DE102017213055B4 - DC/DC-Wandler - Google Patents

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Abstract

DC/DC-Wandler (1), umfassend:
einen Niederspannungsseiten-Kondensator (11), der Niederseitenspannung hält;
einen Hochspannungsseiten-Kondensator (108), der Hochseitenspannung hält, und dessen Negativelektrodenseitenanschluss mit einem Negativelektrodenseitenanschluss des Niederspannungsseiten-Kondensators (11) verbunden wurde;
eine erste Halbleiterschaltung (S1), deren erstes Ende mit dem Negativelektrodenseitenanschluss des Niederspannungsseiten-Kondensators (11) verbunden wurde;
eine zweite Halbleiterschaltung (S2), deren erstes Ende mit einem zweiten Ende der ersten Halbleiterschaltung (S1) verbunden wurde und deren zweites Ende mit einem Positivelektrodenseitenanschluss des Niederspannungsseiten-Kondensators (11) über eine Spule (12) verbunden wurde;
eine dritte Halbleiterschaltung (S3), deren erstes Ende mit dem zweiten Ende der zweiten Halbleiterschaltung (S2) verbunden wurde;
eine vierte Halbleiterschaltung (S4), deren erstes Ende mit einem zweiten Ende der dritten Halbleiterschaltung (S3) verbunden wurde, und deren zweites Ende mit einem Positivelektrodenseitenanschluss des Hochspannungsseitenkondensators (108) verbunden wurde;
einen Lade- und Entlade-Kondensator (101a), dessen erstes Ende mit einem Zwischenverbindungspunkt zwischen der ersten Halbleiterschaltung (S1) und der zweiten Halbleiterschaltung (S2) verbunden wurde und dessen zweites Ende mit einem Zwischenverbindungspunkt zwischen der dritten Halbleiterschaltung (S3) und der vierten Halbleiterschaltung (S4) verbunden wurde;
und eine Steuerung (109), welche jede der Halbleiterschaltungen steuert,
wobei der DC/DC-Wandler (1) in der Lage ist zum Betrieb eines oder beides von
einem Herauftransformierbetrieb, der eine eingegebene Spannung des Niederspannungsseiten-Kondensators (11) in eine herauftransformierte Spannung umwandelt und an den Hochspannungsseitenkondensator (108) durch eine Ein-/Ausschaltfunktion des Schaltelements der ersten und zweiten Halbleiterschaltungen (S1, S2) ausgibt, indem er eine Funktion eines Schaltelements in sowohl der ersten als auch der zweiten Halbleiterschaltung (S1, S2) aufweist und auch eine Funktion eines Diodenelements in sowohl den dritten als auch vierten Halbleiterschaltungen (S3, S4) aufweist, und
einem Heruntertransformierbetrieb, welcher eine eingegebene Spannung des Hochspannungsseitenkondensators (108) in eine heruntertransformierte Spannung umwandelt und an den Niederspannungsseiten-Kondensator (11) durch eine Ein-/Ausschaltfunktion des Schaltelements der dritten und vierten Halbleiterschaltungen (S3, S4) ausgibt, indem er eine Funktion eines Schaltelementes in jeder der dritten und vierten Halbleiterschaltungen (S3, S4) aufweist, und eine Funktion eines Diodenelements in jeder der ersten und zweiten Halbleiterschaltungen (S1, S2) aufweist,
wobei die Steuerung (109) ein EIN-Tastverhältnis und eine Phase einer EIN-Periode in jeder der Halbleiterschaltungen von einer oder beider der ersten und zweiten Halbleiterschaltungen (S1, S2), welche die Ein-/Ausschaltfunktion aufweisen, und der dritten und vierten Halbleiterschaltungen (S4), welche die Ein-/Ausschaltfunktion aufweisen, steuert, und
wobei die Steuerung (109) eine Spannung des Lade- und Entladekondensators (101a) steuert, durch Durchführen
einer Δduty-Steuerung, welche ein oder beide einer ersten EIN-Tastverhältnis-Differenzänderung, welche eine EIN-Tastverhältnis-Differenz zwischen dem EIN-Tastverhältnis (DT1) der ersten Halbleiterschaltung (S1) und dem EIN-Tastverhältnis (DT2) der zweiten Halbleiterspeicher (S2) ändert, und eine zweite EIN-Tastverhältnisdifferenzänderung, welche eine EIN-Tastverhältnis-Differenz zwischen dem EIN-Tastverhältnis (DT3) der dritten Halbleiterschaltung (S3) und dem EIN-Tastverhältnis (DT4) der vierten Halbleiterschalter (S4) ändert, und
eine Phasenverschiebesteuerung, welche eine oder beide einer ersten Phasendifferenzänderung, welche eine Phasendifferenz zwischen der Phase einer EIN-Periode der ersten Halbleiterschaltung (S1) und der Phase einer EIN-Periode der zweiten Halbleiterschaltung (S2) ändert, und einer zweiten Phasendifferenzänderung, welche eine Phasendifferenz zwischen der Phase der EIN-Periode der dritten Halbleiterschaltung (S3) und der Phase der EIN-Periode der vierten Halbleiterschaltung (S4) ändert, durchführt.

Description

  • HINTERGRUND
  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen DC/DC-Wandler. Der im japanischen Patentveröffentlichung Nr. 5457559 ( JP 5457559 B ) beschriebene DC/DC-Wandler ist vorbekannt. In der Technologie von JP 5457559 B , in dem die Schaltoperation von Schaltvorrichtungen gesteuert wird, werden der Akkumulierungsbetrag und der Emissionsbetrag von Energie an den (Drossel)Spule (Reaktor, Reaktanzspule) gesteuert, wird die Spannung von einer Niederspannungsseite zu einer Hochspannungsseite herauftransformiert und wird Leistung übertragen, oder wird Spannung von einer Hochspannungsseite zu einer Niederspannungsseite heruntertransformiert und wird Leistung übertragen. Der DC/DC-Wandler hat ein Subjekt, dass die Spule sich vergrößert und schwer wird. Um die Größe und das Gewicht der Spule zu reduzieren, ist es vorstellbar, die an die Spule angelegte Spannung zu reduzieren und den von der Spule benötigten Induktanzwert zu reduzieren. In der Technologie von JP 5457559 B sind die ersten bis vierten, in Reihe verbundenen Schaltvorrichtungen vorgesehen; und der Lade- und Entladekondensator, der zwischen dem Zwischenverbindungspunkt der ersten und der zweiten Schaltvorrichtung verbunden ist und der Zwischenverbindungspunkt der dritten und vierten Schaltvorrichtungen sind vorgesehen. Dann, indem der Lastfaktor der ersten Schaltvorrichtung und der Lastfaktor der zweiten Schaltvorrichtung in der entgegengesetzten Richtung wechselseitig geändert werden, wird es konfiguriert, die Spannung des Lade- und Entladekondensators auf die Zielspannung zu steuern. Durch Steuern der Spannung des Lade- und Entladekondensators auf die Zielspannung wird die an die Spule angelegte Spannung reduziert und werden Größe und Gewicht der Spule reduziert.
  • ZUSAMMENFASSUNG
  • Jedoch ist es in der Technologie von JP 5457559 B notwendig, die Änderungsrichtung des Lastfaktors abhängig von der Leistungsübertragungsrichtung zwischen Niederspannungsseite und Hochspannungsseite umzuschalten. Spezifisch, im Falle des Herauftransformierens von Niederspannungsseite zur Hochspannungsseite und Übertragung von Leistung, um die Spannung des Lade- und Entladekondensators zu vergrößern, ist es notwendig, die Lastfaktoren der ersten und dritten Schaltvorrichtungen mehr als die Lastfaktoren der zweiten und vierten Schaltvorrichtungen anzuheben, um so die Ladezeit des Lade- und Entladekondensators mehr als die Entladezeit zu vergrößern; andererseits, um die Spannung des Lade- und Entladekondensators zu reduzieren, ist es notwendig, die Lastfaktoren der ersten und dritten Schaltvorrichtungen weniger als die Lastfaktoren der zweiten und vierten Schaltvorrichtungen zu senken, um so die Entladezeit des Lade- und Entladekondensators mehr als die Ladezeit zu vergrößern.
  • Andererseits ist es im Falle des Heruntertransformierens von Hochspannungsseite zur Niederspannungsseite und Übertragen von Leistung, um die Spannung des Lade- und Entladekondensators zu erhöhen, notwendig, die Lastfaktoren der ersten und dritten Schaltvorrichtungen weniger abzusenken als die Lastfaktoren der zweiten und vierten Schaltvorrichtungen; Andererseits, um die Spannung des Lade- und Entladekondensators zu verkleinern, ist es notwendig, die Lastfaktoren der ersten und dritten Schaltvorrichtungen mehr zu vergrößern als die Lastfaktoren der zweiten und vierten Schaltvorrichtungen.
  • In der Technologie von JP 5457559 B ist sie konfiguriert, die Stromübertragungsrichtung zwischen Niederspannungsseite und Hochspannungsseite durch die durch die Spule fließende Stromrichtung zu bestimmen. Jedoch, wenn der Stromsensor zum Detektieren des Stroms der Spule einen Fehler aufweist, kann die durch die Spule fließende Stromrichtung bei niedrigem Strom nicht korrekt detektiert werden. Entsprechend war es in der Technologie von JP 5457559 B bei niedrigem Strom schwierig, die Stromübertragungsrichtung momentan mit ausreichender Genauigkeit zu bestimmen.
  • Daher wird bei der Technologie von JP 5457559 B bei niedrigem Strom die Stromübertragungsrichtung inkorrekt bestimmt und wird der Lastfaktor jeder Schaltvorrichtung in der falschen Richtung angehoben oder gesenkt; es bestand die Möglichkeit, dass die Spannung des Lade- und Entladekondensators von der Zielspannung abweicht. Folglich, da es eine Möglichkeit gibt, dass übermäßige Spannung an die ersten bis vierten Schaltvorrichtungen angelegt wird, ist es notwendig, die hohe Durchschlagspannungsvorrichtung für die ersten bis vierten Schaltvorrichtungen zu verwenden; als Ergebnis hat es ein Problem gegeben, dass Kosten und Volumen des DC/DC-Wandlers anstiegen.
  • Somit ist es wünschenswert, einen DC/DC-Wandler bereitzustellen, der nicht die Änderungsrichtung eines Steuerwerts abhängig von der Stromübertragungsrichtung zwischen Niederspannungsseite und Hochspannungsseite umschalten muss und die Spannung des Lade- und Entladekondensators steuern kann.
  • Ein DC/DC-Wandler gemäß der vorliegenden Erfindung beinhaltet: einen Niederspannungsseitenkondensator, der Niederseitenspannung hält; einen
    Hochspannungsseitenkondensator, der Hochseitenspannung hält, und dessen Negativelektrodenseitenanschluss mit einer Negativelektrodenseitenanschluss des Niederspannungsseiten-Kondensators verbunden wurde; eine erste Halbleiterschaltung, deren erstes Ende mit einem Negativelektrodenseitenanschluss des Niederspannungsseiten-Kondensators verbunden wurde; eine zweite Halbleiterschaltung, deren erstes Ende mit einem zweiten Ende der ersten Halbleiterschaltung verbunden wurde und deren zweites Ende mit einem Positivelektrodenseitenanschluss des Niederspannungsseiten-Kondensators über eine Spule verbunden wurde; eine dritte Halbleiterschaltung, deren erstes Ende mit dem zweiten Ende der zweiten Halbleiterschaltung verbunden wurde; eine vierte Halbleiterschaltung, deren erstes Ende mit einem zweiten Ende der dritten Halbleiterschaltung verbunden wurde, und deren zweites Ende mit einem Positivelektrodenseitenanschluss des Hochspannungsseitenkondensators verbunden wurde; einen Lade- und Entlade-Kondensator, dessen erstes Ende mit einem Zwischenverbindungspunkt zwischen der ersten Halbleiterschaltung und der zweiten Halbleiterschaltung verbunden wurde und dessen zweites Ende mit einem Zwischenverbindungspunkt zwischen der dritten Halbleiterschaltung und der vierten Halbleiterschaltung verbunden wurde; und eine Steuerung, welche jede der Halbleiterschaltungen steuert,
    wobei der DC/DC-Wandler in der Lage ist zum Betrieb eines oder beides von
    einen Herauftransformierbetrieb, der eine eingegebene Spannung des Niederspannungsseiten-Kondensators in eine herauftransformierte Spannung umwandelt und an den Hochspannungsseitenkondensator durch eine Ein-/Ausschaltfunktion des Schaltelements der ersten und zweiten Halbleiterschaltungen ausgibt, indem er eine Funktion eines Schaltelements in sowohl der ersten als auch der zweiten Halbleiterschaltung aufweist und auch eine Funktion eines Diodenelements in sowohl den dritten als auch vierten Halbleiterschaltungen aufweist, und
    einen Heruntertransformierbetrieb, welcher eine eingegebene Spannung des Hochspannungsseitenkondensators in eine heruntertransformierte Spannung umwandelt und an den Niederspannungsseiten-Kondensator durch eine Ein-/Ausschaltfunktion des Schaltelements der dritten und vierten Halbleiterschaltungen ausgibt, durch Aufweisen einer Funktion eines Schaltelementes in jeder der dritten und vierten Halbleiterschaltungen und durch Aufweisen einer Funktion eines Diodenelements in jeder der ersten und zweiten Halbleiterschaltungen,
    wobei die Steuerung ein EIN-Tastverhältnis und eine Phase einer EIN-Periode in jeder der Halbleiterschaltungen von einer oder beider der ersten und zweiten Halbleiterschaltungen steuert, welche die EIN/AUS-Schaltfunktion aufweisen, und der dritten und vierten Halbleiterschaltungen, welche die EIN/AUS-Schaltfunktion aufweisen, und
    wobei die Steuerung eine Spannung des Lade- und Entladekondensators steuert, durch Durchführen
    einer Δduty-Steuerung, welche ein oder beide einer ersten EIN-Tastverhältnis-Differenzänderung, welche eine EIN-Tastverhältnis-Differenz zwischen dem EIN-Tastverhältnis der ersten Halbleiterschaltung und dem EIN-Tastverhältnis der zweiten Halbleiterspeicher ändert, und eine zweite EIN-Tastverhältnisdifferenzänderung, welche eine EIN-Tastverhältnis-Differenz zwischen dem EIN-Tastverhältnis der dritten Halbleiterschaltung und dem EIN-Tastverhältnis der vierten Halbleiterschalter ändert, und
    eine Phasenverschiebesteuerung, welche eine oder beide einer ersten Phasendifferenzänderung, welche eine Phasendifferenz zwischen der Phase einer EIN-Periode der ersten Halbleiterschaltung und der Phase einer EIN-Periode der zweiten Halbleiterschaltung ändert, und einer zweiten Phasendifferenzänderung, welche eine Phasendifferenz zwischen der Phase der EIN-Periode der dritten Halbleiterschaltung und der Phase der EIN-Periode der vierten Halbleiterschaltung ändert, durchführt.
  • Gemäß dem DC/DC-Wandler der vorliegenden Erfindung wird die Spannung des Lade- und Entladekondensators durch Ausführung der Phasenverschiebungssteuerung gesteuert, welches die Phasendifferenz der EIN-Periode jeder Halbleiterschaltung ändert. Bei der Phasenverschiebungssteuerung ist es möglich, die Spannung des Lade- und Entladekondensators ohne Notwendigkeit zum Schalten der Änderungsrichtung der Phasendifferenz abhängig von der Stromübertragungsrichtung zwischen der Niederspannungsseite und Hochspannungsseite zu steuern. Entsprechend, selbst bei niedrigem Strom mit niedriger Stromübertragungsmenge kann die Spannung des Lade- und Entladekondensator mit ausreichender Genauigkeit gesteuert werden. Die Spannung des Lade- und Entladekondensators wird durch Ausführen der Δduty-Steuerung gesteuert, welche die EIN-Tastverhältnisdifferenz jeder Halbleiterschaltung ändert. Entsprechend, durch angemessenes Kombinieren der Phasenverschiebungssteuerung und der Δduty-Steuerung, kann die Kontrollierbarkeit der Spannung des Lade- und Entladekondensators verbessert werden. Daher kann die Durchschlagspannungs-Leistungsfähigkeit der Schaltvorrichtungen reduziert werden und können Kosten und Größe des DC/DC-Wandlers reduziert werden.
  • Figurenliste
    • 1 ist ein Konfigurationsdiagramm eines DC/DC-Wandlers gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung;
    • 2 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Konfiguration einer Steuerung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung zeigt;
    • 3 ist eine Erläuterungszeichnung, die einen Betriebsmodus 1 eines DC/DC-Wandlers gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung zeigt;
    • 4 ist eine Erläuterungszeichnung, die einen Betriebsmodus 2 eines DC/DC-Wandlers gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung zeigt;
    • 5 ist eine Erläuterungszeichnung, die einen Betriebsmodus 3 eines DC/DC-Wandlers gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung zeigt;
    • 6 ist eine Erläuterungszeichnung, die einen Betriebsmodus 4 eines DC/DC-Wandlers gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung zeigt;
    • 7 ist eine Erläuterungszeichnung eines DC/DC-Wandlers in dem Fall, bei dem ein Herauftransformationsverhältnis kleiner als das Doppelte gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung ist;
    • 8 ist eine Erläuterungszeichnung eines DC/DC-Wandlers in dem Fall, bei dem ein Herauftransformationsverhältnis größer oder gleich dem Zweifachen ist, gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung;
    • 9 ist eine Erläuterungszeichnung eines DC/DC-Wandlers in dem Fall, bei dem ein Heruntertransformationsverhältnis kleiner als das Zweifache ist, gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung;
    • 10 ist eine Erläuterungszeichnung eines DC/DC-Wandlers in dem Fall, bei dem ein Heruntertransformationsverhältnis größer gleich dem Zweifachen gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung ist;
    • 11 ist eine diesbezügliche Figur, die einen Prozess einer stromlimitierenden Einheit gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung zeigt;
    • 12 ist eine Erläuterungszeichnung, die eine Ausführungsregion einer zweiten Recheneinheit und einer dritten Recheneinheit zeigt, und einen begrenzenden Wert eines Begrenzers gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung;
    • 13 ist ein Schaltungsdiagramm, welches eine Konfiguration einer Steuerung gemäß Ausführungsform 2 der vorliegenden Erfindung zeigt;
    • 14 ist eine Erläuterungszeichnung, die eine Ausführungsregion einer zweiten Recheneinheit und einer dritten Recheneinheit zeigt, und einen Begrenzungswert eines Begrenzers gemäß Ausführungsform 2 der vorliegenden Erfindung;
    • 15 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Konfiguration einer Steuerung gemäß Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung zeigt;
    • 16 ist eine Figur, welche die Einstellung eines Verteilungsverhältnisses gemäß Spulenstrom gemäß Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung erläutert;
    • 17 ist eine Figur, welche die Einstellung eines Verteilungsverhältnisses gemäß Spulenstrom gemäß Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung erläutert;
    • 18 ist eine Figur, welche ein Verteilungsverhältnis gemäß Spulenstrom gemäß Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung erläutert;
    • 19 ist ein Flussdiagramm, das eine Verarbeitung einer Verteilungs-Recheneinheit gemäß Ausführungsform 4 der vorliegenden Erfindung zeigt; und
    • 20 ist ein Blockdiagramm einer Steuerung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung.
  • DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSFORMEN
  • Ausführungsform 1
  • Ein DC/DC-Wandler 1 gemäß Ausführungsform 1 wird unter Bezugnahme auf Zeichnungen erläutert. 1 ist ein Konfigurationsdiagramm, welches eine Konfiguration des DC/DC-Wandlers 1 zeigt; 2 ist eine Schaltungsdiagramm (ein Blockdiagramm), welches eine Konfiguration einer Steuerung 109 von 1 zeigt; 3 bis 6 sind Erläuterungszeichnungen, die Betriebsmodi des DC/DC-Wandlers 1 von 1 zeigt. 7 bis 10 sind Erläuterungszeichnungen vom Betrieb des DC/DC-Wandlers 1 von 1. 11 ist eine Erläuterungszeichnung des Betriebs einer Strombegrenzungseinheit 25a der Steuerung 109 von 2. 12 ist eine Erläuterungszeichnung eines Betriebsbereichs der Steuerung 109 von 2 und des Betriebs eines Begrenzers.
  • Schematische Konfiguration des DC/DC-Wandlers 1
  • Wie in 1 gezeigt, ist der DC/DC-Wandler 1 mit vier Anschlüssen 1a, 1b, 1c, 1d als einer Anschlussgruppe versehen. Der DC/DC-Wandler 1 stuft eine Eingangsspannung V1 als eine Niederseitenspannung eines zwischen einem Eingangsseiten-Positiv-Elektrodenanschluss 1a (VL) und einem Eingangsseiten-Negativ-Elektrodenanschlusses 1b (Vcom) eingegebenen Gleichstroms zu einer größeren Spannung als oder gleich der Eingangsspannung V1 herauf und gibt eine Ausgangsspannung V2 als eine Hochseitenspannung nach Herauftransformieren an einen Teil zwischen einem Ausgangsseiten-Positiv-Elektrodenanschluss 1c (VH) und einem Ausgangsseiten-Negativ-Elektrodenanschluss 1d aus. In der vorliegenden Ausführungsform ist eine Batterie 2 zwischen dem Eingangsseiten-Positiv-Elektrodenanschluss 1a und dem Eingangsseiten-Negativ-Elektrodenanschluss 1b verbunden und ein Elektromotor 3 ist zwischen dem Ausgangsseiten-Positiv-Elektrodenanschluss 1c und dem Ausgangsseiten-Negativ-Elektrodenanschluss 1d verbunden. Der Eingangsseiten-Negativ-Elektrodenanschluss 1b und der Ausgangsseiten-Negativ-Elektrodenanschluss 1d sind miteinander durch einen Draht verbunden.
  • Der DC/DC-Wandler 1 ist mit einem Eingangsseiten-Glättungskondensator 11 als einem Niederspannungsseiten-Kondensator, einem Reaktor, einem Gleichstromwandler 101 als einer Reihenschaltung von Halbleiterschaltungen, einem ersten Spannungssensor 103, einem zweiten Spannungssensor 104, einem Stromsensor 105 als einer Spulenstromdetektionseinheit, einem Ausgangsseiten-Glättungskondensator 108 als einem Hochspannungsseiten-Kondensator und einer Steuerung 109 versehen.
  • Ein erster Anschluss des Eingangsseiten-Glättungskondensators 11 ist mit dem Eingangsseiten-Positiv-Elektrodenanschluss 1a verbunden und ein zweiter Anschluss ist mit dem Eingangsseiten-Negativ-Elektrodenanschluss 1b verbunden; der Eingangsseiten-Glättungskondensator 11 glättet und hält die Eingangsspannung V1. Ein erster Anschluss des Ausgangsseiten-Glättungskondensators 108 ist mit dem Ausgangsseiten-Positiv-Elektrodenanschluss 1c verbunden und ein zweiter Anschluss ist mit dem Ausgangsseiten-Negativ-Elektrodenanschluss 1d verbunden; der Ausgangsseiten-Glättungskondensator 108 glättet und hält die Ausgangsspannung V2. Ein erstes Ende der Spule 12 ist mit dem Positivseiten-Elektrodenanschluss des Eingangsseiten-Glättungskondensators 11 und dem Eingangsseiten-Positiv-Elektrodenanschluss 1a verbunden und ein zweites Ende ist mit dem DC-Spannungswandler 101 verbunden; die Spule 12 wird zur Energiespeicherung verwendet.
  • Der DC-Spannungswandler 101 ist mit ersten bis vierten Halbleiterschaltungen versehen, die in Serie geschaltet sind, und einem Lade- und Entlade-Kondensator 101a. Der DC-Spannungswandler 101 ist zum Herauftransformationsbetrieb in der Lage, welcher die Eingangsspannung V1 zur Ausgangsspannung V2 herauftransformiert und einem Heruntertransformationsbetrieb, der die Ausgangsspannung V2 zur Eingangsspannung V1 heruntertransformiert. In der vorliegenden Ausführungsform ist als eine erste Halbleiterschaltung eine erste Schaltvorrichtung S1 und eine erste Diode D1, die invers parallel mit der ersten Schaltvorrichtung S1 verbunden sind, vorgesehen; als eine zweite Halbleiterschaltung sind eine zweite Schaltvorrichtung S2 und eine zweite Diode D2, die invers parallel mit der zweiten Schaltvorrichtung S2 verbunden ist, vorgesehen; als eine dritte Halbleiterschaltung sind eine dritte Schaltvorrichtung S3 und eine dritte Diode D3, die invers parallel mit der dritten Schaltvorrichtung S3 verbunden ist, vorgesehen und als eine vierte Halbleiterschaltung sind eine vierte Schaltvorrichtung S4 und eine vierte Diode D4, die invers parallel mit der vierten Schaltvorrichtung S4 verbunden ist, vorgesehen. Auf diese Weise weisen alle der ersten bis vierten Halbleiterschaltungen eine Schaltfunktion und eine Funktion eines Diodenelements auf. Für jede Schaltvorrichtung S1 bis S4 wird beispielsweise ein IGBT (Isolierter Gate-Bipolar-Transistor) verwendet; wenn jedes Gattersignal G1 bis G4, das in jeder Schaltvorrichtung eingegeben ist, hoch ist, wird jede Schaltvorrichtung S1 bis S4 eingeschaltet (geschlossener Schaltungszustand) und wenn jedes Gattersignal G1 bis G4 niedrig ist, wird jede Schaltvorrichtung S1 bis S4 ausgeschaltet (offener Schaltungszustand).
  • Die vierte Schaltvorrichtung S4, die dritte Schaltvorrichtung S3, die zweite Schaltvorrichtung S2 und die erste Schaltvorrichtung S1 sind seriell in dieser Reihenfolge ab der Positivelektrodenseite bis zur Negativelektrodenseite seriell verbunden. Ein Emitteranschluss der ersten Schaltvorrichtung S1 ist mit dem Negativelektrodenanschluss des Eingangsseiten-Glättungskondensators 11 und dem Eingangsseiten-Negativ-Elektrodenanschluss 1b verbunden. Ein Kollektoranschluss der vierten Schaltvorrichtung S4 ist mit dem Positiv-Elektrodenanschluss des Ausgangsseiten-Glättungskondensators 108 und dem Ausgangsseiten-Positiv-Elektrodenanschluss 1c verbunden. Ein Verbindungspunkt eines Kollektoranschlusses der zweiten Schaltvorrichtung S2 und eines Emitteranschlusses der dritten Schaltvorrichtung S3 ist mit dem Positiv-Elektrodenanschluss des Eingangsseiten-Glättungskondensators 11 und dem Eingangsseiten-Positiv-Elektrodenanschluss 1a über die Spule 12 verbunden. Ein erster Anschluss des Lade- und Entladekondensators 101a ist mit einem Verbindungspunkt eines Kollektoranschlusses der ersten Schaltvorrichtung S1 und eines Emitteranschlusses der zweiten Schaltvorrichtung S2 verbunden; ein zweiter Anschluss ist mit einem Verbindungspunkt eines Kollektoranschlusses der dritten Schaltvorrichtung S3 und einem Emitteranschluss der vierten Schaltvorrichtung S4 verbunden.
  • Ein erster Spannungssensor 103 reflektiert eine Spannung zwischen Anschlüssen des Ausgangsseiten-Glättungskondensators 108 (der Ausgangsspannung V2 auf der Hochseitenspannung). Ein zweiter Spannungssensor 104 detektiert eine Spannung des Lade- und Entlade-Kondensators 101a (eine Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0). Ein Stromsensor 105 detektiert einen Spulenstrom IL, welcher durch die Spule 12 fließt.
  • Konfiguration der Steuerung 109
  • Die Steuerung 109 erzeugt die Gattersignale G1 bis G4, welche eine Ein/Aus-Steuerung (Umschaltoperation) jeder der vier Schaltvorrichtungen S1 bis S4 durch PWM (Pulsweitenmodulation) -Steuerung durchführt, und steuert ein EIN-Tastverhältnis und eine Phase einer EIN-Periode jeder der vier Schaltvorrichtungen S1 bis S4. Das EIN-Tastverhältnis ist ein Verhältnis der EIN-Periode zu einer Schaltperiode TSW (= EIN-Periode/Schaltperiode TSW).
  • Die Steuerung 109 ist mit Verarbeitungsschaltungen versehen, die die Ein/Aus-Steuerung jeder Schaltvorrichtung S1 bis S4 durchführen. Die Verarbeitungsschaltungen der Steuerung 109 können durch analoge Elektronikschaltungen, wie etwa einen Komparator, einen elektronischen Verstärker und eine Differential-Verstärkungsschaltung konfiguriert sein; können durch digitale elektronische Schaltungen, wie etwa eine Rechenverarbeitungseinheit 90, eine Speichervorrichtung 91 und Eingabe/Ausgabe-Schaltungen 92, 93 aufgebaut sein; und können konfiguriert sein durch sowohl analoge elektronische Schaltungen als auch digitale elektronische Schaltungen.
  • Wie in 20 gezeigt, kann die Steuerung 109 mit einer CPU (Zentraleinheit), DSP (Digital-Signalprozessor), ASIC (Applikations-spezifische integrierte Schaltung), FPGA (feldprogrammierbares Gate-Array), verschiedenen Arten von Logikschaltungen, verschiedene Arten von Signalverarbeitungsschaltungen und dergleichen als die Rechenverarbeitungseinheit 90 versehen sein. Als die Rechenverarbeitungseinheit 90 können als eine Mehrzahl von Gleichtypigen oder unterschiedlich-Typigen bereitgestellt werdenden und jede Verarbeitung kann geteilt und ausgeführt werden. Als Speichervorrichtung 91 werden RAM (Wahlfreizugriffsspeicher), ROM (Nurlesespeicher) und dergleichen verwendet. Die Eingabe/Ausgabe-Schaltungen sind mit einer Eingabeschaltung 92, wie etwa einem A/D-Wandler versehen, der Ausgangssignale verschiedener Arten von Sensoren eingibt, oder Schaltern, wie etwa Stromsensor und Spannungssensor, in die Rechenverarbeitungseinheit 90, und eine Ausgangsschaltung 93, wie etwa eine Antriebsschaltung, die Sensorsignale an den elektrischen Lasten ausgibt, wie etwa Schaltvorrichtungen, aus der Rechenverarbeitungseinheit 90. Die Rechenverarbeitungseinheit 90, wie etwa eine CPU, führt jede Verarbeitung durch Ablaufenlassen von Software-Elementen (Programm), die in der Speichervorrichtung 91, wie etwa einen ROM, gespeichert sind, und Kollaboration mit anderen Hardware-Vorrichtungen in der Steuerung 109, wie etwa der Speichervorrichtung 91, den Eingabe/Ausgabe-Schaltungen 92, 93 durch.
  • Die Steuerung 109 steuert eine Spannung V0 des Lade- und Entladekondensators durch Durchführen einer Δduty-Steuerung und einer Phasenverschiebungssteuerung. Die Δduty-Steuerung ist eine Steuerung, die eine oder beide (in diesem Beispiel beide) einer ersten EIN-Tastverhältnis-Differenzänderung, die EIN-Tastverhältnis-Differenz zwischen einem EIN-Tastverhältnis DT1 der ersten Schaltvorrichtung S1 und EIN-Tastverhältnis DT2 der zweiten Schaltvorrichtungen S2 ändert, und einer zweiten EIN-Tastverhältnis-Differenzänderung, die eine EIN-Tastverhältnis-Differenz zwischen einem EIN-Tastverhältnis DT3 der dritten Schaltvorrichtung S3 und einem EIN-Tastverhältnis DT4 der vierten Schaltvorrichtung S4 ändert, durchführt. Die Phasenverschiebungssteuerung ist eine Steuerung, welche eine oder beide (in diesem Fallbeispiel beide) einer ersten Phasendifferenzänderung, welche eine Phasendifferenz zwischen einer Phase einer EIN-Periode der ersten Schaltvorrichtung S1 und einer Phase einer EIN-Periode der zweiten Schaltvorrichtung S2 ändert, und einer zweiten Phasendifferenzänderung, die eine Phasendifferenz zwischen einer Phase einer EIN-Periode der dritten Schaltvorrichtung S3 und einer Phase der EIN-Periode der vierten Schaltvorrichtung S4 ändert.
  • In der vorliegenden Ausführungsform ändert in der Δduty-Steuerung die Steuerung 109 die EIN-Tastverhältnisdifferenz so, dass ein Detektionswert der Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 sich einem Lade- und Entlade-Kondensatorspannungs-Zielwert V0ref nähert. Bei der Phasenverschiebungssteuerung ändert die Steuerung 109 die Phasendifferenz so, dass der Detektionswert der Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 sich dem Lade- und Entlade-Kondensatorspannungs-Zielwert V0ref annähert.
  • Die Steuerung 109 steuert die Ausgangsspannung V2 durch Durchführen einer Basislaststeuerung. Die Basislaststeuerung ist eine Steuerung, die sowohl eine erste EIN-Tastverhältnis-Änderung als auch eine zweite EIN-Tastverhältnis-Änderung so durchführt, dass ein Detektionswert der Ausgangsspannung V2 sich einem Ausgangsspannungs-Zielwert V2ref nähert. Die erste EIN-Tastverhältnis-Änderung ändert ein Basis-EIN-Tastverhältnis, welches ein Durchschnittswert zwischen dem EIN-Tastverhältnis DT1 der ersten Schaltvorrichtung S1 und dem EIN-Tastverhältnis DT2 der zweiten Schaltvorrichtung S2 und das EIN-Tastverhältnis DT2 der zweiten Schaltvorrichtung S2 ändert, in dem Zustand derselben EIN-Tastverhältnis-Differenz und derselben Phasendifferenz. Die zweite EIN-Tastverhältnis-Änderung ändert ein Basis-EIN-Tastverhältnis, das ein Durchschnittswert zwischen dem EIN-Tastverhältnis DT3 der dritten Schaltvorrichtung S3 und dem EIN-Tastverhältnis DT4 der vierten Schaltvorrichtung S4 ist, in dem Zustand derselben EIN-Tastverhältnis-Differenz und derselben Phasendifferenz.
  • 2 ist ein Schaltungsdiagramm (ein Blockdiagramm), das eine detaillierte Konfiguration der Steuerung 109 gemäß der vorliegenden Ausführungsform zeigt. In der vorliegenden Ausführungsform ist die Steuerung 109 mit einer ersten Recheneinheit 24, einer zweiten Recheneinheit 25, einer dritten Recheneinheit 26 und einer Schaltsteuereinheit 30 versehen, um die Basislaststeuerung, die Δduty-Steuerung und die Phasenverschiebungssteuerung durchzuführen.
  • <Erste Recheneinheit 24>
  • Die erste Recheneinheit 24 berechnet einen ersten Rechenwert Rechenwert Duty, der das Basis-EIN-Tastverhältnis ändert. In der vorliegenden Ausführungsform berechnet die erste Recheneinheit 24 den ersten Rechenwert Duty, basierend auf einer Differenzspannung V2err (nachfolgend als eine Ausgabe-Differenzspannung V2err bezeichnet), zwischen dem Ausgangsspannungs-Zielwert V2ref als einem Befehlswert der Hochseitenspannung und dem Detektionswert der Ausgabespannung V2 als der Hochseitenspannung.
  • In der vorliegenden Ausführungsform wird die erste Recheneinheit 24 versehen mit einem Subtraktor 21, der die Ausgabe-Differenzspannung V2err durch Subtrahieren des Detektionswerts der Ausgangsspannung V2 vom Ausgangsspannungs-Sollwert V2ref berechnet, und einer ersten Steuerung 24a, welche den ersten Rechenwert Duty basierend auf der Ausgabe-Differenzspannung V2err berechnet.
  • Die erste Steuerung 24a berechnet den ersten Rechenwert Duty durch Durchführen einer Rückkopplungssteuerung, wie etwa P-Steuerung, PI-Steuerung und PID-Steuerung, an der Ausgabe-Differenzspannung V2err. Die erste Steuerung 24a berechnet den ersten Rechenwert Duty innerhalb eines Bereichs von 0 bis 1. Entsprechend ändert die erste Steuerung 24a den ersten Rechenwert Duty so, dass der Detektionswert der Ausgangsspannung V2 sich dem Ausgangsspannungs-Sollwert V2ref annähert.
  • <Zweite Recheneinheit 25>
  • Die zweite Recheneinheit 25 berechnet einen zweiten Rechenwert Δduty, der die EIN-Tastverhältnisdifferenz bei der Δduty-Steuerung ändert, basierend auf einer Differenzspannung V0err (nachfolgend als eine Lade- und Entlade-Differenzspannung V0err bezeichnet) zwischen einem Lade- und Entlade-Kondensatorspannungs-Zielwert V0ref als einem Spannungsbefehlswert des Lade- und Entlade-Kondensators, und der Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0.
  • In der vorliegenden Ausführungsform ist die zweite Recheneinheit 25 mit einem Subtraktor 23 versehen, der die Lade- und Entlade-Kondensator-Differenzspannung V0err durch Subtrahieren der Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 von dem Lade- und Entlade-Kondensatorspannungs-Zielwert V0ref subtrahiert und einer zweiten Steuerung 25c, welche den zweiten Rechenwert Δduty basierend auf der Lade- und Entlade-Kondensator-Differenzspannung V0err berechnet. Die zweite Steuerung 25c berechnet den zweiten Rechenwert Δduty durch Durchführen einer Rückkopplungssteuerung, wie etwa einer P-Steuerung, einer PI-Steuerung und einer PID-Steuerung an der Lade- und Entlade-Kondensator-Differenzspannung V0err. Entsprechend ändert die zweite Steuerung 25c den zweiten Rechenwert Δduty so, dass die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 sich dem Lade- und Entlade-Kondensatorspannungs-Zielwert V0ref nähert. Die EIN-Tastverhältnis-Differenz wird 0 in einer Basis-EIN-Tastverhältnis-Differenz, ab der der zweite Rechenwert Δduty 0 wird.
  • Die zweite Recheneinheit 25 ist mit einem Multiplizierer 22 versehen, der den Lade- und Entlade-Kondensatorspannungs-Zielwert V0ref basierend auf dem Detektionswert der Ausgangsspannung V2 berechnet. In der vorliegenden Ausführungsform, um den Brummstrom der Spule 12 zu minieren, stellt der Multiplizierer 22 einen Wert, der durch Multiplizieren von 0,5 mit dem Detektionswert der Ausgangsspannung V2 ermittelt wird, als den Lade- und Entlade-Kondensatorspannungs-Zielwert V0ref ein.
  • In der vorliegenden Ausführungsform ändert die zweite Recheneinheit 25 den zweiten Rechenwert Δduty in Übereinstimmung mit einem Spulenstrom IL, welcher durch den Stromsensor 105 detektiert wird. Dafür wird die zweite Recheneinheit 25 mit einer Strombegrenzungseinheit 25a und einer Differenzspannungs-Korrektureinheit 25b versehen. Wie im Detail später beschrieben, berechnet die Strombegrenzungseinheit 25a einen Wert, welcher durch Durchführen einer Begrenzungsverarbeitung an dem Spulenstrom IL erhalten wird, als einen Spulenstrom IL* nach Begrenzung. Dann gibt die Differenzspannungs-Korrektureinheit 25b einen Wert, der durch Korrigieren der Lade- und Entlade-Kondensator-Differenzspannung V0err ermittelt wird, basierend auf dem Spulenstrom IL* nach Begrenzung als eine Differenzspannung V0err* nach Stromkorrektur aus. Dann berechnet die zweite Steuerung 25c den zweiten Rechenwert Δduty, basierend auf der Differenzspannung V0err* nach Stromkorrektur.
  • <Dritte Recheneinheit 26>
  • Die dritte Recheneinheit 26 berechnet einen dritten Rechenwert θ, welcher die Phasendifferenz bei der Phasenverschiebungssteuerung ändert, basierend auf der Lade- und Entlade-Kondensator-Differenzspannung V0err zwischen dem Lade- und Entlade-Kondensatorspannungs-Zielwert V0ref und der Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0.
  • In der vorliegenden Ausführungsform ist die dritte Recheneinheit 26 mit einer dritten Steuerung 26a versehen, welche den dritten Rechenwert θ basierend auf der Lade- und Entlade-Kondensator-Differenzspannung V0err berechnet. Die dritte Steuerung 26a berechnet den dritten Rechenwert θ durch Durchführen einer Rückkopplungssteuerung, wie etwa einer P-Steuerung, einer PI-Steuerung und einer PID-Steuerung, an der Lade- und Entlade-Kondensator-Differenzspannung V0err. Entsprechend ändert die dritte Steuerung 26a den dritten Rechenwert θ, so dass die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 sich dem Lade- und Entlade-Kondensatorspannungs-Zielwert V0ref annähert. Die Phasendifferenz wird 180° in einer Basis-Phasendifferenz, aus welcher der dritte Rechenwert θ 0 wird.
  • In der vorliegenden Ausführungsform berechnet die dritte Recheneinheit 26 einen Wert, welcher durch Durchführen einer Verarbeitung ermittelt wird, welche ein positives und negatives Vorzeichen abwechselnd bei halber Periode einer Schaltperiode TSW, die unten beschrieben ist, am dritten Rechenwert θ umkehrt, als den endgültigen dritten Rechteckwert ± θ. Dafür ist die dritte Recheneinheit 26 mit einem Rechteckwellengenerator 26c versehen, der eine Rechteckwelle erzeugt, die zwischen +1 und -1 bei Schaltperiode TSW oszilliert, und einem Rechteckwellen-Multiplizierer 26b, der den endgültigen dritten Rechenwert ±θ durch Multiplizieren der Rechteckwelle von ±1 zum dritten Rechenwert θ berechnet. Wie in 7 und dergleichen gezeigt, erzeugt der Rechteckwellengenerator 26c die Rechteckwelle, die synchronisierend mit einer ersten Dreieckwelle und einer zweiten Dreieckwelle oszilliert. Spezifisch gibt der Rechteckwellengenerator 26c +1 während einer Halbperiode aus, wenn die erste Dreieckwelle abnimmt und die zweite Dreieckwelle ansteigt, und gibt -1 während einer Halbperiode aus, wenn die erste Dreieckwelle ansteigt und die zweite Dreieckwelle sinkt.
  • Wie in 7 und dergleichen gezeigt, da die erste Dreieckwelle sinkt, während der dritte Rechenwert θ ein Wert von Plus ist und der dritte Rechenwert +θ wird, verschiebt sich das erste Gattersignal G1 zur Phasenverzögerungsseite; da die erste Dreieckwelle ansteigt, während der dritte Rechenwert -θ ist, verschiebt sich das erste Gattersignal G1 zur Phasenverzögerungsseite. Entsprechend, in dem Fall, bei dem der dritte Rechenwert θ ein Wert von Plus ist, verschiebt sich das erste Gattersignal G1 zur Phasenverzögerungsseite um eine Zeit proportional zu einer Größe des dritten Rechenwerts θ. Andererseits, da die dritte Rechteckwelle ansteigt, während der dritte Rechenwert θ ein Wert von Plus ist und der dritte Rechenwert +θ wird, verschiebt sich das zweite Gattersignal G2 zur Phasenvorstellseite; da die zweite Dreieckwelle sinkt, während der dritte Rechenwert -θ wird, verschiebt sich das zweite Gattersignal G2 zur Phasenvorrückseite. Entsprechend verschiebt sich in dem Fall, in dem der dritte Rechenwert θ ein Wert von Plus ist, das zweite Gattersignal G2 zur Phasenvorrückseite um eine Zeit proportional zu einer Größe des dritten Rechenwerts θ. Daher verschiebt sich proportional zum dritten Rechenwert θ die Phase der EIN-Periode der ersten Schaltvorrichtung S1 in der Verzögerungsrichtung und verschiebt sich die Phase der EIN-Periode der zweiten Schaltvorrichtung S2 in Vorstellrichtung. In derselben Weise, proportional zum dritten Rechenwert θ, verschiebt sich die Phase der EIN-Periode der vierten Schaltvorrichtung S4 in der Verzögerungsrichtung und verschiebt sich die Phase der EIN-Periode der dritten Schaltvorrichtung S3 in der Vorstellrichtung. In dem Fall, bei dem der dritte Rechenwert θ ein Fall von Minus ist, werden die Vorstellrichtung und die Verzögerungsrichtung umgekehrt.
  • <Schaltsteuereinheit 30>
  • Die Schaltsteuereinheit 30 steuert das EIN-Tastverhältnis und die Phase der EIN-Periode jeder der Schaltvorrichtungen S1 bis S4, basierend auf dem ersten Rechenwert Duty, dem zweiten Rechenwert Δduty und dem dritten Rechenwert ±θ.
  • In der vorliegenden Ausführungsform berechnet die Schaltsteuereinheit 30 einen ersten Steuerwert SD1, der den zweiten Rechenwert Δduty und den dritten Rechenwert ±θ zum ersten Rechenwert Duty addierte, und berechnet einen zweiten Steuerwert SD2, der den zweiten Rechenwert Δduty vom ersten Rechenwert Duty subtrahierte und den dritten Rechenwert ±θ zum ersten Rechenwert Duty addierte. Der erste Steuerwert SD1 vor Addition des dritten Rechenwerts ±θ ist proportional zum EIN-Tastverhältnis der ersten Schaltvorrichtung S1 und dem AUS-Tastverhältnis der vierten Schaltvorrichtung S4; der zweite Steuerwert SD2 vor Addition des dritten Rechenwerts ±θ ist proportional zum EIN-Tastverhältnis der zweiten Schaltvorrichtung S2 und dem AUS-Tastverhältnis der dritten Schaltvorrichtung S3.
  • Die Schaltsteuereinheit 30 ist mit einem Duty-Korrekturblock 28 und einem Phasenverschiebungs-Korrekturblock 29 versehen. Der Duty-Korrekturblock 28 ist versehen mit einem Addierer 28a, der den zweiten Rechenwert Δduty zum ersten Rechenwert Duty zur Berechnung des ersten Steuerwerts SD1 addiert, und einem Subtraktor 28b, der den zweiten Rechenwert Δduty vom ersten Rechenwert Duty zur Berechnung des zweiten Steuerwerts SD2 subtrahiert. Der Phasenverschiebungs-Korrekturblock 29 ist mit einem Addierer 29a versehen, der den ersten Steuerwert SD1 durch Addieren des dritten Rechenwerts ±θ zu einer Ausgabe des Addierers 28 berechnet und einen Addierer 29b, der den zweiten Steuerwert SD2 durch Addieren des dritten Rechenwerts ±θ zu einer Ausgabe des Subtraktors 28b berechnet.
  • Die Schaltsteuereinheit 30 berechnet die erste Dreieckwelle, welche zwischen einem Minimalwert (in diesem Fall 0) und einem Maximalwert (in diesem Fall 1) mit der Schaltperiode Tsw oszilliert, und die zweite Dreieckwelle, deren Phase 180° zur ersten Dreieckwelle invertiert ist. Da die Phase der ersten Dreieckwelle und die Phase der zweiten Dreieckwelle 180° invertiert sind, kann der Brummstrom der Spule 12 minimiert werden. Die Phase der EIN-Periode jeder Schaltvorrichtung kann zur entgegengesetzten Richtung umgeschaltet werden, durch einfaches Prozessieren, welches die Rechteckwelle, die ±1 oszilliert, mit dem dritten Rechenwert θ multipliziert.
  • Dann steuert die Schaltsteuereinheit 30 eine Schaltoperation einer oder beider (in diesem Fall beider) der ersten Schaltvorrichtung S1 und der vierten Schaltvorrichtung S4, basierend auf dem Vergleichsergebnis zwischen dem ersten Steuerwert SD1 und der erstem Dreieckwelle und steuert eine Schaltoperation einer oder beider (in diesem Beispiel beider) der zweiten Schaltvorrichtung S2 und der dritten Schaltvorrichtung S3, basierend auf dem Vergleichsergebnis zwischen dem zweiten Steuerwert SD2 und der zweiten Dreieckwelle.
  • Dafür ist die Schaltsteuereinheit 30 mit einem ersten Dreieckwellengenerator 30e versehen, der die erste Dreieckwelle erzeugt, und einem zweiten Dreieckwellengenerator 30f, welcher die zweite Dreieckwelle erzeugt. Die Schaltsteuereinheit 30 ist mit einem ersten Komparator 30a versehen, der den ersten Steuerwert SD1 mit der ersten Dreieckwelle vergleicht, um das erste Gattersignal G1 zu erzeugen, und einem zweiten Komparator 30c, der den zweiten Steuerwert SD2 mit der zweiten Dreieckwelle vergleicht, um das zweite Gattersignal G2 zu erzeugen. Der erste Komparator 30a stellt das erste Gattersignal G1 in dem Fall auf Niedrig ein, bei dem die erste Dreieckwelle größer als der erste Steuerwert SD1 ist und stellt das erste Gattersignal G1 auf Hoch in dem Fall ein, bei dem die erste Dreieckwelle kleiner als der ersten Steuerwert SD1 ist. Ähnlich stellt der zweite Komparator 30c das zweite Gattersignal G2 in dem Fall auf Niedrig ein, bei dem die zweite Dreieckwelle größer als der zweite Steuerwert SD2 ist und stellt das zweite Gattersignal G2 auf Hoch in dem Fall ein, bei dem die zweite Dreieckwelle kleiner als der zweite Steuerwert SD2 ist.
  • Die Schaltsteuereinheit 30 ist mit einer ersten invertierenden Schaltung 30b versehen, welche das vierte Gattersignal G4 erzeugt, welches Hoch und Niedrig des ersten Gattersignals G1 invertiert, und einer zweiten invertierenden Schaltung 30d, welche das dritte Gattersignal G3 erzeugt, welches Hoch und Niedrig des zweiten Gattersignals G2 invertiert. Das erste Gattersignal G1 führt die Schaltoperation der ersten Schaltvorrichtung S1 durch; das zweite Gattersignal G2 führt die Schaltoperation der zweiten Schaltvorrichtung S2 durch; das dritte Gattersignal G3 führt die Schaltoperation der dritten Schaltvorrichtung S3 durch und das vierte Gattersignal G4 führt die Schaltoperation der vierten Schaltvorrichtung S4 durch.
  • <Begrenzer 27>
  • Die Steuerung 109 ist mit einem Begrenzer 27 versehen, der eine untere Begrenzung des ersten Steuerwerts SD1 durch den Minimalwert (in diesem Beispiel 0) durchführt und eine obere Beschränkung des ersten Steuerwerts SD1 durch den Maximalwert (in diesem Fall 1) durchführt, und führt eine untere Begrenzung des zweiten Steuerwerts SD2 durch den Minimalwert durch und führt eine obere Begrenzung des zweiten Steuerwerts SD2 durch dem Maximalwert durch. Im vorliegenden Beispiel, wie im Detail später beschrieben, legt der Begrenzer 27 eine Begrenzung an den dritten Rechenwert θ an, welchen die dritte Steuerung 26a berechnete. Hier zeigt θ* den dritten Rechenwert vor der Begrenzung durch den Begrenzer 27 und zeigt θ den dritten Rechenwert nach Begrenzung an.
  • <Erläuterung des Betriebs des DC/DC-Wandlers 1>
  • Als Nächstes wird der Betrieb des DC/DC-Wandlers 1 in einem Gleichgewichtszustand erläutert werden. Der Gleichgewichtszustand bedeutet einen Zustand, bei dem die Ein/Aus-Steuerung der Schaltvorrichtungen S1 bis S4 durchgeführt wird und die Ausgangsspannung V2 stabil ist. Als Betriebszustände des DC/DC-Wandlers 1 gibt es zwei Zustände eines Zustands (einen Stromlaufzustand, eine Herauftransformationsoperation) des Antreibens des Elektromotors 3 durch Heraufstufen von Spannung und Zuführen elektrischen Stroms aus der Batterie 2 an den Elektromotor 3 und einen Zustand (eine regenerative Operation, einen Heruntertransformationsbetrieb) des Heruntertransformierens elektrischer Energie, welche der elektrische Motor 3 erzeugte, und Zuführen an die Batterie 2.
  • Wie in 3 bis 6 gezeigt, gibt es als Betriebsmodi, die Schaltmuster der ersten bis vierten Schaltvorrichtungen S1 bis S4 sind, vier Modi eines Modus 1 bis zu einem Modus 4. Im Modus 1, wie in 3 gezeigt, werden die erste Schaltvorrichtung S1 und die dritte Schaltvorrichtung S3 auf EIN gesetzt, und werden die zweite Schaltvorrichtung S2 und die vierte Schaltvorrichtung S4 auf AUS gesetzt. Zur Zeit des Herauftransformationsbetriebs (des Stromlaufbetriebs), da eine Stromroute in 3 durch eine gepunktete Linie gezeigt wird, fließt Strom durch die erste Schaltvorrichtung S1 und die dritte Diode D3, und wird Energie in dem Lade- und Entlade-Kondensator 101a gespeichert. Zum Zeitpunkt des Heruntertransformationsbetriebs (dem Regenerativbetrieb), da eine Stromroute in 3 durch eine Strichpunktlinie gezeigt wird, fließt Strom durch die erste Diode D1 und die dritte Schaltvorrichtung S3 und wird die Energie des Lade- und Entlade-Kondensators 101a emittiert.
  • Im Modus 2, wie in 4 gezeigt, werden die erste Schaltvorrichtung S1 und die dritte Schaltvorrichtung S3 auf AUS gesetzt und werden die zweite Schaltvorrichtung S2 und die vierte Schaltvorrichtung S4 auf EIN gesetzt. Zum Zeitpunkt des Herauftransformationsbetriebs (der Stromlaufoperation), da die Stromroute in 4 durch eine gepunktete Linie gezeigt ist, fließt Strom durch die zweite Schaltvorrichtung S2 und die vierte Diode D4 und wird die Energie des Lade- und Entlade-Kondensators 101a emittiert.
  • Zum Zeitpunkt des Heruntertransformationsbetriebs (regenerativer Betrieb), da die Stromroute in 4 durch eine gestrichelt-gepunktete Linie gezeigt ist, fließt Strom durch die zweite Diode D2 und die vierte Schaltvorrichtung S4 und wird Energie in dem Lade- und Entlade-Kondensator 101a gespeichert.
  • Im Modus 3, wie in 5 gezeigt, werden die erste Schaltvorrichtung S1 und die zweite Schaltvorrichtung S2 auf AUS gesetzt und werden die dritte Schaltvorrichtung S3 und die vierte Schaltvorrichtung S4 auf EIN gesetzt. Zum Zeitpunkt des Herauftransformationsbetriebs (des Stromflußbetriebs), da die Stromroute in 5 durch eine gepunktete Linie gezeigt ist, fließt Strom durch die dritte Diode D3 und die vierte Diode D4 und wird die Energie der Spule 12 emittiert. Zum Zeitpunkt des Heruntertransformationsbetriebs (des Regenerativbetriebs), da die Stromroute in 5 durch die gestrichelt gepunktete Linie gezeigt ist, fließt Strom durch die dritte Schaltvorrichtung S3 und die vierte Schaltvorrichtung S4 und wird Energie in der Spule 12 gespeichert.
  • Im Modus 4, wie in 6 gezeigt, werden die erste Schaltvorrichtung S1 und die zweite Schaltvorrichtung S2 auf EIN gesetzt, und werden die dritte Schaltvorrichtung S3 und die vierte Schaltvorrichtung S4 auf AUS gesetzt. Zum Zeitpunkt des Herauftransformationsbetriebs (der Stromflussoperation), da eine Stromroute in 6 durch eine gepunktete Linie gezeigt ist, fließt Strom durch die erste Schaltvorrichtung S1 und die zweite Schaltvorrichtung S2 und wird Energie in der Spule 12 gespeichert. Zum Zeitpunkt des Heruntertransformationsbetriebs (der Regenerativbetrieb), da eine Stromroute in 6 durch eine Strichpunktlinie gezeigt ist, fließt Strom durch die erste Diode D1 und die zweite Diode D2 und wird die Energie der Spule 12 emittiert.
  • Durch Justieren des Zeitverhältnisses in geeigneter Weise dieser Betriebsmodi kann die Eingangsspannung V1, die zwischen dem Eingangsseiten-Positiv-Elektrodenanschluss 1a und dem Eingangsseiten-Negativ-Elektrodenanschluss 1b eingegeben wird, zur Ausgangsspannung V2 heraufgestuft werden, um zwischen dem Ausgangsseiten-Positiv-Elektrodenanschluss 1c und dem Ausgangsseiten-Negativ-Elektrodenanschluss 1d ausgegeben zu werden, und kann die Ausgangsspannung V2, die zwischen dem Ausgangsseiten-Positiv-Elektrodenanschluss 1c und dem Ausgangsseiten-Negativ-Elektrodenanschluss 1d eingegeben wird, zur Eingangsspannung V1 heruntergestuft werden, um zwischen dem Eingangsseiten-Positiv-Elektrodenanschluss 1a und dem Eingangsseiten-Negativ-Elektrodenanschluss 1b ausgegeben zu werden.
  • Im Modus 1 bis Modus 4, zum Zeitpunkt des Herauftransformationsbetriebs, da Strom durch die erste Schaltvorrichtung S1 und die zweite Schaltvorrichtung S2 fließt, die auf EIN gesetzt waren, stellen die ersten und zweiten Halbleiterschaltungen die Funktion der Schaltvorrichtung dar; und da Strom durch die dritte Diode D3 und die vierte Diode D4 fließt, zeigen die dritten und vierten Halbleiterschaltungen die Funktion des Diodenelements. Zum Zeitpunkt des Herunterstransformationsbetriebs, da Strom durch die erste Diode D1 und die zweite Diode D2 fließt, zeigen die ersten und zweiten Halbleiterschaltungen die Funktion des Diodenelements; und da Strom durch die dritte Schaltvorrichtung S3 und die vierte Schaltvorrichtung S4 fließt, die auf EIN gesetzt waren, zeigen die dritten und vierten Halbleiterschaltungen die Funktion der Schaltvorrichtung.
  • Der DC/DC-Wandler 1 unterscheidet sich im Betrieb des Gleichgewichtszustands zwischen dem Fall, bei dem ein Herauftransformationsverhältnis N und ein Heruntertransformationsverhältnis N der Ausgangsspannung V2 zur Ausgangsspannung V1 kleiner als das Zweifache sind, und den Fall, bei dem das Herauftransformationsverhältnis N und das Heruntertransformationsverhältnis N größer oder gleich dem Zweifachen sind. Hier ist das Herauftransformationsverhältnis N und das Heruntertransformationsverhältnis N = Ausgangsspannung V2 / Eingangsspannung V1.
  • <In dem Fall, bei dem das Herauftransformationsverhältnis kleiner als das Zweifache ist>
  • Zuerst wird die Herauftransformationsoperation (Stromflussoperation) in dem Fall, bei dem das Herauftransformationsverhältnis N (= V2/V1) kleiner als das Zweifache ist, erläutert. 7 zeigt die erste Dreieckwelle und die zweite Dreieckwelle und den ersten Steuerwert SD1 und den zweiten Steuerwert SD2, die Gattersignale G1 bis G4 jeder Schaltvorrichtung S1 bis S4, die Betriebsmodi, den Spulenstrom IL, den Strom IC0 des Lade- und Entlade-Kondensators 101a (nachfolgend als ein Lade- und Entlade-Kondensatorstrom IC0 bezeichnet) in dem Fall, bei dem das Herauftransformationsverhältnis N kleiner als das Zweifache ist.
  • Im in 7 gezeigten Beispiel wird die Begrenzung nicht durch den Begrenzer 27 durchgeführt, so dass θ = θ* wird; die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 wird so gesteuert, dass sie ein 0,5-facher Wert der Ausgangsspannung V2 im Gleichgewichtzustand wird. Eine Größenrelation zwischen Eingangsspannung V1, der Ausgangsspannung V2 und der Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 ist wie folgt. V2 > V1 > V0
    Figure DE102017213055B4_0001
  • Im Zustand (Modus 1) (gepunktete Linie in 3)), wo die Gattersignale G1, G3 der ersten und dritten Schaltvorrichtungen S1, S3 hoch sind, und die Gattersignale G2, G4 der zweiten und vierten Schaltvorrichtungen S2, S4 niedrig sind, verschiebt sich Energie zur Spule 12 und dem Lade- und Entlade-Kondensator 101 aus dem Eingangsseiten-Glättungskondensator 11.
  • Der Eingangsseiten-Glättungskondensator 11 → Spule 12 → dritte Diode D3 → Lade- und Entlade-Kondensator 101a → erste Schaltvorrichtung S1
  • Als Nächstes, in dem Zustand (Modus 3 gepunktete Linie in 5)), bei dem die Gattersignale G1, G2 der ersten und zweiten Schaltvorrichtung S1, S2 niedrig sind und die Gattersignale G3, G4 der dritten und vierten Schaltvorrichtung S3, S4 hoch sind, wird gemäß der nachfolgenden Route Energie, die in der Spule 12 gespeichert ist, sich zum Eingangsseiten-Glättungskondensator 11 und dem Ausgangsseiten-Glättungskondensator 108 verschieben.
  • Der Eingangsseiten-Glättungskondensator 11 → Spule 12 → dritte Diode D3 → vierte Diode D4 → Ausgangsseiten-Glättungskondensator 108
  • Als Nächstes, in dem Zustand (Modus 2) (gepunktete Linie in 4)), wo die Gattersignale G1, G3 der ersten und dritten Schaltvorrichtung S1, S3 niedrig sind, und die Gattersignale G2, G4 der zweiten und vierten Schaltvorrichtungen S2, S4 hoch sind, verschiebt sich gemäß der nachfolgenden Route Energie, die in dem Lade- und Entlade-Kondensator 101a gespeichert ist, zum Eingangsseiten-Glättungskondensator 11 und dem Ausgangsseiten-Glättungskondensator 108 und wird Energie in der Spule 12 gespeichert.
  • Eingangsseiten-Glättungskondensator 11 → Spule 12 → zweite Schaltvorrichtung S2 → Lade- und Entlade-Kondensator 101a → vierte Diode D4 → Ausgangsseiten-Glättungskondensator 108 Als Nächstes verschiebt sich in dem Zustand (dem Modus 3) (gepunktete Linie in 5)), wo die Gattersignale der ersten und zweiten Schaltvorrichtungen S1, S2 niedrig sind, und die Gattersignale der dritten und vierten Schaltvorrichtungen S3, S4 hoch sind, gemäß der folgenden Route in der Spule 12 gespeicherte Energie zu dem Eingangsseiten-Glättungskondensator 11 und zum Ausgangsseiten-Glättungskondensator 108.
  • Eingangsseiten-Glättungskondensator 11 → Spule 12 → dritte Diode D3 → vierte Diode D4 → Ausgangsseiten-Glättungskondensator 108
  • Durch Wiederholung des Betriebs einer Sequenz „Modus 1 - Modus 3 - Modus 2 - Modus 3“ wird die zwischen Eingangsseiten-Positiv-Elektrodenanschluss 1a und Eingangsseiten-Negativ-Elektrodenanschluss 1b eingegebene Eingangsspannung V1 auf irgendeine Spannung zwischen dem Einfachen und Zweifachen herauftransformiert, um zwischen dem Ausgangsseiten-Positiv-Elektrodenanschluss 1c und dem Ausgangsseiten-Negativ-Elektrodenanschluss 1d als die Ausgangsspannung V2 ausgegeben zu werden; entsprechend wird Energie der Batterie 2 an den Elektromotor 3 geliefert.
  • <In dem Fall, bei dem das Herauftransformationsverhältnis größer oder gleich dem Zweifachen ist>
  • Als Nächstes wird der Herauftransformierbetrieb (Stromflussbetrieb) in dem Fall, bei dem das Herauftransformierverhältnis N (= V2/V1) größer oder gleich dem Zweifachen ist, erläutert. 8 zeigt die erste Dreieckwelle und die zweite Dreieckwelle, den ersten Steuerwert SD1, den zweiten Steuerwert SD2, die Gattersignale G1 bis G4 jeder der Schaltvorrichtungen S1 bis S4, die Betriebsmodi, den Spulenstrom IL, den Lade- und Entladungsstrom IC0, bei dem das Herauftransformierverhältnis N größer oder gleich dem Zweifachen ist.
  • Die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 wird so gesteuert, dass sie ein 0,5-facher Wert der Ausgangsspannung V2 im Gleichgewichtszustand wird; eine Größenbeziehung zwischen der Eingangsspannung V1, der Ausgangsspannung V2 und der Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 ist wie folgt. V2 > V0 > V1
    Figure DE102017213055B4_0002
  • In dem Zustand (Modus 1 (gepunktete Linie in 3)), wo die Gattersignale G1, G3 der ersten und dritten Schaltvorrichtungen S1, S3 hoch sind, und die Gattersignale G2, G4 der zweiten und vierten Schaltvorrichtungen S2, S4 niedrig sind, verschiebt sich gemäß der folgenden Route in der Spule 12 gespeicherte Energie zu dem Eingangsseiten-Glättungskondensator 11 und dem Lade- und Entlade-Kondensator 101a.
  • Eingangsseiten-Glättungskondensator 11 → Spule 12 → dritte Diode D3 → Lade- und Entlade-Kondensator 101a → erste Schaltvorrichtung S1
  • Als Nächstes verschiebt sich in dem Zustand (dem Modus 4 (gepunktete Linie in 6)), wo die Gattersignale G1, G2 der ersten und zweiten Schaltvorrichtungen S1, S2 hoch sind und die Gattersignale G3, G4 der dritten und vierten Schaltvorrichtungen S3, S4 niedrig sind, gemäß der nachfolgenden Route Energie zur Spule 12 vom Eingangsseiten-Glättungskondensator 11.
  • Eingangsseiten-Glättungskondensator 11 → Spule 12 → zweite Schaltvorrichtung S2 → erste Schaltvorrichtung S1
  • Als Nächstes verschiebt sich in dem Zustand (dem Modus 2 (gepunktete Linie in 4)), wo die Gattersignale G1, G3 der ersten und der dritten Schaltvorrichtung S1, S3 niedrig sind, und die Gattersignale G1, G4 der zweiten und vierten Schaltvorrichtung S2 und S4 hoch sind, gemäß der nachfolgenden Route in der Spule 12 und dem Lade- und Entlade-Kondensator 101a gespeicherte Energie zum Eingangsseiten-Glättungskondensator 11 und dem Ausgangsseiten-Glättungskondensator 108.
  • Eingangsseiten-Glättungskondensator 11 → Spule 12 → zweite Schaltvorrichtung S2 → Lade- und Entlade-Kondensator 101a → vierte Diode D4 → Ausgangsseiten-Glättungskondensator 108
  • Als Nächstes verschiebt sich in dem Zustand (dem Modus 4 (gepunktete Linie in 6)), wo die Gattersignale G1, G2 der ersten und zweiten Schaltvorrichtungen S1, S2 hoch sind und die Gattersignale G3, G4 der dritten und vierten Schaltvorrichtungen S3, S4 niedrig sind, anhand der nachfolgenden Route Energie zur Spule 12 aus dem Eingangsseiten-Glättungskondensator 11.
  • Eingangsseiten-Glättungskondensator 11 → Spule 12 → zweite Schaltvorrichtung S2 → erste Schaltvorrichtung S1
  • Durch Wiederholung des Betriebs einer Abfolge von „Modus 1 - Modus 4 - Modus 2 - Modus 4“ wird die zwischen dem Eingangsseiten-Positiv-Elektrodenanschluss 1a und dem Eingangsseiten-Negativ-Elektrodenanschluss 1b eingegebene Eingangsspannung V1 auf eine beliebige Spannung hochgestellt, welche größer oder gleich dem Zweifachen ist, um zwischen dem Ausgangsseiten-Positiv-Elektrodenanschluss 1c und dem Ausgangsseiten-Negativ-Elektrodenanschluss 1d als die Ausgangsspannung V2 ausgegeben zu werden; entsprechend wird Energie der Batterie 2 dem Elektromotor 3 zugeführt.
  • <In dem Fall, bei dem das Heruntertransformationsverhältnis kleiner als das Zweifache ist>
  • Als Nächstes wird der Heruntertransformationsbetrieb (Regenerativbetrieb) in dem Fall, bei dem das Heruntertransformationsverhältnis N (= V2/V1) kleiner als das Zweifache ist, erläutert. 9 zeigt die erste Dreieckwelle und die zweite Dreieckwelle, den ersten Steuerwert SD1, den zweiten Steuerwert SD2, die Gattersignale G1 bis G4 jeder Schaltvorrichtung S1 bis S4, die Betriebsmodi, den Spulenstrom IL, den Lade- und Entladungsstrom IC0, in dem Fall, bei dem das Heruntertransformationsverhältnis N kleiner als das Zweifache ist.
  • Die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 wird so gesteuert, dass sie zum 0,5-fachen Wert der Ausgangsspannung V2 im Gleichgewichtszustand wird; eine Größenbeziehung zwischen der Eingangsspannung V1, der Ausgangsspannung V2 und der Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 ist wie folgt. V2 > V1 > V0
    Figure DE102017213055B4_0003
  • In dem Zustand (dem Modus 1 (strichgepunktete Linie in 3)), wo die Gattersignale G1, G3 der ersten und dritten Schaltvorrichtungen S1, S3 hoch sind und die Gattersignale G2, G4 der zweiten und vierten Schaltvorrichtungen S2, S4 niedrig sind, verschiebt sich gemäß der nachfolgenden Route Energie zum Eingangsseiten-Glättungskondensator 11 aus dem DC-Spannungswandler 101 und der Spule 12.
  • Eingangsseiten-Glättungskondensator 11 ← Spule 12 ← dritte Schaltvorrichtung S3 ← Lade- und Entlade-Kondensator 101a ← erste Diode D1
  • Als Nächstes verschiebt sich in dem Zustand (der Modus 3 (strichgepunktete Linie in 5)), wo die Gattersignale G1, G2 der ersten und zweiten Schaltvorrichtungen S1, S2 niedrig sind und die Gattersignale G3, G4 der dritten und vierten Schaltvorrichtungen S3, S4 hoch sind, gemäß der folgenden Route Energie zur Spule 12 und zum Eingangsseiten-Glättungskondensator 11 aus dem Verbindungsanschluss 108.
  • Eingangsseiten-Glättungskondensator 11 ← Spule 12 ← dritte Schaltvorrichtung S3 ← vierte Schaltvorrichtung S4 ← Ausgangsseiten-Glättungskondensator 108
  • Als Nächstes verschiebt sich in dem Zustand (dem Modus 2 (strichgepunktete Linie in 4)), wo die Gattersignale G1, G3 der ersten und dritten Schaltvorrichtungen S1, S3 niedrig sind und die Gattersignale G2, G4 der zweiten und vierten Schaltvorrichtungen S2, S4 hoch sind, gemäß der nachfolgenden Route Energie zum DC-Spannungswandler 101a und dem Eingangsseiten-Glättungskondensator 11 aus dem Ausgangsseiten-Glättungskondensator 108 und der Spule 12.
  • Eingangsseiten-Glättungskondensator 11 ← Spule 12 ← zweite Diode D2 ← Lade- und Entlade-Kondensator 101a ← zweite Schaltvorrichtung S4 ← Ausgangsseiten-Glättungskondensator 108
  • Als Nächstes verschiebt sich in dem Zustand (dem Modus 3 (strichgepunktete Linie in 5)), wo die Gattersignale G1, G2 der ersten und zweiten Schaltvorrichtungen S1, S2 niedrig sind und das Gattersignal G3, G4 der dritten und vierten Schaltvorrichtungen S3, S4 hoch sind, gemäß der folgenden Route Energie zur Spule 12 und zum Eingangsseiten-Glättungskondensator 11 aus dem Ausgangsseiten-Glättungskondensator 108.
  • Eingangsseiten-Glättungskondensator 11 ← Spule 12 ← dritte Schaltvorrichtung S3 ← vierte Schaltvorrichtung S4 ← Ausgangsseiten-Glättungskondensator 108
  • Durch Wiederholung des Betriebs einer Abfolge von „Modus 1 - Modus 3 - Modus 2 - Modus 3“ wird die Ausgangsspannung V2 zwischen dem Ausgangsseiten-Positiv-Elektrodenanschluss 1c und dem Ausgangsseiten-Negativ-Elektrodenanschluss 1d um ein beliebiges Heruntertransformationsverhältnis N (= V2/V1) zwischen dem Einfachen und dem Zweifachen heruntergesetzt, um die Eingangsspannung V1 zwischen dem Eingangsseiten-Positiv-Elektrodenanschluss 1a und dem Eingangsseiten-Negativ-Elektrodenanschluss 1b auszugeben; entsprechend wird erzeugte Energie des Elektromotors 3 in der Batterie 2 gespeichert.
  • <In dem Fall, bei dem das Heruntertransformationsverhältnis größer oder gleich dem Zweifachen ist>
  • Als Nächstes wird die Heruntertransformationsoperation (Regenerativbetrieb) in dem Fall, bei dem das Heruntertransformationsverhältnis N (= V2/V1) größer oder gleich dem Zweifachen ist, erläutert. 10 zeigt die erste Dreieckwelle und die zweite Dreieckwelle, den ersten Steuerwert SD1, den zweiten Steuerwert SD2, die Gattersignale G1 bis G4 jeder Schaltvorrichtung S1 bis S4, die Betriebsmodi, den Spulenstrom IL, den Lade- und Entladungsstrom IC0, in dem Fall, bei dem das Heruntertransformationsverhältnis N größer oder gleich dem Zweifachen ist.
  • Die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 wird so gesteuert, dass sie ein 0,5-facher Wert der Ausgangsspannung V2 im Gleichgewichtszustand wird; eine Größenrelation zwischen der Eingangsspannung V1, der Ausgangsspannung V2 und der Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 ist wie folgt. V2 > V0 > V1
    Figure DE102017213055B4_0004
  • In dem Zustand (dem Modus 1 (strichgepunktete Linie in 3)), wo die Gattersignale G1, G3 der ersten und dritten Schaltvorrichtungen S1, S3 hoch sind und die Gattersignale G2, G4 der zweiten und vierten Schaltvorrichtungen S2, S4 niedrig sind, gemäß der folgenden Route, verschiebt sich Energie zur Spule 12 und zum Eingangsseiten-Glättungskondensator 11 aus dem Lade- und Entlade-Kondensator 101a.
  • Eingangsseiten-Glättungskondensator 11 ← Spule 12 ← dritte Schaltvorrichtung S3 ← Lade- und Entlade-Kondensator 101a ← erste Diode D1
  • Als Nächstes verschiebt sich in dem Zustand (dem Modus 4 (strichgepunktete Linie in 6)), wo die Gattersignale G1, G2 der ersten und zweiten Schaltvorrichtungen S1, S2 hoch sind und die Gattersignale der dritten und vierten Schaltvorrichtungen S3, S4 niedrig sind, gemäß der folgenden Route Energie aus der Spule 12 zum Eingangsseiten-Glättungskondensator 11.
  • Eingangsseiten-Glättungskondensator 11 ← Spule 12 ← zweite Diode D2 ← erste Diode D1
  • Als Nächstes verschiebt sich in dem Zustand (dem Modus 2 (strichgepunktete Linie in 4)), wo die Gattersignale G1, G3 der ersten und dritten Schaltvorrichtung S1, S3 niedrig sind und die Gattersignale der zweiten und vierten Schaltvorrichtung S2, S4 hoch sind, gemäß der nachfolgenden Route Energie zur Spule 12, dem Lade- und Entlade-Kondensator 101a und dem Eingangsseiten-Glättungskondensator 11 aus dem Ausgangsseiten-Glättungskondensator 108.
  • Eingangsseiten-Glättungskondensator 11 ← Spule 12 ← zweite Diode D2 ← Lade- und Entlade-Kondensator 101a ← vierte Schaltvorrichtung S4 ← Ausgangsseiten-Glättungskondensator 108
  • Als Nächstes verschiebt sich in dem Zustand (dem Modus 4 (strichgepunktete Linie in 6)), wo die Gattersignale G1, G2 der ersten und zweiten Schaltvorrichtungen S1, S2 hoch sind und die Gattersignale G3, G4 der dritten und vierten Schaltvorrichtungen S3, S4 und G4 niedrig sind, gemäß der nachfolgenden Route Energie zum Eingangsseiten-Glättungskondensator 11 aus der Spule 12.
  • Eingangsseiten-Glättungskondensator 11 ← Spule 12 ← zweite Diode D2 ← erste Diode D1
  • Durch Wiederholung eines Betriebs einer Sequenz von „Modus 1 - Modus 4 - Modus 2 - Modus 4“ wird die Ausgangsspannung V2 zwischen dem Ausgangsseiten-Positiv-Elektrodenanschluss 1c und dem Ausgangsseiten-Negativ-Elektrodenanschluss 1d um irgendein Heruntertransformationsverhältnis N (= V2/V1) hinuntergesetzt, welches größer oder gleich 1 ist, um als die Eingangsspannung V1 zwischen dem Eingangsseiten-Positiv-Elektrodenanschluss 1a und dem Eingangsseiten-Negativ-Elektrodenanschluss 1b ausgegeben zu werden; entsprechend wird erzeugte Energie des Elektromotors 3 in der Batterie 2 gespeichert.
  • <Eine Zustandsgleichung des DC/DC-Wandler 1>
  • Unter der Annahme, dass der dritte Rechenwert θ 0 ist, wird das erste EIN-Tastverhältnis DT1 der ersten Schaltvorrichtung S1 gleich dem ersten Steuerwert SD1, wird das zweite EIN-Tastverhältnis DT2 der zweiten Schaltvorrichtung S2 gleich dem zweiten Steuerwert SD2, wird das vierte EIN-Tastverhältnis DT4 der vierten Schaltvorrichtung S4 gleich einem Wert, welcher durch Subtrahieren des erste Steuerwert SD1 von 1 (= 1 - SD1) ermittelt wird, und wird das dritte EIN-Tastverhältnis DT3 der dritten Schaltvorrichtung S3 gleich einem Wert, welcher durch Subtrahieren des zweiten Steuerwert SD2 von Eins (= 1 - SD2) ermittelt wird. Wenn eine Kapazität des Ausgangsseiten-Glättungskondensators 108 auf C2 gesetzt wird, wird eine Kapazität des Zielabschätzsystems 101 auf C0 gesetzt, ein Induktanzwert der Spule 12 auf L gesetzt wird, ein Strom, welcher durch die Spule 12 fließt, auf IL gesetzt wird und der Ausgangsstrom auf Io gesetzt wird, kann eine Zustandsdurchschnittsgleichung des DC/DC-Wandlers 1 durch eine Gleichung (1) ausgedrückt werden. d dt [ V 2 V 0 IL ] = [ 0 0 1 − DT1 C 2 0 0 DT 1 − DT2 C 0 − 1 − DT1 L − DT 1 − DT2 L 0 ] [ V2 V0 IL ] + [ − 1 C 2 0 0 ] Io + [ 0 0 1 L ] V1
    Figure DE102017213055B4_0005
  • In einem Gleichgewichtszustand, annehmend, dass die linkshändige Seite der Gleichung (1) 0 ist und Lade- und V0 = 0, 5 × V2 ist, werden eine Gleichung (2) bis zu einer Gleichung (4) ermittelt. In einem Gleichgewichtszustand, in dem der erste Steuerwert SD1 und der zweite Steuerwert SD2 gleich gemacht werden, versteht es sich, dass die Ausgangsspannung V2 und die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 ideal zu einem Konstantwert konvergiert werden. V2/V1 = 1 / ( 1 − DT1 )
    Figure DE102017213055B4_0006
     IL = Io/ ( 1 − DT1 − )
    Figure DE102017213055B4_0007
     DT1 = DT2
    Figure DE102017213055B4_0008
  • In der vorliegenden Ausführungsform, wie oben erwähnt, ist die Steuerung 109 mit der ersten Recheneinheit 24 verbunden, und die erste Recheneinheit 24 berechnet den ersten Rechenwert Duty basierend auf der Ausgabe-Differenzspannung V2err zwischen dem Ausgangsspannungs-Zielwert V2ref und dem Detektionswert der Ausgangsspannung V2. Dann, wie oben erwähnt, basierend auf dem ersten Rechenwert Duty, berechnet die Schaltsteuereinheit 30 den ersten Steuerwert SD1 und den zweiten Steuerwert SD2 und ändert das erste EIN-Tastverhältnis DT1 der ersten Schaltvorrichtung S1 und das zweite EIN-Tastverhältnis DT2 der zweiten Schaltvorrichtung S2. Gemäß dieser Konfiguration können das erste und das zweite EIN-Tastverhältnis DT1, DT2 so geändert werden, dass die Ausgangsspannung V2 sich dem Ausgangsspannungs-Zielwert V2ref nähert.
  • <Erstes Problem>
  • Jedoch gibt es in dem tatsächlichen DC/DC-Wandler eine Abweichung vom Idealzustand, wie etwa ein Verlust aufgrund von Schaltungswiderstandskomponenten und einen EIN-Periodenfehler aufgrund von Variation bei der Signalverzögerung der Gattersignale. Insbesondere ist ein Einfluss auf die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0, der von einer Differenz zwischen der ersten EIN-Periode der ersten Schaltvorrichtung S1 und der zweiten EIN-Periode der zweiten Schaltvorrichtung S2 zum Zeitpunkt des Herauftransformierbetriebs herrührt, oder eine Differenz der dritten EIN-Periode der dritten Schaltvorrichtung S3 und der vierten EIN-Periode der vierten Schaltvorrichtung S4 zum Zeitpunkt des Heruntertransformationsbetriebs groß. In dem Fall, bei dem die erste EIN-Periode größer als die zweite EIN-Periode ist und der Spulenstrom IL positiv ist (Stromflussbetrieb), aus der Gleichung (1), steigert die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 sich graduell und wird schließlich zum selben Wert wie die Ausgangsspannung V2. Im Gegensatz dazu, in dem Fall, bei dem die erste EIN-Periode kleiner als die zweite EIN-Periode ist und der Spulenstrom IL positiv ist (Stromflussbetrieb), aus der Gleichung (1), sinkt die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 graduell und wird schließlich zur Nullspannung.
  • Falls die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 abfällt und zur Nullspannung wird,wenn die erste Schaltvorrichtung S1 im EIN-Zustand ist und die vierte Schaltvorrichtung S4 im AUS-Zustand ist, wird die Ausgangsspannung V2 nur an die vierte Schaltvorrichtung S4 angelegt. Wenn die erste Schaltvorrichtung S1 im AUS-Zustand ist und die vierte Schaltvorrichtung S4 im EIN-Zustand ist, wird die Ausgangsspannung V2 nur an die erste Schaltvorrichtung S1 angelegt. Falls andererseits die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 steigt und zur Ausgangsspannung V2 wird, wird die Ausgangsspannung V2 an entweder die zweite Schaltvorrichtung S2 oder die dritte Schaltvorrichtung S3 angelegt. Um eine Überspannungszerstörung der Schaltvorrichtung zu verhindern, da es notwendig ist, eine Element-Durchschlagspannung der Schaltvorrichtungen so einzustellen, dass sie größer oder gleich der Ausgangsspannung V2 sind, ist dies zu Faktoren übermäßiger Kostensteigerung und Effizienz-Beeinträchtigung geworden.
  • Aus diesem Problem heraus wird das erste Steuerverfahren, das die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 steuert, erklärt. Wie aus Gleichung (1) zu ersehen, in dem Fall, bei dem der Spulenstrom IL positiv ist, falls das zweite EIN-Tastverhältnis DT2 größer gemacht wird als das erste EIN-Tastverhältnis DT1, kann die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 erhöht werden; falls das zweite EIN-Tastverhältnis DT2 kleiner gemacht wird als das erste EIN-Tastverhältnis DT1, kann die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 gesenkt werden. Andererseits, in dem Fall, bei dem der Spulenstrom IL negativ ist, falls das zweite EIN-Tastverhältnis DT2 größer als das erste EIN-Tastverhältnis DT1 gemacht wird, kann die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 gesenkt werden; falls das zweite EIN-Tastverhältnis DT2 kleiner gemacht wird als das erste EIN-Tastverhältnis DT1, kann die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 gesteigert werden.
  • Entsprechend steuert in der vorliegenden Ausführungsform, wie oben erwähnt, die Steuerung 109 die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 durch Durchführen der Δduty-Steuerung. Die Δduty-Steuerung ist die Steuerung die ein oder beide (in diesem Beispiel beide) der ersten EIN-Tastverhältnis-Differenzänderung, welche die EIN-Tastverhältnisdifferenz zwischen dem ersten EIN-Tastverhältnis DT1 der ersten Schaltvorrichtung S1 und dem zweiten EIN-Tastverhältnis DT2 der zweiten Schaltvorrichtung S2 ändert, und die zweite EIN-Tastverhältnis-Differenzänderung, welche die EIN-Tastverhältnisdifferenz zwischen dem dritten EIN-Tastverhältnis DT3 der dritten Schaltvorrichtung S3 und dem vierten EIN-Tastverhältnis DT4 der vierten Schaltvorrichtung S4 ändert, durchführt. Bei der Δduty-Steuerung ändert die Steuerung 109 die EIN-Tastverhältnisdifferenz so, dass der Detektionswert der Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 sich dem Lade- und Entlade-Kondensatorspannungs-Zielwert V0ref annähert. Die Steuerung 109 ist mit der zweiten Recheneinheit 25 verbunden, welche den zweiten Rechenwert Δduty berechnet, der die EIN-Tastverhältnisdifferenz bei der Δduty-Steuerung ändert.
  • Gemäß dieser Konfiguration, obwohl es ein unten zu beschreibendes zweites Problem gibt, selbst falls die oben erwähnte Variation auftritt, indem der zweite Rechenwert Δduty geändert wird und die EIN-Tastverhältnisdifferenz zwischen dem ersten EIN-Tastverhältnis DT1 und dem zweiten EIN-Tastverhältnis DT2 geändert wird, kann die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 nahe an die Zielspannung V0ref des Lade- und Entladekondensators Lade- und Entladekondensators gebracht werden, und können Kostensteigerung und Effizienz-Beeinträchtigung vermindert werden.
  • <Zweites Problem>
  • Abhängig davon, ob der Stromflussbetrieb oder der Regenerativbetrieb vorliegt, ist es notwendig, positiv/negativ der Änderungsrichtung der EIN-Tastverhältnisdifferenz (zweiter Rechenwert Δduty) zu der Differenzspannung V0err zwischen der Zielspannung V0ref des Lade- und Entlade-Kondensators und der Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 zu revertieren. Entsprechend revertiert in der vorliegenden Ausführungsform die Steuerung 109 Positiv/Negativ der Änderungsrichtung der EIN-Tastverhältnisdifferenz (dem zweiten Rechenwert Δduty) in Übereinstimmung mit dem Positiven/Negativen des Spulenstroms IL, welcher durch den Stromsensor 105 detektiert wird.
  • Jedoch kann in einem Zustand niedrigen Stroms eine Größenordnung des Spulenstroms IL klein werden und kann der Spulenstrom IL innerhalb eines Detektionsfehlerbereichs des Stromsensors 105 gelangen. Aus diesem Grund gab es den Fall, bei dem die Bestimmung von Positiv/Negativ des Spulenstroms IL fälschlich war und die Änderungsrichtung des zweiten Rechenwerts Δduty fehlerhaft war. Als Ergebnis gab es den Fall, bei dem die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 von der Zielspannung V0ref des Lade- und Entladekondensators abweicht. In dem Fall, bei dem der Elektromotor 3 so konfiguriert ist, dass er in dem Niedrigstromzustand fortsetzt, falls der Niedrigstromzustand berücksichtigt wird, war es notwendig, die Elementdurchschlagspannung der Schaltvorrichtung größer oder gleich der Ausgangsspannung V2 einzustellen und es war nicht möglich, Faktoren exzessiver Kostensteigerung und Effizienz-Beeinträchtigung zu vermeiden.
  • Für dieses Problem wird ein zweites Steuerverfahren, welches die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 steuert, erläutert. Um das Problem des Spulenstroms IL zu minimieren, werden in einem Idealzustand ohne Variation eine Phase des ersten Gattersignals G1 der ersten Schaltvorrichtung S1 und eine Phase des zweiten Gattersignals G2 der zweiten Schaltvorrichtung S2 zueinander um 180° verschoben. Wenn weiterer Phasenverschiebungsbetrag aus diesem Zustand, bei dem Phasen um 180° verschoben sind, idealer Weise auf Θ versetzt wird, wird die Kapazität des Lade- und Entlade-Kondensators 101a auf C0 eingestellt und wird der Induktanzwert der Spule 12 auf L eingestellt, können die Zustands-Durchschnittsgleichungen der Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 des DC/DC-Wandlers 1 durch eine Gleichung (5) ausgedrückt werden. Wie in der Gleichung (5) gezeigt, unterscheiden sich die Zustandsgleichungen zwischen dem Fall, bei dem das Herauftransformierverhältnis kleiner als das Zweifache ist und dem Fall, bei dem das Herauftransformierverhältnis N größer oder gleich dem Zweifachen ist. dV0 dt = Θ ⋅ Tsw L ⋅ C 0 ⋅ ( V2 − V 1 ) 2 V2 ( N = V2 V1 < 2 ) dV0 dt = Θ ⋅ Tsw L ⋅ C 0 ⋅ V 1 2 V2 ( N = V2 V1 ≥ 2 )
    Figure DE102017213055B4_0009
  • Wie aus Gleichung (5) zu ersehen, wenn die zusätzliche Phasenverschiebung Θ als ein Positivwert eingestellt wird, steigt die Spannung der Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 an, und wenn die zusätzliche Phasenverschiebung Θ auf einen Negativwert eingestellt wird, fällt die Spannung der Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 ab. Entsprechend, indem eine Relativphase zwischen der EIN-Periode der ersten Schaltvorrichtung S1 und der EIN-Periode der zweiten Schaltvorrichtung S2 in einer ansteigenden Richtung oder abfallenden Richtung geändert wird, kann die Spannung der Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 in einer ansteigenden Richtung oder einer abfallenden Richtung geändert werden.
  • Entsprechend, in der vorliegenden Ausführungsform, wie oben erwähnt, steuert die Steuerung 109 die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 durch Durchführen der Phasenverschiebungssteuerung. Die Phasenverschiebungssteuerung ist die Steuerung, die eine oder beide (in diesem Fall beide) der ersten Phasendifferenzänderung, welche die Phasendifferenz zwischen der Phase der EIN-Periode der ersten Schaltvorrichtung S1 und der Phase der EIN-Periode der zweiten Schaltvorrichtung S2 ändert, und der zweiten Phasendifferenzänderung, welche die Phasendifferenz zwischen der Phase der EIN-Periode der dritten Schaltvorrichtung S3 und der Phase der EIN-Periode der vierten Schaltvorrichtung S4 ändert, durchführt. In der Phasenverschiebungssteuerung ändert die Steuerung 109 die Phasendifferenz so, dass der Detektionswert der Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 sich dem Lade- und Entlade-Kondensatorspannungs-Zielwert V0ref annähert. Die Steuerung 109 ist mit einer dritten Recheneinheit 26 versehen, welche den dritten Rechenwert θ, der die Phasendifferenz bei der Phasenverschiebungssteuerung ändert, berechnet.
  • Gemäß dieser Konfiguration ist es nicht notwendig, die Phasendifferenz (den dritten Rechenwert θ) in Übereinstimmung mit Positiv/Negativ des durch den Stromsensor 105 detektierten Spulenstroms IL zu ändern; selbst im Niedrigstromzustand, wo die Größe des Spulenstroms IL klein ist und der Spulenstrom IL innerhalb des Detektionsfehlerbereichs des Stromsensors 105 gelangt, kann die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 genau gesteuert werden.
  • Aber da das Verfahren des Erzeugens der Gattersignale G1 bis G4 durch Vergleichen der ersten Dreieckwelle und des ersten Steuerwerts SD1 und Vergleichen der zweiten Dreieckwelle und des zweiten Steuerwerts SD2 verwendet wird, kann der dritte Rechenwert θ, von welchem der erste Steuerwert SD1 und der zweite Steuerwert SD2 andere Werte als 0 und 1 werden, nicht addiert oder subtrahiert werden. Insbesondere in dem Fall, bei dem der erste Rechenwert Duty um 0 herum ist (niedrige Hochtransformation, niedrige Heruntertransformation oder um 1 (hohe Hochtransformation, hohe Heruntertransformation), da der erste Steuerwert SD1 und der zweite Steuerwert SD2 sich der unteren Grenze 0 und der oberen Grenze 1 durch kleine Phasendifferenz (dritter Rechenwert θ) nähern, ist es notwendig, die Phasendifferenz (den dritten Rechenwert θ) zu beschränken. In der vorliegenden Ausführungsform, in dem Fall, bei dem der erste Rechenwert Duty um 0 herum ist (niedrige Hochtransformation, niedrige Heruntertransformation) oder um 1 herum (hohe Hochtransformation, hohe Heruntertransformation), wie unten beschrieben, ist die Phasendifferenz (der dritte Rechenwert θ) beschränkt. Andererseits, durch Begrenzen der Phasendifferenz, des dritten Rechenwerts θ im Falle niedriger Hochtransformation, niedrige Heruntertransformation, hohen Hochtransformation und hohen Heruntertransformation, da die Phasendifferenz nach Beschränkung (dritter Rechenwert θ) gegenüber dem Verlust aufgrund der Schaltungswiderstand des Komponenten unzureichend ist und der Abweichungsbetrag der Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 von dem Lade- und Entlade-Kondensatorspannungs-Zielwert V0ref aufgrund der Variation bei der Signalverzögerung der Gattersignale gibt es das Problem, dass die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 kaum dem Lade- und Entlade-Kondensatorspannungs-Zielwert V0ref folgt.
  • Entsprechend, in der vorliegenden Ausführungsform, wie oben beschrieben, da nicht nur die Phasendifferenz-Steuerung des dritten Rechenwerts θ, sondern auch die Δduty-Steuerung des zweiten Rechenwerts Δduty durchgeführt werden kann, selbst bei niedriger Hochtransformation oder hoher Hochtransformation, ist es möglich, die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 dazu zu bringen, dass sie dem Lade- und Entlade-Kondensatorspannungs-Zielwert V0ref folgt.
  • Wie oben erwähnt, in der Δduty-Steuerung durch den zweiten Rechenwert Δduty, da die Phasenverschiebungssteuerung durch den dritten Rechenwert θ in dem Niedrigstromzustand durchgeführt werden kann, bei dem die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 kaum bei ausreichender Genauigkeit gesteuert wird, ist es möglich, die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 dazu zu bringen, den Lade- und Entlade-Kondensatorspannungs-Zielwert V0ref mit ausreichender Genauigkeit zu folgen.
  • <Detaillierter Betrieb der Steuerung 109>
  • Nachfolgend wird der detaillierte Betrieb der Steuerung 109 erläutert. In dem Fall, bei dem die Ausgangsspannung V2 größer als der Ausgangsspannungs-Zielwert V2ref ist, um die Ausgangsspannung V2 zu reduzieren, reduziert die erste Recheneinheit 24 den ersten Rechenwert Duty durch die erste Steuerung 24a, so dass sowohl die EIN-Tastverhältnisse DT1, DT2 der ersten als auch der zweiten Schaltvorrichtungen S1, S2 klein werden. Andererseits, in dem Fall, bei dem die Ausgangsspannung V2 kleiner ist als der Ausgangsspannungs-Zielwert V2ref, um die Ausgangsspannung V2 anzuheben, erhöht die erste Recheneinheit 24 den ersten Rechenwert Duty durch die erste Steuerung 24a, so dass sowohl ein Druckverhältnis DT1, DT2 der ersten und zweiten Schaltvorrichtungen S1, S2 groß werden.
  • In der Δduty-Steuerung ändert die Steuerung 109 die Positiv- oder Negativ-Änderungsrichtung der EIN-Tastverhältnis-Differenz in Übereinstimmung mit einer Stromrichtung in dem Spulenstrom IL, welcher durch den Stromsensor 105 detektiert wird. In der vorliegenden Ausführungsform ändert die zweite Recheneinheit 25 die Positiv- oder Negativ-Änderungsrichtung des zweiten Rechenwerts Δduty, welches die EIN-Duty-Verhältnisdifferenz ändert, in Übereinstimmung mit der Stromrichtung von Spulenstrom IL. Spezifisch, in dem Fall, bei dem der Spulenstrom IL positiv ist und die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 größer als der Lade- und Entlade-Kondensatorspannungs-Zielwert V0ref ist, um die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 zu reduzieren, senkt die zweite Recheneinheit 25 den zweiten Rechenwert Δduty so, dass das erste EIN-Tastverhältnis DT1 der ersten Schaltvorrichtung S1 gesenkt wird und das zweite EIN-Tastverhältnis DT2 der zweiten Schaltvorrichtung S2 erhöht wird. In dem Fall, bei dem der Spulenstrom IL positiv ist und die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 kleiner als der Lade- und Entlade-Kondensatorspannungs-Zielwert V0ref ist, um die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 anzuheben, erhöht die zweite Recheneinheit 25 den zweiten Rechenwert Δduty so, dass das erste EIN-Duty-Verhältnis DT1 der ersten Schaltvorrichtung S1 erhöht und das zweite EIN-Duty-Verhältnis DT2 der zweiten Schaltvorrichtung S2 gesenkt wird.
  • Andererseits, in dem Fall, bei dem der Spulenstrom IL negativ ist und die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 größer als der Lade- und Entlade-Kondensatorspannungs-Zielwert V0ref ist, um die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 zu verringern, steigert die zweite Recheneinheit 25 den zweiten Rechenwert Δduty so, dass das erste EIN-Tastverhältnis DT1 der ersten Schaltvorrichtung S1 erhöht wird und das zweite EIN-Tastverhältnis DT2 der zweiten Schaltvorrichtung S2 gesenkt wird. In dem Fall, bei dem der Spulenstrom IL negativ ist und die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 kleiner als der Lade- und Entlade-Kondensatorspannungs-Zielwert V0ref ist, senkt, um die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 zu erhöhen, die zweite Recheneinheit 25 den zweiten Rechenwert Δduty so, dass das erste Tastverhältnis DT1 der ersten Schaltvorrichtung S1 gesenkt ist und das zweite EIN-Tastverhältnis DT2 der zweiten Schaltvorrichtung S2 gesteigert ist.
  • Bei der Δduty-Steuerung ändert die Steuerung 109 eine Größe des Änderungsbetrags der EIN-Tastverhältnis-Differenz anhand einer Größe des Spulenstroms IL. In der vorliegenden Ausführungsform ändert die zweite Recheneinheit 25 eine Größe des zweite Rechenwerts Δduty, welcher basierend auf der Lade- und Entlade-Kondensator-Differenzspannung V0err berechnet wird, in Übereinstimmung mit der Größe des Spulenstroms IL. Spezifisch senkt die zweite Recheneinheit 25 die Größe des zweiten Rechenwerts Δduty, berechnet basierend auf der Lade- und Entlade-Kondensator-Differenzspannung V0err, während die Größe des Spulenstroms IL groß wird.
  • In dem Fall, bei dem der Spulenstrom IL innerhalb eines vorab eingestellten Stoppbereichs der Δduty-Steuerung ist, einschließlich 0, stoppt die Steuerung 109 die Durchführung der Δduty-Steuerung, steuert aber die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 durch Durchführen der Phasenverschiebungssteuerung. In der vorliegenden Ausführungsform, in dem Fall, bei dem der Spulenstrom IL innerhalb des vorab eingestellten Stoppbereichs der Δduty-Steuerung einschließlich 0 ist, stoppt die zweite Recheneinheit 25 eine Berechnung des zweiten Rechenwerts Δduty und ändert nicht die Schaltoperation der Schaltvorrichtungen durch den zweiten Rechenwert Δduty. In dem Fall, bei dem der Spulenstrom IL innerhalb des Stoppbereichs der Δduty-Steuerung ist, berechnet die dritte Recheneinheit 26 den dritten Rechenwert θ und ändert den Schaltbetrieb der Schaltvorrichtungen durch den dritten Rechenwert θ.
  • In der vorliegenden Ausführungsform ist die zweite Recheneinheit 25 mit der Strombegrenzungseinheit 25a und der Differenzspannungs-Korrektureinheit 25b für die oben erwähnte Berechnung des zweiten Rechenwerts Δduty gemäß dem Spulenstrom IL vorgesehen. 11 ist eine diesbezügliche Figur, die einen Prozess der Strombegrenzungseinheit 25a zeigt. Die Strombegrenzungseinheit 25a gibt einen Positivwert als einen Spulenstrom IL* nach Begrenzung in dem Fall aus, bei dem der Spulenstrom IL positiv ist; gibt einen Negativwert als den Spulenstrom IL* nach Begrenzung in dem Fall aus, bei dem der Spulenstrom IL negativ ist und gibt 0 als den Spulenstrom IL* nach Begrenzung in dem Fall aus, bei dem der Spulenreaktor IL innerhalb des Stoppbereichs der Δduty-Steuerung einschließlich Null ist (-ILlim < IL < ILlim). In der vorliegenden Ausführungsform stellt die Strombegrenzungseinheit 25a IL* = IL auf der Außenseite des Stoppbereichs der Δduty-Steuerung ein.
  • Basierend auf der Lade- und Entlade-Kondensator-Differenzspannung V0err und dem Spulenstrom IL* nach Begrenzung, wie in Gleichung (6) gezeigt, gibt die Differenzspannungs-Korrektureinheit 25b als eine Differenzspannung V0err* nach Stromkorrektur 0 in dem Fall aus, bei dem der Spulenstrom IL* nach Begrenzung 0 ist; und gibt einen Wert, der durch Dividieren der Lade- und Entlade-Differenzspannung V0err durch den Spulenstrom IL* nach Begrenzung ermittelt wird, als die Differenzspannung V0err* nach Stromkorrektur in dem Fall aus, bei dem der Spulenstrom IL* nach Begrenzung nicht 0 ist. Dann wird die Differenzspannung V0err* nach Stromkorrektur in die zweite Steuerung 25c eingegeben. 1 ) In dem Fall von IL * = 0    V0err * = 0 2 ) In dem Fall von IL * ! = 0    V0err * = V0err/IL*
    Figure DE102017213055B4_0010
  • Somit, in dem Fall, bei dem der Spulenstrom IL* nach Begrenzung nicht 0 ist, indem die Lade- und Entlade-Kondensator-Differenzspannung V0err durch den Spulenstrom IL* nach Begrenzung, dessen Positiv- oder Negativvorzeichen das gleiche wie der Spulenstrom IL ist, dividiert wird, kann das Vorzeichen eines in die zweite Steuerung 25c eingegebenen Wertes in Übereinstimmung mit Positiv/Negativ des Spulenstroms IL geändert werden und kann die Positiv- oder Negativ-Änderungsrichtung des zweiten Rechenwert Δduty geändert werden. Durch Dividieren der Lade- und Entlade-Kondensator-Differenzspannung V0err durch den Spulenstrom IL* nach Begrenzung, welche gleich ist dem Spulenstrom IL in der Gleichung (2), das (DT1 - DT2) in umgekehrter Proportion zum Spulenstrom IL steht, kann verhindert werden, dass ein berechneter Wert von (DT1 - DT2) / C0 × IL sich in Übereinstimmung mit der Größe des Spulenstroms IL ändert, und kann verhindert werden, dass eine Änderungsrate d(V0) / dt der Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 sich gemäß der Größe des Spulenstroms IL ändert. Daher ist das Steuerverhalten der Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 nicht durch die Größe des Spulenstroms IL beeinflusst und kann stabilisiert werden.
  • In dem Fall, bei dem der Spulenstrom IL innerhalb des Stoppbereichs der Δduty-Steuerung liegt, wird der Spulenstrom IL* nach Begrenzung auf 0 eingestellt, und wird die Differenzspannung V0err* nach Stromkorrektur auf 0 eingestellt, wird der aus der zweiten Steuerung 25c ausgegebene zweite Rechenwert Δduty 0 und stoppt die Δduty-Steuerung. In diesem Fall wird durch die Phasenverschiebungssteuerung unter Verwendung des dritten Rechenwerts θ die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 so gesteuert, dass sie sich dem Lade- und Entlade-Kondensatorspannungs-Zielwert V0ref nähert. Andererseits, in dem Fall, bei dem der Spulenstrom IL außerhalb des Stoppbereichs der Δduty-Steuerung liegt, wird die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 durch die Phasenverschiebungssteuerung gesteuert und die Δduty-Steuerung, um sich dem Lade- und Entlade-Kondensatorspannungs-Zielwert V0ref anzunähern.
  • In dem Fall, bei dem die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 größer als der Lade- und Entlade-Kondensatorspannungs-Zielwert V0ref ist, um die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 zu reduzieren, senkt die dritte Recheneinheit 26 den dritten Rechenwert θ so, um die Phase der EIN-Periode der ersten Schaltvorrichtung S1 vorzurücken und die Phase der EIN-Periode der zweiten Schaltvorrichtung S2 zu verzögern. Andererseits, in dem Fall, bei dem die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 kleiner als der Lade- und Entlade-Kondensatorspannungs-Zielwert V0ref ist, um die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 anzuheben, steigert die dritte Recheneinheit 26 den dritten Rechenwert θ, um so die Phase der EIN-Periode der ersten Schaltvorrichtung S1 zu verzögern und die Phase der EIN-Periode der zweiten Schaltvorrichtung S2 vorzustellen.
  • Der obere Graph von 12 zeigt eine Ausführungsregion der Δduty-Steuerung durch den zweiten Rechenwert Δduty und eine Ausführungsregion der Phasenverschiebungssteuerung durch den dritten Rechenwert θ. Die vertikale Achse des oberen Graphen von 12 ist der Spulenstrom IL. Die horizontale Achse des oberen Graphen von 12 ist der erste Rechenwert Duty; wenn der erste Rechenwert Duty 0 ist, werden die EIN-Tastverhältnisse DT1, DT2 der ersten und zweiten Schaltvorrichtungen S1, S2 zu 0; wenn der erste Rechenwert Duty 1 ist, werde die EIN-Tastverhältnisse DT1, DT2 der ersten und zweiten Schaltvorrichtungen S1, S2 zu 1. In einer Region, wo der Spulenstrom IL innerhalb des Stoppbereichs der Δduty-Steuerung von -Illim zu ILlim wird, wird die Δduty-Steuerung nicht durchgeführt, sondern es wird die Phasenverschiebungssteuerung durchgeführt. In einer Region, in der der Spulenstrom IL außerhalb des Stoppbereichs der Δduty-Steuerung gelangt, wird die Δduty-Steuerung durchgeführt.
  • In dem Fall, bei dem das Basis-EIN-Tastverhältnis, welches der Durchschnittswert zwischen dem ersten Tastverhältnis DT1 der ersten Schaltvorrichtung S1 und dem zweiten EIN-Tastverhältnis DT2 der zweiten Schaltvorrichtung S2 kleiner ist oder gleich einem vorab eingestellten Niederstrom-Bestimmungswert DutyL, oder in dem Fall, bei dem das Basis-EIN-Tastverhältnis größer oder gleich einem vorab eingestellten Hochstrom-Bestimmungswert DutyH ist, stoppt die Steuerung 109 die Durchführung der Phasenverschiebungssteuerung, steuert aber die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 durch Durchführen der Δduty-Steuerung. In der vorliegenden Ausführungsform, in dem Fall, bei dem der erste Rechenwert Duty, welcher das Basis-EIN-Tastverhältnis ändert, kleiner oder gleich dem Niederstrom-Bestimmungswert DutyL ist, oder in dem Fall, bei dem der erste Rechenwert Duty größer oder gleich dem Hochstrom-Bestimmungswert DutyH ist, stoppt die dritte Recheneinheit 26 eine Berechnung des dritten Rechenwerts θ und ändert den Schaltbetrieb der Schaltvorrichtungen durch den dritten Rechenwert θ nicht. In dem Fall, bei dem der erste Rechenwert Duty kleiner oder gleich dem Niederstrom-Bestimmungswert DutyL ist, oder in dem Fall, bei dem der ersten Rechenwert Duty größer oder gleich dem Hochstrom-Bestimmungswert DutyH ist, berechnet die zweite Recheneinheit 25 den zweiten Rechenwert Δduty und ändert die Schaltoperation der Schaltvorrichtungen durch den dritten Rechenwert θ.
  • In der vorliegenden Ausführungsform, wie im oberen Graphen von 12 gezeigt, in der Region, wo der Spulenstrom IL außerhalb des Stoppbereichs der Δduty-Steuerung und der niedrigen Herauftransformationsregion gelangt (oder der niedrigen Heruntertransformationsregion), wo der Rechenwert Duty gleich oder kleiner dem Niederstrom-Bestimmungswert DutyL wird, wird die Phasenverschiebungssteuerung nicht durchgeführt, sondern wird die Δduty-Steuerung durchgeführt. In der Region, an der der Spulenstrom IL außerhalb des Stoppbereichs der Δduty-Steuerung gelangt und die hohe Herauftransformationsregion (oder die hohe Heruntertransformationsregion), wo der erste Rechenwert Duty größer oder gleich dem Hochstrom-Bestimmungswert DutyH wird, wird die Phasenverschiebungssteuerung nicht durchgeführt, sondern wird die Δduty-Steuerung durchgeführt. In der Region, in welcher der Spulenstrom IL außerhalb des Stoppbereichs der Δduty-Steuerung gelangt und die Region, an welcher der erste Rechenwert Duty außerhalb der niedrigen Herauftransformierregion und der hohen Herauftransformierregion wird, werden die Phasenverschiebungssteuerung und die Laststeuerung durchgeführt.
  • Der untere Graph von 12 zeigt eine Berechnung eines begrenzenden Wertes θlim, welcher den dritten Rechenwert θ im Begrenzer 27 begrenzt, um zu verhindern, dass der erste Steuerwert SD1 und der zweite Steuerwert SD2 vom Bereich von 0 bis 1 in der Region abweichen, wo die Phasenverschiebungssteuerung durchgeführt wird. Die vertikale Achse des unteren Graphen von 12 zeigt den Begrenzungswert θlim; die horizontale Achse des unteren Graphen zeigt den ersten Rechenwert Duty.
  • In dem Fall, bei dem der erste Rechenwert Duty kleiner als 0,5 ist, da sich Duty - |Δduty| der Untergrenze nähert (in diesem Beispiel 0), wird der Begrenzungswert θlim auf Duty - |Δduty| eingestellt, so dass Duty - |Δduty| - θ größer oder gleich der Untergrenze (0) wird. Aber in dem Fall, bei dem Duty - |Δduty| kleiner oder gleich 0 wird, wird der Begrenzungswert θlim auf 0 eingestellt. In dem Fall, bei dem der erste Rechenwert Duty größer oder gleich 0,5 ist, da Duty + |Δduty| sich dem oberen Grenzwert annähert (in diesem Beispiel 1), wird der begrenzende Wert θlim auf 1 - Duty - |Δduty| so eingestellt, dass Duty + |Δduty| + θ kleiner oder gleich dem oberen Grenzwert 1 wird. Aber in dem Fall, bei dem 1 - Duty - |Δduty| kleiner oder gleich 0 wird, wird der begrenzende Wert θlim auf 0 eingestellt. In der Region, wo der Spulenstrom IL innerhalb des Stoppbereichs der Δduty-Steuerung gelangt und die Δduty-Steuerung nicht durchgeführt wird, wird |Δduty| gleich 0, wodurch DutyL und DutyH = 1 wird. In der Region, wo die Δduty-Steuerung durchgeführt wird, wird DutyH = |Δduty| und DutyH = 1 - |Δduty|. Wie dort wird in der Region von -Illim < IL < ILlim, wo die Δduty-Steuerung durchgeführt wird, ein Betriebsbereich der Phasenverschiebungssteuerung expandiert und es wird möglich, die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 zum Lade- und Entlade-Kondensatorspannungs-Zielwert V0ref zu steuern.
  • Wie in Gleichung (7) gezeigt, in dem Fall, bei dem ein dritter Rechenwert θ* vor Begrenzung, ausgegeben durch die dritte Steuerung 25a kleiner oder gleich einem Wert (- θlim) wird, der -1 mit dem Begrenzungswert θlim multipliziert, stellt der Begrenzer 27 - θlim auf den dritten Rechenwert θ nach Begrenzung ein; in dem Fall, wo der dritte Rechenwert θ* vor Begrenzung größer oder gleich dem Begrenzungswert θlim wird, stellt der Begrenzer 27 θlim auf den dritten Rechenwert θ nach Begrenzung ein; in dem Fall, bei dem der dritte Rechenwert θ* vor Begrenzung innerhalb des Bereichs von -θlim bis θlim kommt, stellt der Begrenzer 27 den dritten Rechenwert θ* vor Begrenzung auf den dritten Rechenwert θ nach Begrenzung so wie sie ist ein. 1 ) In dem Fall von  θ * < = − θ lim     θ = − θ lim 2)  Im Falle von  θ * > = − θ lim     θ = − θ lim 3) Im Fall von  − θ lim < θ * < − θ lim     θ = θ∗
    Figure DE102017213055B4_0011
  • Auf diese Weise kann durch Anwenden der Beschränkung auf den dritten Rechenwert θ unter Verwendung des ersten Rechenwerts Duty und des zweiten Rechenwerts Δduty der erste Steuerwert SD1 und der zweite Steuerwert SD2, in welchen der zweite Rechenwert Δduty und der dritte Rechenwert θ reflektiert wurden, daran gehindert werden, außerhalb des Bereichs von 0 bis 1 zu gelangen.
  • Zumindest in dem Fall, bei dem die Phasendifferenz, welche durch die Phasenverschiebungssteuerung geändert wird, fixiert ist, steuert die Steuerung 109 die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 durch Durchführen der Δduty-Steuerung. In der vorliegenden Ausführungsform, selbst in dem Fall, bei dem der dritte Rechenwert θ auf den begrenzenden Wert θlim durch den Begrenzer 27 fixiert ist und in dem Fall, bei dem die niedrige Herauftransformierregion oder die hohe Herauftransformierregion ist und der dritte Rechenwert θ auf 0 fixiert ist, ändert die zweite Recheneinheit 25 den zweiten Rechenwert Δduty. Zumindest in dem Fall, bei dem die EIN-Lastverhältnis-Differenz, welche durch die Δduty-Steuerung fixiert ist, geändert wird, steuert die Steuerung 109 die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 durch Durchführen der Phasenverschiebungssteuerung. In der vorliegenden Ausführungsform, selbst in dem Fall, bei dem sie innerhalb des Stoppbereichs der Δduty-Steuerung ist und der zweite Rechenwert Δduty auf 0 fixiert ist, ändert die dritte Recheneinheit 26 den dritten Rechenwert θ. Daher kann die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 durch zumindest entweder die Δduty-Steuerung oder die Phasenverschiebungssteuerung gesteuert werden.
  • Durch Bereitstellen der Steuerungen 109 wie oben beschrieben, unabhängig von dem Stromflussbetrieb (Herauftransformierbetrieb) oder dem Regenerativbetrieb (Heruntertransformierbetrieb), hoher Strom oder niedriger Strom, wird es möglich, die Ausgangsspannung V2 auf den Ausgangsspannungs-Sollwert V2ref zu steuern und wird es möglich, die die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 auf den Lade- und Entlade-Kondensatorspannungs-Zielwert V0ref zu steuern, ohne von dem Spulenstrom IL abhängig zu sein. Daher, selbst obwohl die Elementdurchschlagspannung jeder Schaltvorrichtung reduziert ist, ist es möglich, die Gefahr eines Elementdurchbruchs sicherer zu vermeiden, wodurch die niedrigen Kosten und ein effizienter DC/DC-Wandler 1 erhalten werden können. Da der Stromsensor 105 lediglich eine Funktion zum Bestimmen der Richtung des Stroms aufweisen sollte, welcher durch die Spule 12 fließt und höhere Detektionsgenauigkeit als der Bestimmungswert ILlim aufweisen, welcher der Stoppbereich der Δduty-Steuerung definiert, kann ein preisgünstiger Sensor verwendet werden.
  • Ausführungsform 2
  • Als Nächstes wird der DC/DC-Wandler 1 gemäß Ausführungsform 2 unter Bezugnahme auf Zeichnungen beschrieben. 13 ist ein Schaltungsdiagramm (ein Blockdiagramm), welches eine Konfiguration der Steuerung 109 gemäß der vorliegenden Ausführungsform zeigt. Die Basis-Konfiguration des DC/DC-Wandlers 1 gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist die gleiche wie diejenige von Ausführungsform 1; jedoch unterscheiden sich eine Konfiguration des Begrenzers 27 und eine Konfiguration, welche die Phasenverschiebungssteuerung auch in der niedrigen Herauftransformierregion und der hohen Herauftransformierregion durchführt, von Ausführungsform 1.
  • In der vorliegenden Ausführungsform führt in der Phasenverschiebungssteuerung die Steuerung 109 eine obere Begrenzung einer Größe eines Änderungsbetrags der Phasendifferenz so durch, dass eine Übergangsreihenfolge der Betriebsmodi, welche die Schaltmuster der Schaltvorrichtungen S1 bis S4 sind, sich nicht ändert. Die Steuerung 109 ist mit einem ersten Begrenzer 27X und einem zweiten Begrenzer 27Y als Begrenzer versehen. In der niedrigen Herauftransformierregion und der hohen Herauftransformierregion führt der Begrenzer 27X die obere Begrenzung des dritten Rechenwerts θ durch, welcher die Größe des Änderungsbetrags der Phasendifferenz repräsentiert, so dass die Übergangsreihenfolge der Betriebsmodi sich nicht ändert. In der vorliegenden Ausführungsform führt der erste Begrenzer 27X eine obere und untere Begrenzung durch den Begrenzungswert θlim an dem dritten Rechenwert θ* vor aus der dritten Steuerung 26a ausgegebener Begrenzung durch, wie im Falle der Gleichung (7) und gibt den dritten Rechenwert θ nach Beschränkung aus.
  • Der obere Reihengraph von 14 zeigt die Ausführungsregion der Δduty-Steuerung durch den zweiten Rechenwert Δduty und die Ausführungsregion der Phasenverschiebungssteuerung durch den dritten Rechenwert θ. Die vertikale Achse des oberen Graphen von 14 ist der Spulenstrom IL. Die horizontale Achse des oberen Graphen von 14 ist der erste Rechenwert Duty; wenn der erste Rechenwert Duty 0 ist, werden die EIN-Tastverhältnisse DT1, DT2 der ersten und zweiten Schaltvorrichtungen S1, S2 auf 0 eingestellt; wenn der erste Rechenwert Duty 1 ist, werden das EIN-Tastverhältnis DT1, DT2 der ersten und zweiten Schaltvorrichtungen S1, S2 auf 1 eingestellt. In der Region, wo der Spulenstrom IL innerhalb des Stoppbereichs der Δduty-Steuerung von -ILlim klein bis ILlim wird, wie im Falle von Ausführungsform 1, wird die Δduty-Steuerung nicht durchgeführt, sondern wird die Phasenverschiebungssteuerung durchgeführt. In der Region, wo der Spulenstrom IL außerhalb des Stoppbereichs der Δduty-Steuerung gelangt, wird die Δduty-Steuerung durchgeführt.
  • Der untere Graph von 14 zeigt eine Berechnung eines Grenzwerts θlim, der im ersten Begrenzer 27X verwendet wird, in einer Region, wo sowohl die Δduty-Steuerung als auch die Phasenverschiebungssteuerung durchgeführt werden. Die vertikale Achse des unteren Graphen von 14 zeigt den Grenzwert θlim; die horizontale Achse des unteren Graphen zeigt den ersten Rechenwert Duty.
  • In dem Fall, bei dem der erste Rechenwert Duty kleiner als 0,5 ist, wird der Begrenzungswert θlim auf den ersten Rechenwert Duty so eingestellt, dass die Übergangreihenfolge der Betriebsmodi sich nicht ändert (θlim = Duty). In dem Fall, bei dem der erste Rechenwert Duty größer oder gleich 0,5 ist, wird der Begrenzungswert θlim auf einen Wert eingestellt, der durch Subtrahieren des ersten Rechenwerts Duty von 1 erhalten wird, so dass die Übergangsreihenfolge der Betriebsmodi sich nicht ändert (θlim = 1 - Duty).
  • Entsprechend, in der vorliegenden Ausführungsform, da der Begrenzungswert θlim den dritten Rechenwert θ so begrenzt, dass die Übergangsreihenfolge von Betriebsmodi sich nicht ändert, ist es nicht notwendig, die Phasenverschiebungssteuerung in der niedrigen Herauftransformierregion und der hohen Herauftransformierregion wie in Ausführungsform 1 zu stoppen und kann die Phasenverschiebungssteuerung in den gesamten Regionen durchgeführt werden.
  • Der zweite Begrenzer 27Y begrenzt den zweiten Rechenwert Δduty so, dass der erste Steuerwert SD1 und der zweite Steuerwert SD2 nicht außerhalb des Bereichs der Minimalwerte gelangen (in diesem Fall 0) bis zum Maximalwert (in diesem Fall 1). In der vorliegenden Ausführungsform führt der zweite Begrenzer 27Y die obere und untere Begrenzung durch einen zweiten Begrenzungswert Δdutylim an den zweiten Rechenwert Δduty* vor aus der zweiten Steuerung 25c ausgegebener Begrenzung durch und gibt den zweiten Rechenwert Δduty nach Begrenzung aus.
  • Der zweite Rechenwert Δduty* vor Begrenzung, der erste Rechenwert Duty und der dritte Rechenwert θ nach Begrenzung werden in den zweiten Begrenzer 27Y eingegeben. In dem Fall, bei dem der erste Rechenwert Duty kleiner als 0,5 ist, wird der zweite Begrenzungswert Δdutylim auf einen Wert eingestellt, der durch Subtrahieren des Absolutwerts des dritten Rechenwerts θ nach Begrenzung vom ersten Rechenwert Duty (Δdutylim = Duty - |θ|) erhalten wird. In dem Fall, bei dem der erste Rechenwert Duty größer oder gleich 0,5 ist, wird der zweite Begrenzungswert Δdutylim auf einen Wert eingestellt, der durch Subtrahieren des ersten Rechenwert Duty und des Absolutwerts des dritten Rechenwerts θ nach Begrenzung von 1 erhalten wird (Δdutylim = 1 - Duty - |θ|).
  • Wie in einer Gleichung (8) gezeigt, in dem Fall, bei dem der zweite Rechenwert Δduty* vor Begrenzung, der aus der zweiten Steuerung 25c ausgegeben wird, kleiner oder gleich einem Wert (- Δdutylim) wird, der durch Multiplizieren von -1 mit dem zweiten Begrenzungswert Δdutylim ermittelt wird, stellt der zweite Begrenzer 27Y -Δdutylim auf den zweiten Rechenwert Δduty nach Begrenzung ein. In dem Fall, bei dem der zweite Rechenwert Δduty* vor Begrenzung größer oder gleich dem zweiten Begrenzungswert Δdutylim wird, stellt der zweite Begrenzer 27Y Δdutylim auf den zweiten Rechenwert Δduty nach Begrenzung ein; in dem Fall, bei dem der zweite Rechenwert Δduty* vor Begrenzung innerhalb des Bereichs von -Δdutylim zu Δdutylim wird, stellt der zweite Begrenzer 27Y den zweite Rechenwert Δduty* vor Begrenzung auf den zweiten Rechenwert Duty nach Begrenzung, so wie er ist, ein. 1) In dem Fall von  Δ duty* < = Δ dutylim     Δ duty = − Δ dutylim 1) In dem Fall von  Δ duty* > = Δ dutylim     Δ duty = Δ dutylim 3 )  In dem Fall von  − Δ duty* < Δ duty* < Δ dutylim     Δ duty = Δ duty*
    Figure DE102017213055B4_0012
  • Auf diese Weise, indem die Begrenzung auf den zweiten Rechenwert Δduty unter Verwendung des ersten Rechenwerts Duty und des dritten Rechenwerts θ angewendet wird, kann verhindert werden, dass der erste Steuerwert SD1 und der zweite Steuerwert SD2, in welchen der zweite Rechenwert Δduty und der dritte Rechenwert θ widergespiegelt wurden, außerhalb des Bereichs von 0 bis 1 gelangen.
  • Selbst in dem Fall, bei dem der dritte Rechenwert θ auf den Begrenzungswert θlim durch den ersten Begrenzer 27X begrenzt wird, ändert die zweite Recheneinheit 25 den zweiten Rechenwert Δduty. Selbst in dem Fall, bei dem er innerhalb des Stoppbereichs der Δduty-Steuerung ist und der zweite Rechenwert Δduty auf 0 fixiert ist und in dem Fall, bei dem der zweite Rechenwert Δduty auf dem zweiten Begrenzungswert Δdutylim durch den zweiten Begrenzer 27Y fixiert ist, ändert die dritte Recheneinheit 26 den dritten Rechenwert θ. Daher kann die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 durch zumindest entweder den zweiten Rechenwert Δduty oder den dritten Rechenwert θ steuerbar sein.
  • Selbst in der vorliegenden Ausführungsform, wie es bei Ausführungsform 1 der Fall ist, unabhängig von dem Stromflussbetrieb (Herauftransformierbetrieb) oder dem Regenerativbetrieb (Tiefsetzbetrieb), hoher Strom oder niedriger Strom, wird es möglich, die Ausgangsspannung V2 auf den Ausgangsspannungs-Zielwert V2ref zu steuern und wird es möglich, die Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 auf den Lade- und Entlade-Kondensatorspannungs-Zielwert V0ref zu steuern, ohne vom Spulenstrom IL abhängig zu sein. Daher, selbst obwohl die Elementdurchschlagspannung jeder Schaltvorrichtung reduziert ist, ist es möglich, die Gefahr eines Elementdurchschlags sicherer zu verhindern, wodurch niedrige Kosten und ein effizienter DC/DC-Wandler 1 erhalten werden können. Da der Stromsensor 105 eine Funktion aufweisen sollte, die Richtung des Stroms zu bestimmen, der durch die Spule 12 fließt, und höhere Detektionsgenauigkeit als dem Bestimmungswert ILlim aufweist, welcher den Stoppbereich der Δduty-Steuerung definiert, kann ein preisgünstiger Sensor verwendet werden.
  • Ausführungsform 3
  • Als Nächstes wird der DC/DC-Wandler 1 gemäß Ausführungsform 3 unter Bezugnahme auf Zeichnungen erläutert. 15 ist ein Schaltungsdiagramm (ein Blockdiagramm), das eine Konfiguration der Steuerung 109 gemäß der vorliegenden Ausführungsform zeigt. Die Erläuterung für Bestandteilelemente, welche die gleichen wie in Ausführungsform 1 sind, wird weggelassen. Die Basis-Konfiguration der DC/DC-Wandler 1 gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist die gleiche wie diejenige von Ausführungsform 1; jedoch unterscheidet sich eine Konfiguration, das die Steuerung 109 einen Strombefehlswert I0ref, der in dem Lade- und Entlade-Kondensator 101a fließt, als einen gemeinsamen Zwischensteuerparameter in der Δduty-Steuerung und der Phasenverschiebungs-Steuerung berechnet und die EIN-Tastverhältnisdifferenz und die Phasendifferenz basierend auf dem Strombefehlswert I0ref ändert, von Ausführungsform 1.
  • Das heißt, dass in der Δduty-Steuerung und der Phasenverschiebungssteuerung die Steuerung 109 den Strombefehlswert I0ref (nachfolgend als Lade- und Entlade-Kondensator-Strombefehlswert I0ref bezeichnet), der in den DC-Spannungswandler 101 fließt, so dass der Detektionswert der Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 sich dem Lade- und Entlade-Kondensatorspannungs-Zielwert V0ref nähert, ändert. Dann ändert die Steuerung 109 die EIN-Tastverhältnisdifferenz basierend auf dem Lade- und Entlade-Kondensator-Strombefehlswert I0ref und ändert die Phasendifferenz, basierend auf dem Lade- und Entlade-Kondensator-Strombefehlswert I0ref.
  • Da der Lade- und Entladungsstrom IC0 proportional zu einer Zeitänderungs-Geschwindigkeit (dV0 / dt) der Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 ist, ist es ein wichtiger Parameter zum Steuern der Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0. Gemäß der oben erwähnten Konfiguration, da der Lade- und Entlade-Kondensator-Strombefehlswert I0ref, welches der gemeinsame Zwischensteuerparameter ist, in der Δduty-Steuerung und der Phasenverschiebungssteuerung berechnet wird, und die EIN-Tastverhältnis-Differenz und die Phasendifferenz basierend auf dem Lade- und Entlade-Kondensator-Strombefehlswert I0ref geändert werden, ist es möglich, die Steuergenauigkeit der Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 durch zwei Arten von Steuerverfahren zu verbessern.
  • Die Steuerung 109 verteilt den Lade- und Entlade-Kondensator-Strombefehlswert I0ref auf einen Strombefehlswert I0delta für die Δduty-Steuerung und einen Strombefehlswert I0shift für die Phasenverschiebungssteuerung. Dann ändert die Steuerung 109 die EIN-Tastverhältnis-Differenz basierend auf dem Strombefehlswert I0delta für die Δduty-Steuerung und ändert die Phasendifferenz basierend auf dem Strombefehlswert I0shift für die Phasenverschiebungssteuerung.
  • Gemäß dieser Konfiguration, da der Lade- und Entlade-Kondensator-Strombefehlswert I0ref verteilt wird und die Δduty-Steuerung und die Phasenverschiebungssteuerung durchgeführt werden, selbst falls zwei Arten von Steuerverfahren verwendet werden, kann das Steuerverhalten der Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 stabilisiert werden.
  • In der vorliegenden Ausführungsform, wie in 15 gezeigt, ist die Steuerung 109 mit einer Strombefehlsrecheneinheit 31 versehen. Die Strombefehlsrecheneinheit 31 berechnet den Lade- und Entlade-Kondensator-Strombefehlswert I0ref, basierend auf der Differenzspannung V0err (der Lade- und Entlade-Kondensator-Differenzspannung V0err) zwischen dem Detektionswert der Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 und dem Lade- und Entlade-Kondensatorspannungs-Zielwert V0ref. Die Strombefehlsrecheneinheit 31 berechnet den Lade- und Entlade-Kondensator-Strombefehlswert I0ref durch Durchführen einer Rückkopplungssteuerung, wie etwa einer P-Steuerung, einer PI-Steuerung und einer PID-Steuerung an der Lade- und Entlade-Kondensator-Differenzspannung V0err.
  • Die Steuerung 109 ist mit einer Verteilungsrecheneinheit 32 versehen. Die Verteilungsrecheneinheit 32 verteilt den Lade- und Entlade-Kondensator-Strombefehlswert I0ref an den Strombefehlswert I0delta für die Δduty-Steuerung und den Strombefehlswert I0shift für die Phasenverschiebungssteuerung.
  • In der vorliegenden Ausführungsform ändert die Verteilungsrecheneinheit 32 ein Verteilungsverhältnis Ri zwischen dem Strombefehlswert I0delta für die Δduty-Steuerung und den Strombefehlswert I0shift für die Phasenverschiebungssteuerung in Übereinstimmung mit dem durch den Stromsensor 105 detektierten Spulenstrom IL. In diesem Beispiel ist das Verteilungsverhältnis Ri ein Verteilungsverhältnis des Strombefehlswert I0delta für die Δduty-Steuerung an den Lade- und Entladekondensator-Strombefehlswert I0ref und wird auf einen Wert von größer oder gleich 0 und kleiner oder gleich 1 eingestellt. Wie in eine Gleichung (9) gezeigt, stellt die Verteilungsrecheneinheit 32 einen Wert, welcher durch Multiplizieren des Lade- und Entladekondensator-Strombefehlswert I0ref mit dem Verteilungsverhältnis Ri ermittelt wird, auf den Strombefehlswert I0delta für die Δduty-Steuerung ein und stellt einen Wert, der durch Multiplizieren des Lade- und Entladekondensator-Strombefehlswert I0ref mit einem Wert, der durch Subtrahieren des Verteilungsverhältnisses Ri von 1 erhalten wird, ermittelt wird, auf den Strombefehlswert I0shift für die Phasenverschiebungssteuerung ein. I0delta = Ri × I0ref I0shift = ( 1 − Ri ) × I0ref 0 < = Ri < = 1
    Figure DE102017213055B4_0013
  • Wie in den Beispielen von 16 bis 18 gezeigt, in dem Fall, bei dem der Spulenstrom IL innerhalb des vorab eingestellten Stoppbereichs der Δduty-Steuerung einschließlich 0 liegt, stellt die Verteilungsrecheneinheit 32 das Verteilungsverhältnis Ri auf 0 ein; in dem Fall, bei dem der Spulenstrom IL außerhalb des Stoppbereichs der Δduty-Steuerung liegt, stellt die Verteilungsrecheneinheit 32 das Verteilungsverhältnis Ri auf einen Wert größer 0 ein.
  • Wenn das Verteilungsverhältnis Ri auf 0 eingestellt wird, wird der Strombefehlswert I0delta für die Δduty-Steuerung 0, wodurch, wie später beschrieben, die EIN-Tastverhältnisdifferenz 0 wird und die Δduty-Steuerung gestoppt wird. Andererseits, wenn das Verteilungsverhältnis Ri auf einen Wert größer 0 eingestellt wird, wird der Strombefehlswert I0delta für die Δduty-Steuerung zu einem Wert größer als 0 oder einem Wert kleiner als 0, wodurch, wie später beschrieben, die EIN-Tastverhältnisdifferenz zu einem Wert größer als 0 oder einem Wert kleiner als 0 wird und die Δduty-Steuerung betrieben wird.
  • Gemäß dieser Konfiguration wird in einer Region, wo der Spulenstrom IL innerhalb des Stoppbereichs der Δduty-Steuerung gelangt, wie im Falle bei Ausführungsform 1, 2, die Δduty-Steuerung nicht durchgeführt, sondern wird die Phasenverschiebungssteuerung durchgeführt. In einer Region, wo der Spulenstrom IL außerhalb des Stoppbereichs der Δduty-Steuerung wird, wird die Δduty-Steuerung durchgeführt. In diesem Fall, da er mit dem Verteilungsverhältnis Ri verwaltet wird, kann der Steuerbetrag der angehaltenen Δduty-Steuerung automatisch auf den Steuerbetrag der Phasenverschiebungssteuerung verteilt werden.
  • In 16 bis 18 ist die horizontale Achse der Spulenstrom IL und ist die vertikale Achse das Verteilungsverhältnis Ri. In, in 16 bis 18 gezeigten Beispielen ist im Stoppbereich der Δduty-Steuerung, wo der Spulenstrom IL innerhalb des Bereichs von -ILL bis ILL gelangt, (-ILL <= IL <= ILL) das Verteilungsverhältnis Ri auf 0 eingestellt, wird die Δduty-Steuerung gestoppt und wird die Phasenverschiebungssteuerung betrieben. In dem Bereich, bei dem der Spulenstrom IL kleiner oder gleich -ILH oder größer oder gleich ILH wird (IL <= -ILH, ILH <=Il), wird das Verteilungsverhältnis Ri auf 1 eingestellt, wird die Δduty-Steuerung betrieben und wird die Phasenverschiebungssteuerung gestoppt.
  • Im Bereich (-ILH <= IL <= -ILL), wo der Spulenstrom IL innerhalb des Bereichs von -ILH bis -ILL kommt und dem Bereich (ILL <= IL <= ILH), wo der Spulenstrom IL innerhalb des Bereichs von ILL bis ILH gelangt, im in 6 gezeigten Beispiel, wird das Verteilungsverhältnis Ri zwischen 0 und 1 durch Hysteresebestimmung umgeschaltet. Im in 17 gezeigten Beispiel wird das Verteilungsverhältnis Ri zwischen 0 und 1 graduell geändert; im in 18 gezeigten Beispiel wird das Verteilungsverhältnis Ri zwischen 0 und 1 schrittweise geändert.
  • Die dritte Recheneinheit 26, welche die Phasenverschiebungssteuerung durchführt, ist mit einer Phasendifferenz-Umwandlungseinheit 33 versehen. Die Phasendifferenz-Umwandlungseinheit 33 wandelt den Strombefehlswert I0shift für die Phasenverschiebungssteuerung in die Phasendifferenz um. Eine Gleichung (10) wird ermittelt durch Umstellen der Gleichung (5), die oben abgeleitet ist, in Bezug auf den Phasenverschiebungsbetrag gegenüber der Basisphasendifferenz Θ, welche 180° beträgt. Hier, da ein durch Multiplizieren der Zeitänderungsgeschwindigkeit dV0/dt der Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 mit der Kapazität C0 des Lade- und Entladekondensators erhaltener Wert gleich dem Lade- und Entladungsstrom IC0 ist, wird er durch den Lade- und Entladungsstrom IC0 ersetzt. unter Verwendung der Gleichung (10) kann der Lade- und Entladungsstrom IC0 in den Phasenverschiebungsbetrag Θ umgewandelt werden; die Umwandlungsgleichungen differieren abhängig davon, ob das Herauftransformierverhältnis N (das Tiefsetzverhältnis N) kleiner als das Zweifache ist. Θ = L ⋅ V 2 Tsw ⋅ ( V 2 − V 1 ) 2 ⋅ C 0 ⋅ dV 0 dt = L ⋅ V2 Tsw ⋅ ( V2 − V 1 ) 2 ⋅ IC 0 ( N = V2 V1 < 2 ) Θ = L ⋅ V1 Tsw ⋅ V 2 2 ⋅ C 0 ⋅ dV 0 dt = L ⋅ V1 Tsw ⋅ V 2 2 ⋅ IC 0 ( N = V2 V1 ≥ 2 )
    Figure DE102017213055B4_0014
  • Dann, wie in Gleichung (11) gezeigt, wandelt die Phasendifferenz-Umwandlungseinheit 33 den Strombefehlswert I0shift für die Phasenverschiebungssteuerung in den dritten Rechenwert θ* vor Begrenzung um, unter Verwendung des Phasendifferenz-Umwandlungskoeffizienten Z, der basierend auf der Eingangsspannung V1 und der Ausgangsspannung V2 berechnet wird. Hier schaltet die Phasendifferenz-Umwandlungseinheit 33 eine Rechengleichung des Phasendifferenz-Umwandlungskoeffizienten Z, abhängig davon, ob das Herauftransformierverhältnis N (das Tiefsetzverhältnis N) kleiner als das Zweifache ist, um. θ * = Z ⋅ I 0 shift 1 ) In a case of N = V 2 V 1 < 2 Z = L ⋅ V 2 Tsw ⋅ ( V 2 ⋅ V 1 ) 2 2 ) In a case of N = V 2 V 1 ≥ 2 Z = L ⋅ V1 Tsw ⋅ V 2 2
    Figure DE102017213055B4_0015
  • Wie im Falle bei Ausführungsform 1, wie in der Gleichung (7) gezeigt, in dem Fall, bei dem der dritte Rechenwert θ* vor Begrenzung, welche aus der Phasendifferenz-Umwandlungseinheit 33 ausgegeben wird, kleiner gleich einem Wert (-θlim) wird, der -1 mit dem Begrenzungswert θlim multiplizierte, stellt der Begrenzer 27 -θlim auf den dritten Rechenwert θ nach Beschränkung ein; in dem Fall, bei dem der dritte Rechenwert θ* vor Begrenzung größer oder gleich dem θlim wird, stellt der Begrenzer 27 θlim auf den dritten Rechenwert θ nach Begrenzung ein; in dem Fall, bei dem der dritte Rechenwert θ* vor Begrenzung innerhalb des Bereichs von -θlim bis θlim wird, stellt der Begrenzer 27 den dritten Rechenwert θ* vor Begrenzung auf den dritten Rechenwert θ ach Begrenzung, so wie er ist, ein. Der Begrenzungswert θlim wird eingestellt, wie unter Verwendung des unteren Graphen von 12 erläutert. Gemäß dieser Konfiguration, wie im Falle bei Ausführungsform 1, kann die Übergangsreihenfolge der Betriebsmodi, welche Schaltmuster der Schaltvorrichtungen S1 bis S4 sind, daran gehindert werden, sich zu ändern.
  • Dann, wie im Falle bei Ausführungsform 1, berechnet der Rechteckwellen-Multiplizierer 26b den endgültigen dritten Rechenwert ±θ durch Multiplizieren der Rechteckwelle von ±1, welche aus dem Rechteckwellengenerator 26c ausgegeben wird, mit dem dritten Rechenwert θ.
  • Die zweite Recheneinheit 25, welche die Δduty-Steuerung durchführt, wird mit einer Δduty-Umwandlungseinheit 34 versehen. Die Δduty-Umwandlungseinheit 34 wandelt den Strombefehlswert I0delta für die Δduty-Steuerung in die EIN-Tastverhältnis-Differenz um. Eine Gleichung (12) wird ermittelt, indem die zweite Zeile von Gleichung (1), die oben abgeleitet wird, herausgegriffen und in Bezug auf (DT1 - DT2) neu arrangiert wird, was zur EIN-Tastverhältnis-Differenz wird. Hier, wie im Falle von Gleichung (10) wird C0 × dV0/dt mit Lade- und Entladungsstrom IC0 ersetzt. Unter Verwendung von Gleichung (12) kann der Lade- und Entladungsstrom IC0 in die EIN-Tastverhältnisdifferenz umgewandelt werden. dV0 dt = DT1 − DT2 C 0 ⋅ IL DT1 − DT2 = C0 ⋅ dV0 dt ⋅ 1 IL = IC 0 ⋅ 1 IL
    Figure DE102017213055B4_0016
  • Dann, wie in einer Gleichung (13) gezeigt, berechnet die Δduty-Umwandlungseinheit 34 einen Wert, der durch Dividieren des Strombefehlswert I0delta für die Δduty-Steuerung mit dem Spulenstrom IL ermittelt wird, als dem zweiten Rechenwert Δduty. Hier, in dem Fall, bei dem der Spulenstrom IL innerhalb des Stoppbereichs der Δduty-Steuerung liegt, da der Strombefehlswert I0delta für die Δduty-Steuerung auf 0 eingestellt wird, wird der zweite Rechenwert Δduty auf 0 eingestellt. Gemäß dieser Konfiguration, wie im Falle bei Ausführungsform 1, wird die EIN-Tastverhältnisdifferenz in Übereinstimmung mit dem Spulenstrom IL geändert und wird die Positiv- oder Negativ-Änderungsrichtung der EIN-Tastverhältnisdifferenz in Übereinstimmung mit der Stromrichtung des Spulenstroms IL geändert. Δ duty = I0delta/IL
    Figure DE102017213055B4_0017
  • Wie im Falle von Ausführungsform 2 kann der zweite Begrenzer 27Y die obere und untere Begrenzung durch den zweiten Begrenzungswert Δdutylim zum zweiten Rechenwert Δduty durchführen, welcher aus der Δduty-Umwandlungseinheit 34 ausgegeben wird.
  • Da die Konfiguration der ersten Recheneinheit 24, der Schaltsteuereinheit 30 und dergleichen die gleichen sind wie diejenigen von Ausführungsform 1, wird die Erläuterung weggelassen.
  • Ausführungsform 4
  • Als Nächstes wird der DC/DC-Wandler 1 gemäß Ausführungsform 4 unter Bezugnahme auf Zeichnungen erläutert. Die Erläuterung für Bestandteilelemente, die jenen in Ausführungsform 3 gleich sind, wird weggelassen. Die Basiskonfiguration des DC/DC-Wandlers 1 gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist die gleiche wie diejenige von Ausführungsform 3; jedoch unterscheidet sie eine Verarbeitung der Verteilungsrecheneinheit 32 von Ausführungsform 3.
  • Das heißt, dass im Falle der Durchführung der oberen und unteren Begrenzung auf eine oder beide der EIN-Tastverhältnisdifferenz und der Phasendifferenz die Verteilungsrecheneinheit 32 einen Teil, der den oberen und unteren Grenzwert in der Phasendifferenz oder der EIN-Tastverhältnisdifferenz, an welchen die obere und untere Begrenzung durchgeführt wurde, übersteigt, an den Strombefehlswert I0delta für die Δduty-Steuerung oder den Strombefehlswert I0shift für die Phasenverschiebungssteuerung, entsprechend der Phasendifferenz oder der EIN-Tastverhältnisdifferenz, an welcher die obere und untere Begrenzung nicht durchgeführt wird.
  • Gemäß dieser Konfiguration, da der Teil des Strombefehlswerts, an welchem die obere und untere Begrenzung durchgeführt wird, an den Strombefehlswert verteilt werden kann, an welchem die obere und untere Begrenzung nicht durchgeführt wird, ist es möglich, bei der Steuerung der Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 widerzuspiegeln, kann das Steuerverhalten der Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 stabilisiert werden.
  • In der vorliegenden Ausführungsform, in dem Fall, in dem ein zeitweilig eingestellter Wert der Phasendifferenz, welcher zeitweilig entsprechend dem Strombefehlswert I0ref eingestellt wird, oben und unten begrenzt ist, verteilt die Verteilungsrecheneinheit 32 den Teil des Strombefehlswerts entsprechend dem Teil, der den oberen und unteren Begrenzungswert in dem zeitweilig eingestellten Wert der Phasendifferenz übersteigt, an den Strombefehlswert I0delta für die Δduty-Steuerung und verteilt den verbleibenden Teil des Strombefehlswerts an den Strombefehlswert I0shift für die Phasenverschiebungssteuerung.
  • Es wird im Detail unter Verwendung des in 19 gezeigten Flussdiagramm erläutert. Im Schritt S01 stellt die Verteilungsrecheneinheit 32 den Strombefehlswert I0ref auf einen zeitweiligen Strombefehlswert I0shift* für die Phasenverschiebungssteuerung ein. Als Nächstes berechnet im Schritt S02 die Verteilungsrecheneinheit 32 einen zeitweilig eingestellten Wert θref des dritten Rechenwerts durch Multiplizieren des Phasendifferenz-Umwandlungskoeffizienten Z, der abhängig davon berechnet wurde, ob ein Herauftransformierverhältnis N (das Heruntertransformierverhältnis N) kleiner als das Zweifache ist, wie in einer Gleichung (11) gezeigt, mit dem zeitweiligen Strombefehlswert I0shift* für die Phasenverschiebungssteuerung.
  • Als Nächstes bestimmt im Schritt S03 die Verteilungsrecheneinheit 32, ob der zeitweilig eingestellte Wert θref des dritten Rechenwerts den oberen Begrenzungswert θlim, der im Begrenzer 27 verwendet wird, übersteigt, oder nicht. In dem Fall, bei dem festgestellt wird, dass der zeitweilig eingestellte Wert θref des dritten Rechenwertes den oberen Begrenzungswert θlim übersteigt (im Schritt S03: Ja), stellt im Schritt S05 die Verteilungsrecheneinheit 32 einen Wert, der durch Dividieren des oberen Grenzwerts θlim durch den Phasendifferenz-Umwandlungskoeffizienten Z ermittelt wird, am Strombefehlswert I0shift für die Phasenverschiebungssteuerung ein.
  • In dem Fall, bei dem festgestellt wird, dass der zeitweilig eingestellte Wert θref des dritten Rechenwertes den oberen Grenzwert θlim nicht übersteigt (im Schritt S03: Nein), bestimmt im Schritt S04 die Verteilungsrecheneinheit 32, ob der zeitweilig eingestellte Wert θref des dritten Rechenwertes niedriger als der untere Begrenzungswert -θlim ist, oder nicht, der im Begrenzer 27 verwendet wird. In dem Fall, bei dem festgestellt wird, dass der zeitweilig eingestellte Wert θref des dritten Berechungswerts niedriger ist als der unteren Begrenzungswert -θlim (im Schritt S04: Ja), stellt im Schritt S07 die Verteilungsrecheneinheit 32 einen Wert, der durch Dividieren des unteren Begrenzungswerts -θlim durch den Phasendifferenz-Umwandlungskoeffizienten Z ermittelt wird, auf den aktuellen Befehlswert I0shift für die Phasenverschiebungssteuerung ein.
  • In dem Fall, wo festgestellt wird, dass der zeitweilig eingestellte Wert θref des dritten Rechenwerts nicht niedriger ist als der untere Begrenzungswert -θlim (im Schritt S04: Nein), stellt im Schritt S06 die Verteilungsrecheneinheit 32 den zeitweiligen Strombefehlswert I0shift* für die Phasenverschiebungssteuerung auf den Strombefehlswert I0shift für die Phasenverschiebungssteuerung ein.
  • Im Schritt S08 stellt die Verteilungsrecheneinheit 32 einen Wert, der durch Subtrahieren des Strombefehlswerts I0shift für die Phasenverschiebungssteuerung von dem Strombefehlswert I0ref ermittelt wird, auf den Strombefehlswert I0delta für die Δduty-Steuerung ein.
  • Alternativ, wie im Falle bei Ausführungsform 3, kann die Verteilungsrecheneinheit 32 konfiguriert sein, den Strombefehlswert I0ref auf den Strombefehlswert I0delta für die Δduty-Steuerung und den Strombefehlswert I0shift für die Phasenverschiebungssteuerung abhängig vom Verteilungsverhältnis Ri einzustellen; und kann die Verteilungsrecheneinheit 32 konfiguriert sein, zusätzlich einen Teil des Strombefehlswerts, der einen überschüssigen Teil des dritten Rechenwerts θ, an welchem die obere und untere Begrenzung im Begrenzer 27 durchgeführt wird, entspricht, zum Strombefehlswert I0delta für die Δduty-Steuerung zu verteilen.
  • Beispielsweise in dem Fall, bei dem der dritte Rechenwert θ* vor Begrenzung oben durch den begrenzenden Wert θlim begrenzt ist, addiert die Verteilungsrecheneinheit 32 zusätzlich einen Wert, der durch Dividieren des übersteigenden Teil (θ* - θlim) durch den Phasendifferenz-Umwandlungskoeffizienten Z ermittelt wird, zum Strombefehlswert I0delta für die Δduty-Steuerung. Oder in dem Fall, bei dem der dritte Rechenwert θ* vor Begrenzung unten begrenzt ist durch den Begrenzungswert - θlim, addiert die Verteilungsrecheneinheit 32 zusätzlich einen Wert, welcher durch Dividieren des übersteigenden Teils (θ* + θlim) um den Phasendifferenz-Umwandlungskoeffizienten Z ermittelt wird, zum Strombefehlswert I0delta für die Δduty-Steuerung.
  • Alternativ, wie im Fall von Ausführungsform 3, kann die Verteilungsrecheneinheit 32 konfiguriert sein, den Strombefehlswert I0ref an den Strombefehlswert I0delta für die Δduty-Steuerung und den Strombefehlswert I0shift für die Phasenverschiebungssteuerung abhängig vom Verteilungsverhältnis Ri zu verteilen; und wie es bei Ausführungsform 2 der Fall ist, kann im zweiten Begrenzer 27Y die obere und untere Begrenzung durch den zweiten Begrenzungswert Δdutylim auf den zweiten Rechenwert Δduty durchgeführt werden. In diesem Fall kann ein Teil des Strombefehlswerts, der einem übermäßigem Teil des zweiten Rechenwerts Δduty entspricht, an welchem die obere und untere Begrenzung in dem zweiten Begrenzer 27Y durchgeführt wird, zusätzlich an den Strombefehlswert I0shift für die Phasenverschiebungssteuerung verteilt werden.
  • Beispielsweise in dem Fall, bei dem der zweite Rechenwert Δduty* vor Begrenzung durch den zweiten Begrenzungswert Δdutylim oben begrenzt ist, addiert die Verteilungsrecheneinheit 32 zusätzlich einen Wert, der durch Multiplizieren des Spulenstroms IL mit dem überschüssigen Teil (Δduty* - Δdutylim) ermittelt wird, zum Strombefehlswert I0shift für die Phasenverschiebungssteuerung. Oder in dem Fall, bei dem der zweite Rechenwert Δduty* vor Begrenzung unten durch den zweiten Begrenzungswert -Δdutylim begrenzt ist, addiert die Verteilungsrecheneinheit 32 zusätzlich einen Wert, der durch Multiplizieren des Spulenstroms IL zum überschüssigen Teil (Δduty* + Δdutylim) ermittelt wird, zum Strombefehlswert I0shift für die Phasenverschiebungssteuerung.
  • (Andere Ausführungsformen)
  • Zuletzt werden andere Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung erläutert. Jede der Konfigurationen von unten zu erläuternden Ausführungsformen ist nicht als getrennt eingesetzt beschränkt, sondern sie können in Kombination mit den Konfigurationen anderer Ausführungsformen eingesetzt werden, solange wie keine Diskrepanz auftritt.
  • (1) In den vorstehenden Ausführungsformen ist der Fall erläutert worden, bei dem die Batterie 2 zwischen dem Eingangsseiten-Positiv-Elektrodenanschluss 1a und dem Eingangsseiten-Negativ-Elektrodenanschluss 1b der Niederspannungsseite verbunden ist, und ist der Elektromotor 3 zwischen dem Ausgangsseiten-Positiv-Elektrodenanschluss 1c und dem Ausgangsseiten-Negativ-Elektrodenanschluss 1d der Hochspannungsseite verbunden. Jedoch sind Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung nicht auf den vorstehenden Fall beschränkt. Das bedeutet, dass zwischen dem Eingangsseiten-Positiv-Elektrodenanschluss 1a und dem Eingangsseiten-Negativ-Elektrodenanschluss 1b der Niederspannungsseite jegliche elektrische Vorrichtungen, die Gleichstrom liefern oder verbrauchen, wie etwa eine Batterie oder ein Elektromotor verbunden sein können; zwischen dem Ausgangsseiten-Positiv-Elektrodenanschluss 1c und dem Ausgangsseiten-Negativ-Elektrodenanschluss 1d der Hochspannungsseite können jegliche elektrische Vorrichtungen, die Gleichstromleistung liefern oder verbrauchen, wie etwa eine Batterie oder ein Elektromotor, verbunden werden. Beispielsweise kann ein Elektromotor zwischen dem Eingangsseiten-Positiv-Elektrodenanschluss 1a und dem Eingangsseiten-Negativ-Elektrodenanschluss 1b der Niederspannungsseite verbunden sein; eine Batterie kann zwischen dem Ausgangsseiten-Positiv-Elektrodenanschluss 1c und dem Ausgangsseiten-Negativ-Elektrodenanschluss 1d der Hochspannungsseite verbunden sein.
  • (2) In jeder der vorstehenden Ausführungsformen ist der Fall erläutert worden, bei dem der DC/DC-Wandler 1 sowohl den Herauftransformierbetrieb als auch den Heruntertransformierbetrieb durchführen kann; und alle der ersten bis vierten Halbleiterschaltungen weisen die Funktion der Schaltvorrichtung und die Funktion des Diodenelements auf. Jedoch sind Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung nicht auf den vorstehenden Fall beschränkt. Das bedeutet, dass der DC/DC-Wandler 1 nur die Herauftransformieroperation durchführen kann; nur die ersten und zweiten Halbleiterschaltungen die Funktion der Schaltvorrichtung aufweisen können und nur die dritten und die vierten Halbleiterschaltungen die Funktion des Diodenelements aufweisen können. In diesem Fall ist in den oberen Graphen von 12 und 14 die Steuerung 109 konfiguriert, die Steuerung nur in der Region durchzuführen, wo der Spulenstrom IL positiv ist; in 1 ist die Steuerung 109 konfiguriert, die ersten und zweiten Gattersignale G1, G2 zu erzeugen und die dritten und vierten Gattersignale G3 und G4 nicht zu erzeugen. Die Steuerung 109 berechnet den ersten Rechenwert Duty zum Durchführen der ersten EIN-Tastverhältnisänderung, welche das Basis-EIN-Tastverhältnis ändert, welches der Durchschnittswert zwischen dem EIN-Tastverhältnis der ersten Halbleiterschaltung und dem EIN-Tastverhältnis der zweiten Halbleiterschaltung im Zustand derselben EIN-Tastverhältnis-Differenz und derselben Phasendifferenz ist; berechnet den zweiten Rechenwert Δduty zum Durchführen der ersten Tastverhältnisdifferenzänderung, welches die EIN-Tastverhältnis-Differenz zwischen dem EIN-Tastverhältnis der ersten Halbleiterschaltung und dem EIN-Tastverhältnis der zweiten Halbleiterschaltung ändert; berechnet den dritten Rechenwert θ zum Durchführen der ersten Phasendifferenzänderung, welche die Phasendifferenz zwischen der Phase der EIN-Periode der ersten Halbleiterschaltung und der Phase der EIN-Periode der zweiten Halbleiterschaltung ändert; und steuert den Schaltbetrieb der ersten und zweiten Halbleiterschaltungen, welche die Ein-Aus-Schaltfunktion aufweisen.
  • Alternativ kann der DC/DC-Wandler 1 nur die Tiefsetzoperation durchführen; nur die ersten und die zweiten Halbleiterschaltungen können die Funktion des Diodenelements aufweisen und nur die dritten und vierten Halbleiterschaltungen können die Funktion der Schaltvorrichtung aufweisen. In diesem Fall wird in den oberen Graphen von 12 und 14 die Steuerung 109 konfiguriert, die Steuerung nur in der Region durchzuführen, wo der Spulenstrom IL negativ ist; in 1 ist die Steuerung 109 konfiguriert, das dritte und das vierte Gattersignal G3, G4 zu erzeugen und nicht die ersten und zweiten Gattersignale G1, G2 zu erzeugen. Die Steuerung 109 berechnet den ersten Rechenwert Duty zum Durchführen der zweiten EIN-Tastverhältnisänderung, welche das Basis-EIN-Tastverhältnis ändert, welches der Durchschnittswert zwischen dem EIN-Tastverhältnis der dritten Halbleiterschaltung und dem EIN-Tastverhältnis der vierten Halbleiterschaltung im Zustand derselben EIN-Tastverhältnis-Differenz und derselben Phasendifferenz ist; berechnet den zweiten Rechenwert Δduty zum Durchführen der zweiten EIN-Tastverhältnisdifferenzänderung, welche die EIN-Tastverhältnisdifferenz zwischen dem EIN-Tastverhältnis der dritten Halbleiterschaltung und dem EIN-Tastverhältnis der vierten Halbleiterschaltung ändert; berechnet den dritten Rechenwert θ zum Durchführen der zweiten Phasendifferenzänderung, welche die Phasendifferenz zwischen der Phase der EIN-Periode der dritten Halbleiterschaltung und der Phase der EIN-Periode der vierten Halbleiterschaltung ändert; und steuert die Schaltoperation der dritten und vierten Halbleiterschaltungen, welche die Ein-Aus-Schaltfunktion aufweisen.
  • (3) In jeder der vorstehenden Ausführungsformen ist der Fall erläutert worden, bei dem der erste Spannungssensor 103 die Spannung zwischen Anschlüssen des Ausgangsseiten-Glättungskondensators 108 (Ausgangsspannung V2) detektiert und die Steuerung 109 die Ausgabespannung V2 durch Ausführen der Basislaststeuerung steuert, welche das Basis-EIN-Tastverhältnis (erster Rechenwert Duty) so ändert, dass der Detektionswert der Ausgangsspannung V2 als Hochseitenspannung sich dem Ausgangsspannungs-Zielwert V2ref als dem Befehlswert der HOchseiten-Spannung annähert. Jedoch sind Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung nicht auf den vorstehenden Fall beschränkt. Das bedeutet, dass der erste Spannungssensor 103 konfiguriert sein kann, die Spannung zwischen Anschlüssen des Eingangsseiten-Glättungskondensators 11 (Eingangsseitenspannung V1) zu detektieren und die Steuerung 109 konfiguriert sein kann, die Eingangsspannung V1 durch Ausführen der Basislaststeuerung zu steuern, welche das Basis-EIN-Tastverhältnis (erster Rechenwert Duty) so ändert, dass der Detektionswert der Eingangsspannung V1 als Niederseitenspannung sich dem Eingangsseitenspannung V1ref als dem Befehlswert der Niederseitenspannung nähert. In diesem Fall kann ein Elektromotor zwischen dem Eingangsseiten-Positiv-Elektrodenanschluss 1a und dem Eingangsseiten-Negativ-Elektrodenanschlüssen 1b der Niederspannungsseite verbunden sein; eine Batterie kann zwischen dem Ausgangsseiten-Positiv-Elektrodenanschluss 1c und dem Ausgangsseiten-Negativ-Elektrodenanschlüssen 1d von der Hochspannungsseite verbunden sein.
  • (4) In jeder der vorstehenden Ausführungsformen ist der Fall erläutert worden, bei dem in der Δduty-Steuerung die Steuerung 109 die EIN-Tastverhältnisdifferenz so ändert, dass der Detektionswert der Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 sich dem Lade- und Entlade-Kondensatorspannungs-Zielwert V0ref nähert; und in der Phasenverschiebungssteuerung ändert die Steuerung 109 die Phasendifferenz so, dass der Detektionswert der Lade- und Entlade-Kondensatorspannung V0 sich dem Lade- und Entlade-Kondensatorspannungs-Zielwert V0ref nähert. Jedoch sind Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung nicht auf den vorstehenden Fall beschränkt. Das bedeutet, dass in der Δduty-Steuerung die Steuerung 109 konfiguriert sein kann, die EIN-Tastverhältnis-Differenz bei Vorwärtskopplung basierend auf dem eingestellten Befehlswert zu ändern; und in der Phasenverschiebungssteuerung die Steuerung 109 konfiguriert sein kann, die Phasendifferenz bei der Vorwärtskopplung basierend auf dem eingestellten Befehlswert zu ändern.
  • (5) In jeder der vorstehenden Ausführungsformen ist der Fall erläutert worden, bei dem die Steuerung 109 das Basis-EIN-Tastverhältnis so ändert, dass der Detektionswert der Ausgangsspannung V2 sich dem Ausgangsspannungs-Zielwert V2ref in der Basislaststeuerung annähert. Jedoch sind Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung nicht auf den vorstehenden Fall beschränkt. Das bedeutet, dass in der Basislaststeuerung die Steuerung 109 konfiguriert sein kann, das Basis-EIN-Tastverhältnis bei Vorwärtskopplung basierend auf dem eingestellten Befehlswert zu ändern.
  • (6) In jeder der vorstehenden Ausführungsformen ist der Fall erläutert worden, bei dem die Steuerung 109 den ersten Soll-Steuerwert SD1 und den zweiten Steuerwert SD2 basierend auf dem ersten Rechenwert Duty, dem zweiten Rechenwert Δduty und dem dritten Rechenwert θ berechnet; und die Steuerung 109 Ein/Aus-Steuerung jeder Schaltvorrichtung durch den Vergleich zwischen der ersten Dreieckwelle und dem ersten Steuerwert SD1 und den Vergleich zwischen der zweiten Dreieckwelle und dem zweiten Steuerwert SD2 durchführt. Jedoch sind Ausführungsformen nicht auf den vorstehenden Fall beschränkt. Das bedeutet, dass die Steuerung 109 konfiguriert sein kann, die EIN-Tastverhältnisdifferenz, die Phasendifferenz und das Basis-EIN-Tastverhältnis in der Δduty-Steuerung, der Phasenverschiebungssteuerung und der Basislaststeuerung durch andere Verfahren als den Dreieckwellenvergleich zu realisieren. Beispielsweise kann in jeder der Δduty-Steuerung, der Phasenverschiebungssteuerung und der Basislaststeuerung, wie unter Verwendung von 7 bis 10 erläutert, die Steuerung 109 die Übergangsreihenfolge der Betriebsmodi 1 bis 4, welches die Schaltmuster der Schaltvorrichtungen S1 bis S4 sind, basierend entweder auf der Herauftransformieroperation oder der Heruntertransformieroperation bestimmen und dem Herauftransformierverhältnis und dem Heruntertransformierverhältnis; und kann die Steuerung 109 die Länge der Periode jedes bestimmten Betriebsmodus 1 bis 4 basierend auf einem Befehlswert der EIN-Tastverhältnisdifferenz, einem Befehlswert der Phasendifferenz und einem Befehlswert des Basis-EIN-Tastverhältnisses justieren, die basierend auf jeder Differenzspannung und dergleichen berechnet werden; dadurch kann die Steuerung 109 die EIN-Tastverhältnisdifferenz des Befehlswerts, die Phasendifferenz des Befehlswerts und das Basis-EIN-Tastverhältnis des Befehlswerts realisieren.
  • Verschiedene Modifikationen und Änderungen dieser Erfindung werden Fachleuten auf dem Gebiet ersichtlich werden, ohne vom Umfang und Geist der Erfindung abzuweichen und es versteht sich, dass diese nicht auf die hierin dargestellten illustrativen Ausführungsformen beschränkt ist.

Claims (17)

  1. DC/DC-Wandler (1), umfassend: einen Niederspannungsseiten-Kondensator (11), der Niederseitenspannung hält; einen Hochspannungsseiten-Kondensator (108), der Hochseitenspannung hält, und dessen Negativelektrodenseitenanschluss mit einem Negativelektrodenseitenanschluss des Niederspannungsseiten-Kondensators (11) verbunden wurde; eine erste Halbleiterschaltung (S1), deren erstes Ende mit dem Negativelektrodenseitenanschluss des Niederspannungsseiten-Kondensators (11) verbunden wurde; eine zweite Halbleiterschaltung (S2), deren erstes Ende mit einem zweiten Ende der ersten Halbleiterschaltung (S1) verbunden wurde und deren zweites Ende mit einem Positivelektrodenseitenanschluss des Niederspannungsseiten-Kondensators (11) über eine Spule (12) verbunden wurde; eine dritte Halbleiterschaltung (S3), deren erstes Ende mit dem zweiten Ende der zweiten Halbleiterschaltung (S2) verbunden wurde; eine vierte Halbleiterschaltung (S4), deren erstes Ende mit einem zweiten Ende der dritten Halbleiterschaltung (S3) verbunden wurde, und deren zweites Ende mit einem Positivelektrodenseitenanschluss des Hochspannungsseitenkondensators (108) verbunden wurde; einen Lade- und Entlade-Kondensator (101a), dessen erstes Ende mit einem Zwischenverbindungspunkt zwischen der ersten Halbleiterschaltung (S1) und der zweiten Halbleiterschaltung (S2) verbunden wurde und dessen zweites Ende mit einem Zwischenverbindungspunkt zwischen der dritten Halbleiterschaltung (S3) und der vierten Halbleiterschaltung (S4) verbunden wurde; und eine Steuerung (109), welche jede der Halbleiterschaltungen steuert, wobei der DC/DC-Wandler (1) in der Lage ist zum Betrieb eines oder beides von einem Herauftransformierbetrieb, der eine eingegebene Spannung des Niederspannungsseiten-Kondensators (11) in eine herauftransformierte Spannung umwandelt und an den Hochspannungsseitenkondensator (108) durch eine Ein-/Ausschaltfunktion des Schaltelements der ersten und zweiten Halbleiterschaltungen (S1, S2) ausgibt, indem er eine Funktion eines Schaltelements in sowohl der ersten als auch der zweiten Halbleiterschaltung (S1, S2) aufweist und auch eine Funktion eines Diodenelements in sowohl den dritten als auch vierten Halbleiterschaltungen (S3, S4) aufweist, und einem Heruntertransformierbetrieb, welcher eine eingegebene Spannung des Hochspannungsseitenkondensators (108) in eine heruntertransformierte Spannung umwandelt und an den Niederspannungsseiten-Kondensator (11) durch eine Ein-/Ausschaltfunktion des Schaltelements der dritten und vierten Halbleiterschaltungen (S3, S4) ausgibt, indem er eine Funktion eines Schaltelementes in jeder der dritten und vierten Halbleiterschaltungen (S3, S4) aufweist, und eine Funktion eines Diodenelements in jeder der ersten und zweiten Halbleiterschaltungen (S1, S2) aufweist, wobei die Steuerung (109) ein EIN-Tastverhältnis und eine Phase einer EIN-Periode in jeder der Halbleiterschaltungen von einer oder beider der ersten und zweiten Halbleiterschaltungen (S1, S2), welche die Ein-/Ausschaltfunktion aufweisen, und der dritten und vierten Halbleiterschaltungen (S4), welche die Ein-/Ausschaltfunktion aufweisen, steuert, und wobei die Steuerung (109) eine Spannung des Lade- und Entladekondensators (101a) steuert, durch Durchführen einer Δduty-Steuerung, welche ein oder beide einer ersten EIN-Tastverhältnis-Differenzänderung, welche eine EIN-Tastverhältnis-Differenz zwischen dem EIN-Tastverhältnis (DT1) der ersten Halbleiterschaltung (S1) und dem EIN-Tastverhältnis (DT2) der zweiten Halbleiterspeicher (S2) ändert, und eine zweite EIN-Tastverhältnisdifferenzänderung, welche eine EIN-Tastverhältnis-Differenz zwischen dem EIN-Tastverhältnis (DT3) der dritten Halbleiterschaltung (S3) und dem EIN-Tastverhältnis (DT4) der vierten Halbleiterschalter (S4) ändert, und eine Phasenverschiebesteuerung, welche eine oder beide einer ersten Phasendifferenzänderung, welche eine Phasendifferenz zwischen der Phase einer EIN-Periode der ersten Halbleiterschaltung (S1) und der Phase einer EIN-Periode der zweiten Halbleiterschaltung (S2) ändert, und einer zweiten Phasendifferenzänderung, welche eine Phasendifferenz zwischen der Phase der EIN-Periode der dritten Halbleiterschaltung (S3) und der Phase der EIN-Periode der vierten Halbleiterschaltung (S4) ändert, durchführt.
  2. DC/DC-Wandler (1) gemäß Anspruch 1, wobei die Steuerung (109) die EIN-Tastverhältnisdifferenz so ändert, dass ein Spannungsdetektionswert (V0) des Lade- und Entlade-Kondensators (101a) sich einem Spannungsbefehlswert (VOref) des Lade- und Entlade-Kondensators (101a) in der Δduty-Steuerung annähert und die Phasendifferenz so ändert, dass der Spannungsdetektionswert (V0) des Lade- und Entlade-Kondensators (101a) sich dem Spannungsbefehlswert (VOref) des Lade- und Entlade-Kondensators (101a) in der Phasenverschiebungssteuerung annähert.
  3. DC/DC-Wandler (1) gemäß Anspruch 1 oder 2, wobei die Steuerung (109) die Hochseitenspannung oder die Niederseitenspannung durch Durchführen einer Basislaststeuerung steuert, welche eine oder beide von einer ersten EIN-Tastverhältnisänderung, welche ein Basis-EIN-Tastverhältnis, welches ein Durchschnittswert zwischen dem EIN-Tastverhältnis (DT1) der ersten Halbleiterschaltung (S1) und dem EIN-Tastverhältnis (DT2) der zweiten Halbleiterschaltung (S2) ist, im Zustand der gleichen EIN-Tastverhältnisdifferenz und derselben Phasendifferenz ändert; und einer zweiten EIN-Tastverhältnisänderung, welche ein Basis-EIN-Tastverhältnis, welches ein Durchschnittswert zwischen dem Einlassventil (DT3) der dritten Halbleiterschaltung (S3) und dem EIN-Tastverhältnis (DT4) der vierten Halbleiterschaltung (S4) ist, in dem Zustand derselben EIN-Tastverhältnisdifferenz und derselben Phasendifferenz ändert, durchführt, so dass ein Spannungsdetektionswert (V2) der Hochseitenspannung sich einen Befehlswert (V2ref) der Hochseitenspannung annähert, oder ein Spannungsdetektionswert (V1) der Niederseitenspannung sich einem Befehlswert (V1ref) der Niederseitenspannung annähert.
  4. DC/DC-Wandler (1) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, weiter umfassend eine Spulenstrom-Detektionseinheit (105), die einen Strom (IL) detektiert, der durch die Spule (12) fließt, wobei die Steuerung (109) die EIN-Tastverhältnisdifferenz in Übereinstimmung mit dem Strom (IL) der Spule (12) ändert, der durch die Spulenstrom-Detektionseinheit (105) in der Δduty-Steuerung detektiert ist, und in dem Fall, bei dem der Strom (IL) der Spule (12), welcher durch die Spulenstrom-Detektionseinheit (105) detektiert wird, innerhalb eines vorgegebenen eingestellten Stoppbereichs der Δduty-Steuerung einschließlich 0 liegt, wobei die Steuerung (109) das Durchführen der Δduty-Steuerung durchführt, aber die Spannung Lade- und Entlade-Kondensators (101a) durch Durchführen der Phasenverschiebungssteuerung steuert.
  5. DC/DC-Wandler (1) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, weiter umfassend eine Spulenstrom-Detektionseinheit (105), die eine durch die Spule (12) fließende Stromrichtung detektiert, wobei die Steuerung (109) eine positive oder negative Änderungsrichtung der EIN-Tastverhältnisdifferenz in Übereinstimmung mit dem durch die Spulenstrom-Detektionseinheit (105) in der Δduty-Steuerung detektierte Stromrichtung ändert.
  6. DC/DC-Wandler (1) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, weiter umfassend eine Spulenstrom-Detektionseinheit (105), die einen durch die Spule (12) fließenden Strom (IL) detektiert, wobei die Steuerung (109) eine Größe eines Änderungsbetrags der EIN-Tastverhältnisdifferenz gemäß einer Größe des Spulenstroms (IL) ändert, der durch die Spulenstrom-Detektionseinheit (105) in der Δduty-Steuerung detektiert wird.
  7. DC/DC-Wandler (1) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei in dem Fall, bei dem Basis-EIN-Tastverhältnis, welches ein Durchschnittswert zwischen dem EIN-Tastverhältnis (DT1) der ersten Halbleiterschaltung (S1) und dem EIN-Tastverhältnis (DT2) der zweiten Halbleiterschaltung (S2) ist, oder ein Basis-EIN-Tastverhältnis, welches ein Durchschnittswert zwischen dem EIN-Tastverhältnis (DT3) der dritten Halbleiterschaltung (S3) und dem EIN-Tastverhältnis (DT4) der vierten Halbleiterschaltung (S4) ist, kleiner oder gleich einem zuvor eingestellten Niedrigstrom-Bestimmungswert ist oder in dem Fall, bei dem das Basis-EIN-Tastverhältnis größer als oder gleich einem vorab eingestellten Hochstrom-Bestimmungswert ist, die Steuerung (109) die Spannung des Lade- und Entlade-Kondensators (101a) durch Durchführen der Δduty-Steuerung steuert, während das Durchführen der Phasenverschiebungssteuerung gestoppt wird.
  8. DC/DC-Wandler (1) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei die Steuerung (109) eine obere Begrenzung bei einer Größe eines Änderungsbetrags der Phasendifferenz so durchführt, dass eine Übergangsreihenfolge von Betriebsmodi, welche Schaltmuster der Halbleiterschaltungen sind, sich bei der Phasenverschiebungssteuerung nicht ändert.
  9. DC/DC-Wandler (1) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei zumindest in dem Fall, in dem die Phasendifferenz, welche durch die Phasenverschiebungssteuerung fixiert ist, die Steuerung (109) die Spannung des Lade- und Entlade-Kondensators (101a) durch Durchführen der Δduty-Steuerung steuert; und zumindest in dem Fall, bei dem die EIN-Tastverhältnisdifferenz, welche durch die Δduty-Steuerung geändert wird, fix ist, die Steuerung (109) die Spannung des Lade- und Entlade-Kondensators (101a) durch Durchführen der Phasenschiebungssteuerung steuert.
  10. DC/DC-Wandler (1) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 9, wobei alle der ersten bis vierten Halbleiterschaltungen (S1 bis S4) eine Schaltfunktion aufweisen, wobei die Steuerung (109) eine Öffnungs- und Schließsteuerung der ersten bis vierten Halbleiterschaltungen (S1 bis S4) durchführt.
  11. DC/DC-Wandler (1) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 10, wobei die Steuerung (109) versehen ist mit einer ersten Recheneinheit (24), die einen ersten Rechenwert (Duty) berechnet, der ein Basis-EIN-Tastverhältnis ändert, eine zweite Recheneinheit (25), die einen zweiten Rechenwert (Δduty) berechnet, der die EIN-Tastverhältnisdifferenz bei der Δduty-Steuerung ändert, eine dritte Recheneinheit (26), die einen dritten Rechenwert (θ) berechnet, welcher die Phasendifferenz bei der Phasenverschiebungssteuerung ändert, und eine Schaltsteuereinheit (30), die ein EIN-Tastverhältnis und eine Phase der EIN-Periode jeder der Halbleiterschaltungen steuert, basierend auf dem ersten Rechenwert (Duty), dem zweiten Rechenwert (Δduty) und dem dritten Rechenwert (θ), wobei die dritte Recheneinheit (26) einen Wert, der durch Durchführen einer Verarbeitung erhalten wird, welche ein positives oder negatives Vorzeichen abwechselnd bei halber Periode einer Schaltperiode am berechneten dritten Rechenwert (θ) umkehrt, als endgültigen dritten Rechenwert (θ) berechnet, wobei die Schaltsteuereinheit (30) eine erste Dreieckwelle berechnet, die zwischen einem Minimalwert und einem Maximalwert bei der Schaltperiode oszilliert, und eine zweite Dreieckwelle, deren eine Phase 180 Grad zur ersten Dreieckwelle invertiert ist; basierend auf einem Vergleichsergebnis zwischen einem ersten Steuerwert (SD1), der den zweiten Steuerwert (Δduty) und den dritten Rechenwert (θ) zum ersten Rechenwert (Duty) addierte, und der ersten Dreieckwelle, die Schaltsteuereinheit (30) eine Schaltoperation einer oder beider der ersten Halbleiterschaltung (S1) und der vierten Halbleiterschaltung (S4) steuert; und basierend auf einem Vergleichsergebnis zwischen einem zweiten Steuerwert (SD2), der den zweiten Rechenwert (Δduty) vom ersten Rechenwert (Duty) subtrahierte und den dritten Rechenwert (θ) addierte, und der zweiten Dreieckwelle, die Schaltsteuereinheit (30) einen Schaltbetrieb eine oder beide der zweiten Halbleiterschaltung (S2) und der dritten Halbleiterschaltung (S3) steuert.
  12. DC/DC-Wandler (1) gemäß Anspruch 11, weiter umfassend einen Begrenzer, der eine untere Begrenzung des ersten Steuerwerts (SD1) durch den Minimalwert durchführt und eine obere Begrenzung des ersten Steuerwerts (SD1) durch den Maximalwert durchführt und eine untere Begrenzung des zweiten Steuerwerts (SD2) durch den Minimalwert durchführt und eine obere Begrenzung des zweiten Steuerwerts (SD2) durch den Maximalwert durchführt.
  13. DC/DC-Wandler (1) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 12, wobei die Steuerung (109) einen Strombefehlswert (I0ref), der in den Lade- und Entlade-Kondensators (101a) fließt, so ändert, dass ein Spannungsdetektionswert (V0) des DC-Lade- und Entlade-Kondensator (101a) sich einem Spannungsbefehlswert (VOref) annähert und die EIN-Tastverhältnisdifferenz basierend auf dem Strombefehlswert (I0ref) ändert, und die Phasendifferenz basierend auf dem Strombefehlswert (I0ref) ändert.
  14. DC/DC-Wandler (1) gemäß Anspruch 13, wobei die Steuerung (109) den Strombefehlswert (I0ref) zu einem Strombefehlswert (I0delta) für die Δduty-Steuerung und einem Strombefehlswert (I0shift) für die Phasenverschiebungssteuerung verteilt und die EIN-Tastverhältnisdifferenz basierend auf dem Strombefehlswert (I0delta) für die Δduty-Steuerung ändert und die Phasendifferenz basierend auf dem Strombefehlswert (I0shift) für die Phasenverschiebungssteuerung ändert.
  15. DC/DC-Wandler (1) gemäß Anspruch 14, wobei im Falle der Durchführung einer oberen und unteren Begrenzung einer oder beider der EIN-Tastverhältnisdifferenz und der Phasendifferenz die Steuerung (109) einen Teil, der einen oberen und unteren Begrenzungswert in der Phasendifferenz übersteigt, oder die EIN-Tastverhältnisdifferenz, an welcher die obere und untere Begrenzung durchgeführt wurde, zum Strombefehlswert (I0delta) für die Δduty-Steuerung oder die Phasenverschiebungssteuerung entsprechend der Phasendifferenz oder der EIN-Tastverhältnisdifferenz, an welcher die obere und untere Begrenzung nicht durchgeführt wird, verteilt.
  16. DC/DC-Wandler (1) gemäß Anspruch 14 oder 15, wobei in dem Fall, bei dem ein zeitweilig eingestellter Wert der Phasendifferenz, der zeitweilig entsprechend dem Strombefehlswert (I0ref) eingestellt ist, oben und unten begrenzt ist, die Steuerung (109) einen Teil des Strombefehlswerts (I0ref) entsprechend einem Teil, der einen oberen und unteren Grenzwert beim zeitweilig eingestellten Wert der Phasendifferenz übersteigt, an den Strombefehlswert (I0delta) für die Δduty-Steuerung verteilt und einen verbleibenden Teil des Strombefehlswert (I0ref) an den Strombefehlswert (I0shift) für die Phasenverschiebungssteuerung verteilt.
  17. DC/DC-Wandler (1) gemäß Anspruch 14, weiter umfassend eine Spulenstrom-Detektionseinheit (105), die einen Strom (IL), der durch die Spule (12) fließt, detektiert, und wobei die Steuerung (109) ein Verteilungsverhältnis zwischen dem Strombefehlswert (I0delta) für die Δduty-Steuerung und dem Strombefehlswert (I0shift) für die Phasenverschiebungssteuerung anhand des Stroms (IL) der Spule, der durch die Spulenstrom-Detektionseinheit (105) detektiert wird, ändert; und in dem Fall, bei dem der Strom (IL) der Spule (12), welcher durch die Spulenstrom-Detektionseinheit (105) detektiert wird, innerhalb eines vorab eingestellten Stoppbereichs der Δduty-Steuerung einschließlich 0 liegt, die Steuerung (109) das Verteilungsverhältnis des Strombefehlswerts (I0delta) für die Δduty-Steuerung am Strombefehlswert (I0ref) auf 0 einstellt, in dem Fall, bei dem der Strom (IL) der Spule (12) außerhalb des Stoppbereichs ist, die Steuerung (109) das Verteilungsverhältnis des Strombefehlswerts (I0delta) für die Δduty-Steuerung am Strombefehlswert (I0ref) auf einen größeren Wert als 0 einstellt.
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