管D2的阳极和所述的隔离二极管D3的阳极分别为所述的驱动控制电路的两个输出端。

对应地，本发明提供的同步整流控制方法包括如下步骤：

输出变化电压采样电路的输入端采集开关电源输出的变化电压，生成采样电流后通过其输出端提供给驱动控制电路的输入端，所述的驱动控制电路的输出端输出控制信号提供给变压器绕组自驱动同步整流电路的两只同步整流管的控制端；

当所述的开关电源启动或关闭时，所述的控制信号拉低所述的两只同步整流管的驱动电平，启动过程中或启动后再延时一段时间，该时间段内所述的两只同步整流管都是工作在其体二极管整流状态；

当所述的开关电源进入稳态工作时，所述的驱动控制电路为关断状态。

对应地，本发明还提供应用上述同步整流控制电路的开关电源。

本发明的工作原理将结合实施例进行详细分析，在此不赘述。

注：本申请中同步整流管的控制端即为控制同步整流管开通与关断的端子，例如当同步整流管采用MOS管时，同步整流管的控制端即为MOS管的栅极；当同步整流管采用三极管时，同步整流管的控制端即为三极管的基极。

本发明的同步整流控制方法在原来绕组自驱同步整流电路的基础上，改进其在开关电源启动或关闭过程中产生反灌电流的缺陷，防止变压器绕组自驱动同步整流的续流管被损坏的可能性，可大大提高采用变压器绕组自驱动同步整流电路的开关电源产品的可靠性。

附图说明

图1为现有技术的变压器绕组自驱动同步整流电路的原理图；

图2为现有技术的变压器绕组自驱动同步整流电路和二极管整流电路的电流波形图；

图3为现有技术的变压器绕组自驱动同步整流电路在启动过程的反灌电流的波形图；

图4为本发明实施案例一的同步整流控制装置；

图5为本发明实施案例一电路的在启动过程中的波形图；

图6为本发明实施案例二的同步整流控制装置；

图7为本发明实施案例三的同步整流控制装置。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的详细说明。

实施例一

图4示出了本发明实施例一的同步整流驱动控制电路，包括变压器绕组自驱动同步整流电路1、输出变化电压采样电路2和驱动控制电路3；变压器绕组自驱动同步整流电路1包括两只同步整流MOS管Q1和Q2；输出变化电压采样电路2的输入端连接开关电源的输出电压Vo、输出端连接驱动控制电路的输入端；驱动控制电路的两个输出端分别连接到两只同步整流MOS管Q1和Q2的栅极；

变压器绕组自驱动同步整流电路较现有技术还包括驱动电容C1和驱动电容C2；驱动电容C1的一端连接驱动绕组N2的一端，驱动电容C1的另一端连接到同步整流的整流MOS管Q1的栅极；驱动电容的C2的一端连接驱动绕组N2的另一端，驱动电容C2的另一端连接同步整流续流MOS管Q2的栅极；

输出变化电压采样电路包括采样电容C3、限流电阻R1；采样电容C3的一端连接到开关电源的输出端Vo，采样电容C3另一端连接到限流电阻R1的一端，限流电阻R1的另一端为输出变化采样电路的输出端；

驱动控制电路包括开关三极管Q3、隔离二极管D2、隔离二极管D3；开关三极管Q3的基极为驱动控制电路的输入端，连接到所述的输出变化采样电路的输出端，开关三极管Q3的发射极连接到开关电源副边参考点GND，开关三极管Q3的集电极连接到隔离二极管D2和隔离二极管D3的阴极，隔离二极管D2的阳极连接到所述的绕组自驱同步整流电路的整流MOS管Q1的栅极，隔离二极管D3的阳极连接所述的变压器绕组自驱动同步整流电路的续流MOS管Q2的栅极。

本实施例的工作原理分析如下：

模块电源在启动时，输出电压逐步上升，根据电容隔直通交的特性，上升的输出电压在输出变化电压采样电路的采样电容C3上生成采样电流，采样电流通过限流电阻R1限流后，供给驱动控制电路的开关三极管Q3的基极-发射极，造成其集电极-发射极被控制导通，集电极-发射极的导通电流通过隔离二极管D1、隔离二极管D2，并拉低同步整流管驱动信号G1和G2，让同步整流管Q1、Q2工作在其体二极管整流状态。从而防止存储在输出电容中的能量向电源内部反灌，避免同步整流管中的续流MOS管被较大的反灌电流损坏。当开关电源进入稳态工作时，驱动控制电路为关断状态，驱动控制电路为关断状态，不影响该变压器绕组自驱动同步整流电路的工作。

本实施例在变压器绕组自驱动同步整流电路中增加驱动电容C1和C2的原因为：在驱动控制电路的开关三极管Q3的集电极-发射极导通期间，如果没有驱动电容C1和C2的隔离，将导致驱动绕组N2的两端被直接短路，产生很大的绕组短路电流，开关三极管Q3的将被大短路电流烧坏。在增加驱动电容C1和C2后，在开关三极管Q3导通期间，驱动电容将形成较大阻抗，即可限制开关三极管Q3极电极-发射极的导通电流，又可保证同步整流管的控制极被拉低。

本实施例的有益效果如下：

图5为实施例一的有益效果图，对比图3的续流管电流波形，在开关电源的启动过程t1-t2期间，由于电源在启动过程中输出电流比较大，输出电感L工作在连续工作状态，所以图3和图5的续流管电流都为正向电流。在电源启动完成后，图3所示的续流管波形产生了较大的反向电流，而图5所示的本实施例一的同步整流续流管电流波形下降到0A，无电流流过，所以本实施例可以解决续流管被大反向电流损坏的可能性。

实施例二

图6示出了本发明实施例二的同步整流驱动控制电路，与实施例一的区别是：

输出变化电压采样电路增加放电二极管D1，其连接关系为，放电二极管D1的阴极连接到采样电容C3和限流电阻R1的连接点，放电二极管D1的阳极连接到开关电源副边参考点GND。

本实施例的工作原理分析如下：

如图4所示的实施例一电路，在关机时输出电压下降过程中，在采样电容C3上产生上正下负电压，关机后该电压会短时间内维持，如果开关电源马上进行启动，则会造成在开关电源的再次启动的过程中，电容C3无法再次采集电流；而放电二极管D1的作用为，电源关机后释放采样电容C3上正下负的保持电压，保证在开关电源频繁启动过程中本发明装置也能正常使用。

实施例三

图7示出了本发明实施例三的同步整流驱动控制电路，与实施例二的区别是：

输出变化电压采样电路的限流电阻R1被去除，在放电二极管D1两端并联采样电阻R1。

驱动控制电路的三极管Q3被替换为了MOS管Q3，MOS管Q3的栅极为驱动控制电路的输入端，MOS管Q3的源极连接到开关电源副边参考点GND，MOS管Q3的漏极连接到隔离二极管D2和隔离二极管D3的阴极，隔离二极管D2和隔离二极管D3的阳极为驱动控制电路的两个输出端。

本实施例的工作原理较实施例一略有不同，分析如下：

模块电源在启动时，输出电压逐步上升，根据电容隔直通交的特性，上升的输出电压在输出变化电压采样电路的采样电容C3上生成采样电流，采样电流通过采样电阻R1后，形成电压供给驱动控制电路的开关MOS管Q3的栅-源极造成其漏-源极被控制导通，漏-源极的导通电流通过隔离二极管D1、隔离二极管D2拉低同步整流管驱动信号G1和G2，让同步整流管Q1、Q2工作在其体二极管整流状态。从而防止存储在输出电容中的能量向电源内部反灌，避免同步整流管中的续流MOS管被较大的反灌电流损坏。当开关电源进入稳态工作时，驱动控制电路为关断状态，驱动控制电路为关断状态，不影响该变压器绕组自驱动同步整流电路的工作。

本发明的同步整流控制装置可以应用在各种隔离拓扑，如反激、正激、推挽、半桥、全桥等及其变换的拓扑。

本发明的实施方式不限于此，按照本发明的上述内容，利用本领域的普通技术知识和惯用手段，在不脱离本发明上述基本技术思想前提下，本发明还可以做出其它多种形式的修改、替换货变更，均落在本发明权利保护范围之内。

Claims (9)

1.一种同步整流控制电路，包括：变压器绕组自驱动同步整流电路、输出变化电压采样电路和驱动控制电路；所述的变压器绕组自驱动同步整流电路包括两只同步整流管；所述的输出变化电压采样电路的输入端连接开关电源的输出电压、输出端连接驱动控制电路的输入端；所述的驱动控制电路的两个输出端分别连接到所述的两只同步整流管的控制端；

所述的输出变化电压采样电路的输入端采集所述的开关电源输出的变化电压，生成采样电流后通过其输出端提供给所述的驱动控制电路的输入端，所述的驱动控制电路的两个输出端分别输出控制信号提供给所述的两只同步整流管的控制端；

当所述的开关电源启动或关闭时，所述的控制信号拉低所述的两只同步整流管的驱动电平，启动过程中或启动后再延时一段时间，该时间段内所述的两只同步整流管都是工作在其体二极管整流状态；

当所述的开关电源进入稳态工作时，所述的驱动控制电路为关断状态。

2.根据权利要求1所述的同步整流控制电路，其特征在于：所述的变压器绕组自驱动同步整流电路还包括两只驱动电容；所述的驱动电容之一串联于所述的两只同步整流管之一的控制端和所述的开关电源辅助绕组的一端之间，所述的驱动电容之二串联于所述的两只同步整流管之二的控制端和所述的开关电源辅助绕组的另一端之间。

3.根据权利要求1所述的同步整流控制电路，其特征在于：所述的输出变化电压采样电路包括采样电容C3和限流电阻R1；所述的采样电容C3的一端即为所述的输出变化电压采样电路的输入端，所述的采样电容C3的另一端连接到所述的限流电阻R1的一端，所述的限流电阻R1的另一端即为所述的输出变化电压采样电路的输出端。

4.根据权利要求1所述的同步整流控制电路，其特征在于：所述的输出变化电压采样电路包括采样电容C3和采样电阻R1；所述的采样电容C3的一端即为所述的输出变化电压采样电路的输入端，所述的采样电容C3的另一端经所述的采样电阻R1后连接到所述的开关电源副边参考点(GND)，所述的采样电容C3和所述的采样电阻R1的连接点即为所述的输出变化电压采样电路的输出端。

5.根据权利要求3或4所述的同步整流控制电路，其特征在于：所述的输出变化电压采样电路还包括放电二极管D1，所述的放电二极管D1的阴极连接到所述的采样电容C3和所述的电阻R1的连接点，所述放电二极管D1的阳极连接到所述的开关电源副边参考点(GND)。

6.根据权利要求1所述的同步整流控制电路，其特征在于：所述的驱动控制电路包括开关三极管Q3、隔离二极管D2、隔离二极管D3；所述的开关三极管Q3的基极为所述的驱动控制电路的输入端，所述的开关三极管Q3的发射极连接到所述的开关电源副边参考点(GND)，所述的开关三极管Q3的集电极连接到所述的隔离二极管D2和所述的隔离二极管D3的阴极，所述的隔离二极管D2的阳极和所述的隔离二极管D3的阳极分别为所述的驱动控制电路的两个输出端。

7.根据权利要求1所述的同步整流控制电路，其特征在于：所述的驱动控制电路包括MOS管Q3、隔离二极管D2、隔离二极管D3；所述的MOS管Q3的栅极为所述的驱动控制电路的输入端，所述的MOS管Q3的源极连接到所述的开关电源副边参考点(GND)，所述的MOS管Q3的漏极连接到所述的隔离二极管D2和所述的隔离二极管D3的阴极，所述的隔离二极管D2的阳极和所述的隔离二极管D3的阳极分别为所述的驱动控制电路的两个输出端。

8.一种同步整流控制方法，包括如下步骤：

输出变化电压采样电路的输入端采集开关电源输出的变化电压，生成采样电流后通过其输出端提供给驱动控制电路的输入端，所述的驱动控制电路的输出端输出控制信号提供给变压器绕组自驱动同步整流电路的两只同步整流管的控制端；

当所述的开关电源启动或关闭时，所述的控制信号拉低所述的两只同步整流管的驱动电平，启动过程中或启动后再延时一段时间，该时间段内所述的两只同步整流管都是工作在其体二极管整流状态；

当所述的开关电源进入稳态工作时，所述的驱动控制电路为关断状态。

9.一种应用权利要求1至7任一项所述的同步整流控制电路的开关电源。