CN103516216A - 数字开关模式电压调节器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及开关模式电压调节器电路，其包括耦接在调节器的输出电压和开关驱动器之间的调节环路。所述调节环路包括误差信号发生器，其供应表示输出电压和基准电压之间的电压差的数字误差信号。所述调节环路还包括：线性数字滤波器和非线性数字滤波器，两者都耦接用于接收数字误差信号；以及数字加法器，其耦接用于接收线性地和非线性地滤波的数字误差信号以提供组合的数字误差信号。数字脉冲调制器被配置来根据所述组合数字误差信号产生脉冲宽度或脉冲密度调制的驱动器控制信号。

Description

数字开关模式电压调节器
技术领域
本发明涉及开关模式电压调节器电路，其包括耦接在调节器的输出电压和开关驱动器之间的调节环路。所述调节环路包括误差信号发生器，其供应表示输出电压和基准电压之间的电压差的数字误差信号。所述调节环路还包括：线性数字滤波器和非线性数字滤波器，两者都耦接用于接收数字误差信号；以及数字加法器，其耦接用于接收线性地和非线性地滤波的数字误差信号，以提供组合数字误差信号。数字脉冲调制器被配置来根据所述组合数字误差信号产生脉冲宽度或脉冲密度调制的驱动器控制信号。
背景技术
美国专利文献7,952,337公开了一种升压（boost）和/或降压（buck）拓扑结构的混合开关电压调节器。该电压调节器包括两个分立的反馈控制环路，其中第一环路是完全模拟且快速的控制环路，而第二环路是数字且较慢的反馈环路。数字控制环路包括DCB电路，其包括围绕中间的数字控制引擎的A/D和D/A转换器。
美国专利文献2011/127983公开了一种系统和方法，其用于控制数字脉冲宽度调制的功率转换器，并实现了快速的大信号瞬态响应，同时在接近稳态工作点处保持慢的响应以确保稳定性。通过增益调度模块处理数字输出误差样本，所述增益调度模块在系统接近其稳态均衡点时应用非线性增益功能以产生弱环响应并在遇到大的瞬态时产生强环响应。
开关模式电压调节器电路通常被接受作为高度有效的功率转换器拓扑结构，用于广泛的应用，例如，DC-DC电压转换或DC-AC电压转换等。调节器输出电压通常须被配置为以高的精度跟踪预定的DC或AC基准电压。调节环路被提供用于后一目的，并且调节环路的电学特性决定能够跟踪基准电压的精确程度。一种类型的开关模式电压调节器电路包括PI类型的调节环路，其提供比例和积分控制。该电压调节器电路能够在调节器输出电压处响应负载变化的速度在很大程度上由调节环路的积分器部分能够多快速地将调节器输出电压拉回到预定的基准电压所指示的设定点电压来决定。因此，调节环路的积分器部分的高或大的积分器增益是有利的。
不幸的是，根据通过传统的反馈控制原理所确定的条件，高积分器增益趋于使电压调节器不稳定。因此，将期望提供一种具有比现有技术的电压调节器高的积分器增益的电压调节器，以改善对负载波动的响应时间以及调节器输出电压的跟踪精度。提供具有高的环路增益而没有稳定性问题的并且包括数字误差信号的数字处理的PI调节环路也将是有利的。此外，使调节环路的模拟和/或数字电路的量最小化以降低开关模式电压调节器的复杂性、大小和成本将是有利的。
发明内容
本发明的第一方面涉及一种开关模式电压调节器电路，其包括用于接收调节器输入电压的输入端子和可连接到输出电容器用于供应输出电压的输出端子。所述开关模式电压调节器电路包括转换器电感，被配置用于在第一调节器模式中通过第一半导体开关从调节器输入电压充能，以及用于在第二调节器模式中通过第二半导体开关将存储的能量排放到输出电压。开关驱动器被配置为根据脉冲宽度和脉冲密度调制的驱动器控制信号供应开关控制信号到所述第一和第二半导体开关。调节环路耦接在输出电压和输入驱动器之间，并且包括误差信号发生器，其操作耦接到所述输出电压和基准电压。所述误差信号发生器被配置为供应表示输出电压和基准电压之间的电压差的数字误差信号。线性数字滤波器耦接用于接收数字误差信号以提供线性滤波的数字误差信号；以及非线性数字滤波器，其耦接用于接收所述的数字误差信号以提供非线性地滤波的数字误差信号。数字加法器耦接用于接收所述线性地和非线性地滤波的数字误差信号，以提供组合或混合的数字误差信号。数字脉冲调制器被配置来根据所述组合数字误差信号产生脉冲宽度或脉冲密度调制的驱动器控制信号。
可以通过并入升压功率转换器、降压功率转换器或升压-降压类型的功率转换器，来使开关模式电压调节器电路适于调节器输入电压的步增（step-up）和/或步降（step-down）。本领域技术人员将理解,可以通过选择转换器电感和第一和第二半导体开关的适当耦接来设计这些不同的功率转换器拓扑结构。优选地，所述第一和第二半导体开关中的至少一个，优选两者，包括一个或多个MOS、双极或IGBT晶体管。所述MOS晶体管可以是在包括开关模式电压调节器电路的整体或主要部分的CMOS半导体管芯或基板中形成的NMOS晶体管。转换器电感可以包括外部电感器，其通过适当配置的其一个或多个焊盘和一个或多个端子，耦接到开关模式电压调节器电路的集成部分。
调节环路内线性数字滤波器和非线性数字滤波器的并联连接使得调节环路能够通过线性数字滤波器快速响应输出电压处的负载波动，如果后者被配置为调节环路的线性比例增益部分或路径的话。优选地，所述非线性数字滤波器包括具有高增益的非线性积分器，其操作作为调节环路的非线性积分部分。所述非线性积分部分确保输出电压和期望的或设定点的输出电压之间的良好的稳态跟踪，即，小的电压误差。如果非线性数字滤波器包括一定范围的数字误差信号，其中施加到数字误差信号的增益是小的或者甚至为零，则调节环路的积分部分可能不能响应在输出电压处的小的或中度的负载波动。然而，调节环路内线性数字滤波器的提供允许调节环路响应这样的小的负载波动，这是因为所述并联耦接基本上旁路（bypass）非线性数字滤波器的无响应或弱响应状态。
此外，由于线性数字滤波器、非线性数字滤波器和数字加法器都被设计来或适于响应于相同的数字误差信号在数字域中工作，因此这些部件或电路可以被以数字CMOS半导体工艺用小的管芯面积消耗和低成本来设计、全面集成和制造。因此可以提供具有完全在数字域中操作的PI调节环路的开关模式电压调节器电路。
优选地，输出电压包括DC输出电压和AC输出电压中的一种。如果输出电压是DC电压，则基准电压可以设置为反映开关模式调节器的输出端子处的标称的或设定点的DC输出电压。在其它实施例中，基准电压可以设置为反映期望的AC输出电压。基准电压可以等于期望的AC输出电压或者与期望的AC输出电压成比例，从而使得调节环路确保AC输出电压在通过调节环路或闭合的反馈环路的动态特性设定的精度和时间延迟约束内动态地跟踪或跟随所指示的基准电压。
所述误差信号发生器包括至少一个模数转换器以用于输出电压的采样。然而，误差信号发生器可以被配置为以若干不同的方式产生所述数字误差信号。在本发明的一个实施例中，误差信号发生器包括模数转换器，其操作耦接到所述输出电压和基准电压，以在转换器输出处产生所述数字误差信号。因此，在该实施例中，基准电压可以直接施加到所述模数转换器作为模拟基准电压。这允许模数转换器直接（即，没有另外的对输出电压或基准电压的操纵或计算）在转换器输出处产生所述数字误差信号作为输出电压（或其比例缩放的版本）和基准电压之间的差。
误差信号发生器的另一实施例包括模数转换器，其耦接到所述输出电压以产生表示所述输出电压的数字输出电压。例如，通过对模拟基准电压进行采样来提供表示基准电压的数字基准电压。通过数字减法器接收并进行所述数字输出电压和所述数字基准电压的相减来产生所述数字误差信号。在又一实施例中，误差信号发生器包括模拟减法器，其操作耦接到所述输出电压和所述基准电压以产生模拟误差信号。通过模数转换器对模拟误差信号进行采样来产生数字误差信号。
模数转换器的类型和特性可以根据所考虑的开关模式电压调节器电路的具体性能要求（诸如，转换器输入电压范围和输出电压范围、响应速度、静态输出误差电压等）而改变。优选地，模数转换器包括闪速A/D转换器，其可以具有预定的分辨率，优选小于8位的分辨率，诸如，在3位和6位之间，以将电路复杂性、面积和功耗保持在可接受的级别。闪速A/D转换器类型通常对于反馈环路应用是有利的，这是因为低的转换时间或延迟时间，其对调节/反馈环路加以最小的时间延迟并因此改善了环路稳定性。模数转换器的转换时间或等待时间优选小于1μs，诸如，小于0.1μs，这是容易地通过适当设计的闪速类型A/D转换器而满足的要求。
在本发明的一优选实施例中，非线性数字滤波器包括非线性积分器，其具有根据数字误差信号的值而变化的积分器增益。优选地，积分器增益根据数字误差信号的值的数值而变化，从而使得数字误差信号的相同的正负值导致相同的积分器增益。优选地，对于小的数字误差信号的数值，非线性积分器增益小于对于大的数字误差信号的数值的非线性积分器增益。在后面的实施例中，对于小数值的数字误差信号，即，在输出电压相对接近标称的或设定点的电压时，积分器增益被保持为小。对于大数值的数字误差信号，在输出电压更加偏离基准电压的情况下，积分器增益比对于小数值的误差信号的大。这样的自适应积分器增益方案允许非线性积分器的较高的增益设定，而不会导致在利用恒定积分器增益的情况下可能的电压调节器的不稳定或振荡。这是因为，调节环路仅仅需要在设定点或标称的输出电压周围稳定，这通过在设定点输出电压附近的低积分器增益而得到确保。在输出电压更加偏离设定点输出电压时提供的较大或较高的积分器增益将导致不稳定的调节环路，如果较高积分器增益要被保持长的时间的话。然而，利用在较高的积分器增益下调节环路的动态操作迫使输出电压向着设定点电压，从而使得较高的积分器增益不被保持长的时间。代替地，较高的积分器增益导致开关模式电压调节器电路对负载波动的响应速度的有利改善。
本领域技术人员将理解,积分器增益基于数字误差信号的数值的有益的变化或自适应可以以许多方式实现。在本发明的一优选实施例中，非线性数字滤波器包括计数器电路，其具有根据数字误差信号的值的计数器增益。优选地，计数器电路的增益被设定为在数字误差信号的上和下阈值之间的第一恒定增益值。计数器电路的增益可以被设置为在数字误差信号的所述上和下阈值外的第二恒定增益值，从而使得第一恒定增益的值小于该第二恒定增益。优选地，所述上和下阈值绕数字误差信号的预定的值（诸如，零值）对称地布置。优选地，数字误差信号的零值与其中输出电压基本上等于基准电压设定的情况对应。在一个实施例中，第一恒定增益值是零，而第二恒定增益值不同于零。因此，一旦数字误差信号的值超出所述上阈值或所述下阈值，则计数器电路的增益急剧地变化。
优选地，通过将数字误差信号的瞬时值与所述上和下阈值中的至少一个相比较的数字阈值电路，来设定所述上和下阈值。此外，该数字阈值电路被配置为：对于在所述上和下阈值之间的数字误差信号的值，中断或停止计数器电路的计数。所述计数器电路包括时钟输入，其可以由系统时钟信号或由系统时钟信号得到的时钟信号驱动。因此，如果数字误差信号的值落在所述上和下阈值之间，则保持计数器输出的当前值，而不管施加到时钟输入的时钟脉冲。这导致积分器增益的零设定。
另一方面，如果数字误差信号的值落在所述上和下阈值外，则计数器输出根据系统时钟信号和数字误差信号的极性递增或递减。计数器电路可以包括符号估算电路以确定数字误差信号的极性并相应驱动计数器的上/下控制输入。根据一优选实施例，对于所述上和下阈值外的数字误差信号值的计数器电路增益可以方便地由可调节的时钟划分器（divider）控制。所述可调节的时钟划分器供应具有可变时钟频率的时钟信号到计数器电路的时钟输入。如上所述，该时钟信号可以得自系统时钟信号。通过改变可调节时钟划分器的时钟划分比，施加到所述计数器的时钟输入的时钟信号的频率可以增加或降低，导致较快或较慢的计数器电路的计数速率，或者等效地，分别导致积分器功能的较低或较高的增益。因此，计数器电路可以适于简单地通过对于在所述上和下阈值之间的数字误差信号值选择适当的划分因子来降低时钟输入的频率，而不是完全地停止计数。
在开关模式电压调节器电路的一个实施例中，线性数字滤波器包括增益表，其将数字误差信号值映射到线性地滤波的数字误差信号的成比例的值。在例如数字误差信号的可能值的总数相对小时，该增益表是一种方便的实现线性增益功能的手段，消耗较少的半导体面积。这是其中如上所述的数字误差信号通过3-6位表示的情况。在该实施例中，线性数字滤波器可以没有数字误差信号的任何频率选择性的筛选。在本发明的其中非线性数字滤波器包括上述的非线性积分器的实施例中，通过并行的线性数字滤波器形成的附加反馈信号路径确保在非线性积分器的增益可能是较小或基本上为零的情况下调节环路也能够响应数字误差信号的小的变化。这是有益的，因为线性数字滤波器的非零增益保持快速抑制在输出电压处小的负载变化，而不管非线性积分器的小的或甚至为零的增益（即，死区）。
在本发明的一有利实施例中，数字脉冲调制器被配置来基于组合数字误差信号的级别提供驱动器控制信号的脉冲宽度和脉冲密度调制两者。在该实施例中，优选地，在组合数字误差信号的级别低于预定的误差阈值时，驱动器控制信号包括脉冲宽度和脉冲密度调制的组合。优选地，数字脉冲调制器被配置为，在组合数字误差信号的级别超出所述预定的误差阈值时，排他地产生脉冲宽度调制的驱动器控制信号。在输出电压上的负载大的后一情况中的脉冲宽度调制的驱动器控制信号允许其有效充电。
本发明的第二方面涉及一种通过开关模式电压调节器电路从调节器输入电压产生输出电压的方法，包括以下步骤：
在第一调节器模式中，通过第一半导体开关利用来自调节器输入电压的能量对转换器电感充电；
在第二调节器模式中，通过第二半导体开关将所存储的能量放电到输出电压；
根据脉冲宽度、脉冲密度、脉冲宽度和脉冲密度调制的驱动器控制信号产生到所述第一和第二半导体开关的非交迭的开关控制信号；
产生表示在所述输出电压和基准电压之间的电压差的数字误差信号；
通过线性数字滤波器由所述数字误差信号产生线性滤波的数字误差信号；
通过非线性数字滤波器从所述数字误差信号产生非线性滤波的数字误差信号；
组合所述线性滤波的数字误差信号和所述非线性滤波的数字误差信号以提供组合数字误差信号；
将所述组合数字误差信号施加到数字脉冲调制器，所述数字脉冲调制器被配置为根据所述组合数字误差信号产生所述脉冲宽度调制的或脉冲密度调制的或脉冲宽度和脉冲密度调制的驱动器控制信号。
附图说明
将结合附图更详细地说明本发明的优选实施例，在附图中:
图1示意性地示出了根据本发明第一实施例的开关模式电压调节器电路，
图2示意性地示出了根据本发明第二实施例的开关模式电压调节器电路，
图3是用于应用在根据本发明第一和第二实施例的开关模式电压调节器电路中的具有非线性增益的数字计数器的示意性图示，
图4示出了对于所述具有非线性增益的数字计数器的示例性的积分器增益值对数字误差信号的图；以及
图5是用于应用在根据优选实施例的开关模式电压调节器电路中的包括脉冲宽度和脉冲密度调制两者的混合类型的数字脉冲调制器的示意性图示。
具体实施方式
下面详细说明的实施例尤其适合于开关模式功率转换器，诸如，提供了电压步增的DC-DC转换器，即，升压类型的转换器或电压调节器。然而，本领域技术人员将理解，根据本发明的功率转换器对于许多其它类型的应用（诸如，DC到AC电压转换应用）也是非常有用的。
图1示意性地示出了根据本发明第一实施例的升压类型的开关模式电压调节器电路100。开关模式电压调节器电路100包括输入端子102，用于接收调节器输入电压Vin，例如，DC功率轨（power rail）或来自可再充电电池的DC电压。输出端子124电耦接到输出电容器Cout，用于供应DC输出电压VOUT。通过电感器Lboost提供转换器电感，该电感器电耦接到调节器输入电压，从而使得在第一调节器模式中，通过第一半导体开关（由CMOS晶体管M1形成）利用来自Vin的能量对Lboost充电。在第一调节器模式中，由非交迭开关驱动器122通过施加适当的选通电压到M1的栅极端子104，将CMOS晶体管M1置于导通状态或通态（on-state）。此外，非交迭开关驱动器122将CMOS晶体管M2形式的第二半导体开关置于非导通状态或关态（off-state），阻断电流从转换器电感到输出电容器Cout的流动。在第二调节器模式中，通过第二半导体开关M2将Lboost中存储的能量放电到输出电容器Cout中，以便抬升DC输出电压VOUT。在第二调节器模式中，由非交迭开关驱动器122通过施加适当的选通电压到M2的栅极端子106将CMOS晶体管M2置于导通状态或通态。第一半导体开关M1被置于非导通状态或关态，阻断电流从转换器电感Lboost到地的流动，并迫使电感器电流通过经M2的漏极-源极端子的低阻抗导电路径。通常电压调节器的负载（未示出）（诸如，电阻性或电感性的负载）将耦接到DC输出电压VOUT以使其放电。优选地，开关驱动器被配置为供应非交迭的选通电压信号到第一和第二半导体开关M1和M2，其中每一个选通电压信号被脉冲宽度和/或脉冲密度调制。该开关模式调节器100的电压转移比遵照公知的规则：
VOUT=Vin*(1/(1-D))；
其中D是栅极控制信号的占空比，其可以在0和1之间变化。D=tON/(tON+tOFF)；其中tON和tOFF分别等于半导体开关M1的栅极控制信号的导通时间段和关断时间段。
因此，通过调节选通电压信号的占空比D，可以根据VOUT的基准或目标设定以期望的方式控制（即，增加或降低）DC输出电压的级别。
开关模式电压调节器电路100包括调节或反馈环路，其耦接在VOUT和非交迭开关驱动器122的输入之间，用于将VOUT的级别调节到DC基准电压。调节环路包括误差信号发生器113，其通过可选的电压比例缩放电路110操作耦接到VOUT，并操作耦接到通过箭头“Ref”示意性地示出的基准电压。电压比例缩放电路110可以用来将高的DC输出电压划分或降低到与误差信号发生器113的模数转换器112的输入电压范围兼容的较低DC电压级别。误差信号发生器113产生数字误差信号形式的输出信号x[n]，其被发送或馈送到并联数字滤波器组合116、118，以用于如下面另外详细说明的处理。
数字误差信号表示在VOUT和施加到误差信号发生器113的输入的DC基准电压Ref之间的电压差。因此，数字误差信号x[n]可以根据VOUT是大、是小、或者是等于DC基准电压而采取正、负和零值。数字误差信号x[n]被施加到被配置为提供线性滤波的数字误差信号的线性数字滤波器116以及被配置为提供非线性滤波的数字误差信号的非线性数字滤波器118。所述线性以及非线性滤波的数字误差信号被通过数字加法器或求和器117组合以产生混合或组合数字误差信号o[n]。因此，组合数字误差信号o[n]包括来自并联耦接的数字滤波器116、118的输出信号分量。组合数字误差信号o[n]随后被施加到混合类型的数字调制器120，数字调制器120以PWM模式控制非交迭驱动器122的占空比D以及以PDM模式控制非交迭驱动器122的脉冲密度。对于小值(即，低于某预设阈值)的混合数字误差信号o[n]，混合数字调制器120施加脉冲密度调制的驱动器控制信号到非交迭驱动器122，这是因为通过脉冲密度调制比脉冲宽度调制在第一和第二半导体开关M1和M2中引起更少的状态转变。因此，使用脉冲密度调制的驱动器控制信号使得晶体管开关M1和M2中开关功率损失降低。由于这些晶体管开关通常具有相当的大小和电容以支持电压调节器100最大负载功率规格，因此开关损耗的降低对开关模式电压调节器电路100的功率效率具有显著的有益影响。对于大值的组合数字误差信号o[n]，脉冲宽度调制的驱动器控制信号被施加到非交迭驱动器122。这样的大值的o[n]对应于在电压调节器电路的输出电压下的大的负载和大的输出电流，从而脉冲宽度调制的驱动器控制信号是有利的，这是因为调制频率下的PWM脉冲的产生允许大的平均功率被通过第一和第二半导体开关M1、M2发送到DC输出电压。
误差信号发生器113包括模数转换器112，其通过可选的电压比例缩放电路耦接到DC输出电压。优选地，模数转换器112被实现为具有低等待时间或延迟时间（诸如，等待时间小于1μs）的闪速转换器（flash converter）。在误差信号发生器113的本实施例中，DC基准电压Ref被直接施加到模数转换器112作为模拟基准电压。这允许模数转换器112直接在转换器输出处产生数字误差信号x[n]作为DC输出电压（或其比例缩放的版本）和DC基准电压Ref之间的差。本领域技术人员将理解，在误差信号发生器113的其它实施例中，可以以不同的方式产生数字误差信号x[n]。例如，模拟减法器可以操作耦接到DC输出电压和基准电压以初始产生表示DC输出电压和基准电压之间的电压差的模拟误差信号。所产生的模拟误差信号或电压随后可以通过模数转换器数字化以产生数字误差信号。在误差信号发生器113的又一实施例中，如下面结合图2说明的，可以以数字表示的形式对其提供基准电压，即，作为数字基准电压或数。
因此，开关模式电压调节器电路100的调节环路被配置为将DC输出电压调节或控制到DC基准电压所指示的标称的或设定点的DC电压。如下面结合图3和4进一步详细解释的，线性数字滤波器116提供比例（P）增益到调节环路，而非线性数字滤波器优选提供非线性积分（I）控制到调节环路。
图2示出了根据本发明第二实施例的升压类型的开关模式电压调节器电路200。开关模式电压调节器电路200与上述的电压调节器电路100共享许多特征，并且对相应的特征提供以相应的附图标记以助于比照。主要不同之处在于如何产生数字误差信号x[n]。在本实施例中，向误差信号发生器213以数字表示提供所基准电压，即如箭头“DigRef”所指示的，提供为数字基准电压或数。模数转换器212（其可以具有与上面讨论的转换器112类同的特征）操作耦接到DC输出电压以提供数字的/数字化的DC输出电压数或信号。数字化的DC输出电压信号被施加到数字减法器214的第一输入，而数字基准电压被施加到第二减法器输入。数字减法器214通过数字化的DC输出电压信号和数字基准电压的相减产生数字误差信号x[n]。
图3是用于应用在上面所说明的开关模式电压调节器电路100和200中的具有非线性增益的基于数字计数器307的非线性数字滤波器118的示意性图示。数字计数器307作为非线性积分器，其具有根据数字误差信号x[n]的值而变化的积分器增益。数字计数器307根据上/下输入引脚或端子的逻辑设定对于每一个时钟信号转变进行上计数或下计数。时钟信号被施加到数字计数器307的时钟输入clk。时钟输入clk优选得自开关模式电压调节器电路200的系统时钟信号301，并且在应用到时钟输入clk之前被可编程的划分器305进行划分。
数字误差信号x[n]被施加到非线性数字滤波器118的阈值电路310的输入。阈值电路310包括上和下阈值（被表示为Th1和Th2），其与数字误差信号x[n]进行比较。优选地，所述上和下阈值绕x[n]的预定的值（诸如，零值）对称地布置。此外，数字误差信号x[n]被施加到非线性数字滤波器118的符号估算电路303。符号估算电路303确定x[n]的极性或符号，并经由上/下输入引脚控制数字计数器的计数以根据x[n]的当前极性增加或降低当前计数器值。可编程的划分器305控制施加到数字计数器307的时钟输入clk的时钟的时钟频率，并因此，控制非线性数字滤波器118的积分器增益。因此，通过控制可编程的划分器305的整数划分因子M可以以简单且有效的方式改变积分器增益。这可以被用来根据x[n]的值改变计数器或积分器增益。计数器电路307的增益可以例如被设置为对于x[n]的某一范围为第一恒定增益值，并且在该范围外为第二恒定增益值。本领域技术人员将理解，计数器电路307的增益可以适于根据x[n]的值以基本上任意的方式改变，来提供非常灵活的非线性积分器增益。
在本实施例中，阈值电路310被配置为，如果x[n]的值落在下和上阈值Th1和Th2之间，则断言或致使数字计数器307的中断或停止输入，从而使得数字计数器307停止计数。因此，计数器输出的当前值Out被保持而不管时钟输入clk上时钟脉冲的施加。这导致积分器增益的零设定。优选地，上和下阈值Th1和Th2之间的范围与小数值的x[n]对应于小数值的x[n]，即，与其中VOUT处的瞬时电压相对接近于基准电压的情形对应。x[n]的数值超出上阈值或下阈值，积分器增益被设置为正的非零值。在一个实施例中，如图4的曲线405所示意性地指示的，一旦x[n]超出上阈值或下阈值，积分器增益急剧地从零跳转到预定值。在其它实施例中，如图4的曲线407所示意性地指示的，对于x[n]数值的增加，积分器增益具有逐渐并持续地增加的值。
因此，这些实施例提供了自适应的积分器增益，其根据数字误差信号x[n]的数值而改变，从而使得对于小数值的数字误差信号，即，在DC输出电压VOUT相对接近于DC基准电压所指示的设定点电压时，积分器增益比对于大值的数字误差信号的情况（其中DC输出电压VOUT较远离所述设定点电压）的小。该自适应积分器增益方案允许比利用恒定积分器增益情况下可能的更高的非线性积分器的增益设定。这是因为，需要调节环路的稳定性的情况下开关模式电压调节器电路100的工作点位于正确的设定点输出电压处或与之临近，在此处积分增益为低并因此确保稳定性。由于调节环路的非线性滤波器118的积分器动作，更高的非线性积分器的增益设定导致更小的DC输出电压误差。
自适应积分器增益机制的另外的优点在于，所实现的开关模式电压调节器电路100、200的相应的调节环路可以具有向DC输出电压增加方波波形形状的噪声信号。该噪声信号是由如下的事实导致的：组合数字误差信号o[n]的最小的可能的变化是1LSB（最低有效位），这在恒定负载下或者在DC输出电压处的稳态下，可以导致o[n]在两个相邻的级别之间向前和向后偏移。由于可以迫使积分器增益为零，因此通过对于小值的数字误差信号x[n]以零或低积分器增益来抑制该问题。以这样的方式，o[n]的当前值被保持在最优LSB。该特征还允许在模数转换器112、212中，调节环路利用相当低的数量的位操作，导致较低的功耗和较低的电路复杂性，这是因为低负载功率条件下的噪声不再受积分器LSB的影响。
图4示出了对于上面讨论的非线性积分器118、218的积分器增益对数字误差信号的数值的两个示例性曲线405、407。增益曲线405示出了如下的积分器增益特性，其中一旦数字误差信号x[n]的数值超出阈值/Th1，Th2/，增益急剧地从近似为零或零跳转到A1值。在x[n]的数值进一步增加时，积分器增益逐渐从A1降低到较低增益值。对于大值的x[n]，降低的积分器增益可以达到比A1小的恒定的渐近增益值。
积分器增益曲线407示出了另一示例的积分器增益特性。在后一示例中，对于数字误差信号的数值的增加，积分器增益逐渐且持续地增加。本领域技术人员将理解，根据控制这些特性所需的数字逻辑的复杂性，可以构思许多其它的相对于数字误差信号值的积分器增益特性。
图5是用于在上面讨论的开关模式电压调节器电路100、200中应用的混合数字调制器120的示意性图示。混合数字调制器120包括数字脉冲宽度调制器520，其接受组合数字误差信号o[n]作为输入，并产生反映o[n]的值的PWM波形或PDM波形作为驱动器控制信号。混合调制器120的输出OUT处的输出信号被施加到非交迭开关驱动器122的输入作为驱动器控制信号，以调节转换器电感器的充电和放电。
开关SW1（优选地，其包括半导体开关）被布置在混合调制器120的输出OUT处，并且在被置于上开关输入端子处时从混合调制器120的上调制路径（包括限流电路522和RS-FF524）发送脉冲宽度调制的驱动器控制信号。在SW1的相反的位置，如图5上所示的，通过包括数字PWM调制器520结合两输入与门526的下调制路径产生脉冲宽度调制的驱动器控制信号或脉冲密度调制的驱动器控制信号。经由Clk输入向数字PWM调制器520供应系统时钟信号，用于设定施加到两输入与门526的第一输入的脉冲宽度调制的输出波形的开关频率或同步调制。在SW1被置于所描述的位置时两输入与门526的输出信号被传递到OUT，而在SW1处于相反的位置时，通过上调制路径供应的脉冲宽度调制的驱动器控制信号被传递到OUT。控制信号“控制”基于组合数字误差信号的值和阈值的比较设置SW1的位置或状态。可以通过在该电压调节器100中的执行多种控制操作的适当配置或编程的控制器（诸如，有限数字状态机）提供该比较以及控制信号生成。
如果组合数字误差信号o[n]超出阈值，则SW1传递上调制路径的PWM波形到OUT。如果组合数字误差信号o[n]超出阈值，这表示大的负载施加到转换器输出电压，因为o[n]表示累计的输出电压误差。上调制路径的PWM波形的产生基于RS-FF524，其具有耦接到系统时钟信号的置位输入S以及耦接到限流电路522的逻辑输出的复位输入R。系统时钟信号Clk（其还设置数字PWM调制器520的调制频率）将RS-FF524的输出Q设置为逻辑高，这启动转换器电感器Lboost经由非交迭驱动器122的导通的半导体开关M1（见图1）的充电。转换器电感器Lboost的充电继续直至限流电路522的输出转变到逻辑高，这将RS-FF524的输出Q复位到逻辑低。在RS-FF524的输出Q切换状态到逻辑低时，非交迭驱动器122的半导体开关M1关断并且Lboost的充电被中断。因此，传递到OUT的PWM波形的脉冲宽度由限流电路522的动作确定。在系统时钟信号Clk的每一个转变处单个PWM脉冲开始，并且其宽度由限流电路522的输出的转变确定。限流电路522响应表示Lboost中的瞬时充电电流的线圈电流信号Icoil。限流电路522进行线圈电流信号Icoil和根据预定的阈值功能计算的阈值的比较。所述预定的阈值功能包括根据o[n]的阈值。总体来说，上调制路径在线圈电流反馈模式下操作，以在OUT处产生脉冲宽度调制的驱动器控制以用于非交迭开关驱动器122。
如果组合数字误差信号o[n]小于阈值，则SW1传递下调制路径产生的混合PDM/PWM波形到OUT。在o[n]的该条件下，小的负载被施加到转换器输出电压，这是因为累计的输出电压误差相对小。在下调制路径中，o[n]被施加到数字PWM调制器520的输入。数字PWM调制器520可以具有在3位和6位之间的分辨率，从而根据o[n]的瞬时值在脉冲宽度调制的输出波形中产生在8和64之间的不同的脉冲宽度。该脉冲宽度调制的输出波形被施加在两输入与门526的第一输入上，而与门526的第二输入被供应以逻辑控制信号。该逻辑控制信号基于数字误差信号x[n]的瞬时值和零的比较。如果数字误差信号x[n]的瞬时值小于零，该条件表示调节器100的DC输出电压VOUT小于DC基准电压，从而脉冲宽度应当增加以增加DC输出电压的充电。因此，两输入与门526的第二输入被设置为逻辑高电平或“1”。在这样的条件下，数字PWM调制器520的脉冲宽度调制的输出波形被通过两输入与门传递并经由SW1到OUT作为开关控制信号。另一方面，在数字误差信号x[n]的瞬时值大于零时，该条件表示调节器100的DC输出电压VOUT大于DC基准电压。因此，DC输出电压从转换器电感的充电应当被中断，这通过调节器负载所施加的加载自动地导致DC输出电压的降低。因此，两输入与门526的第二输入被设置为逻辑低电平或“0”，从而在两输入与门526的输出处数字PWM调制器520的脉冲宽度调制的输出波形被禁用。因此，OUT处的开关控制信号在逻辑“0”变为静态。
因此，两输入与门526和数字PWM调制器520的相互作用的组合效果在于，在x[n]小于零时在OUT处传递的驱动器控制信号包括宽度与o[n]的瞬时值成比例的脉冲，并且在x[n]大于零时没有脉冲。总的来说，通过下调制路径经SW1供应到非交迭开关驱动器的驱动器控制信号包括脉冲宽度和脉冲密度调制的组合或混合。

Claims (19)

1.一种开关模式电压调节器电路，包括：
输入端子，用于接收调节器输入电压，
输出端子，能够连接到输出电容器，用于供应输出电压，
转换器电感，被配置用于在第一调节器模式中通过第一半导体开关从调节器输入电压充能，以及用于在第二调节器模式中通过第二半导体开关将存储的能量放电到所述输出电压，
开关驱动器，被配置为根据脉冲宽度或密度调制的驱动器控制信号供应开关控制信号到所述第一和第二半导体开关，
调节环路，耦接在所述输出电压和所述输入驱动器之间，所述调节环路包括：
误差信号发生器，操作耦接到所述输出电压和基准电压中的一个，并被配置为供应表示在所述输出电压和所述基准电压之间的电压差的数字误差信号，
线性数字滤波器，耦接用于接收所述数字误差信号以提供线性滤波的数字误差信号，
非线性数字滤波器，耦接用于接收所述数字误差信号以提供非线性滤波的数字误差信号，
数字加法器，耦接用于接收所述线性滤波的数字误差信号和所述非线性滤波的数字误差信号以提供组合数字误差信号，
数字脉冲调制器，被配置来根据所述组合数字误差信号产生脉冲宽度或脉冲密度调制的驱动器控制信号。
2.根据权利要求1的开关模式电压调节器电路，其中所述误差信号发生器包括模数转换器，其耦接到所述输出电压和所述基准电压以在转换器输出处产生所述数字误差信号。
3.根据权利要求1的开关模式电压调节器电路，其中所述误差信号发生器包括：
模数转换器，耦接到所述输出电压以产生表示所述输出电压的数字输出电压，
数字基准电压，其表示所述基准电压，
数字减法器，用于接收所述数字输出电压和所述数字基准电压以产生所述数字误差信号。
4.根据权利要求1的开关模式电压调节器电路，其中所述误差信号发生器包括：
模拟减法器，操作耦接到所述输出电压和所述基准电压中的一个以产生模拟误差信号，
模数转换器，操作耦接到所述模拟误差信号，并被配置来产生所述数字误差信号。
5.根据权利要求1的开关模式电压调节器电路，包括升压转换器、降压转换器、升压-降压转换器中的至少一个。
6.根据权利要求1的开关模式电压调节器电路，其中所述非线性数字滤波器包括非线性积分器；
所述非线性积分器的增益根据所述数字误差信号的值而变化。
7.根据权利要求6的开关模式电压调节器电路，其中所述非线性积分器包括计数器电路，所述计数器电路具有取决于所述数字误差信号的值的计数器增益。
8.根据权利要求6或7的开关模式电压调节器电路，其中对于小数值的所述数字误差信号，所述计数器或所述非线性积分器的增益比对于大数值的所述数字误差信号的增益小。
9.根据权利要求8的开关模式电压调节器电路，其中所述计数器电路的增益被设置为在所述数字误差信号的上阈值和下阈值之间的第一恒定增益值以及在所述数字误差信号的所述上阈值和下阈值外的第二恒定增益值；
其中所述第一恒定增益值小于所述第二恒定增益值。
10.根据权利要求9的开关模式电压调节器电路，其中围绕所述数字误差信号的所述上和下阈值绕所述数字误差信号的预定值（诸如，零值）对称地布置。
11.根据权利要求9的开关模式电压调节器电路，包括数字阈值电路，其将所述数字误差信号的值与所述上和下阈值中的至少一个进行比较；
所述数字阈值电路被配置为，对于位于所述上和下阈值之间的所述数字误差信号的值，中断所述计数器电路的计数。
12.根据权利要求7的开关模式电压调节器电路，其中所述计数器电路包括可调节的时钟划分器，其供应具有可变时钟频率的时钟信号到所述计数器电路的时钟输入。
13.根据权利要求1的开关模式电压调节器电路，其中所述线性数字滤波器包括增益表，其将所述数字误差信号的值映射到所述线性滤波的数字误差信号的成比例的值。
14.根据权利要求1的开关模式电压调节器电路，其中所述第一和第二半导体开关中的至少一个包括MOS或IGBT晶体管。
15.根据权利要求1的开关模式电压调节器电路，其中所述模数转换器包括闪速A/D转换器，其具有在3位和6位之间的分辨率。
16.根据权利要求15的开关模式电压调节器电路，其中所述模数转换器的转换时间或延迟时间小于1μs。
17.根据权利要求1的开关模式电压调节器电路，其中所述数字脉冲调制器被配置为：
在所述组合数字误差信号的级别低于预定的误差阈值时，产生包括脉冲宽度和脉冲密度调制的组合的所述驱动器控制信号，
在所述组合数字误差信号的级别超过所述预定的误差阈值时，排他地产生脉冲宽度调制的驱动器控制信号。
18.根据权利要求1的开关模式电压调节器电路，其中所述输出电压包括DC输出电压和AC输出电压中的一种。
19.一种通过开关模式电压调节器电路从调节器输入电压产生输出电压的方法，包括以下步骤：
在第一调节器模式中，通过第一半导体开关利用来自所述调节器输入电压的能量对转换器电感充电，
在第二调节器模式中，通过第二半导体开关将存储的能量放电到所述输出电压，
根据脉冲宽度调制的、脉冲密度调制的、脉冲宽度和脉冲密度调制的驱动器控制信号中的至少一种产生非交迭的开关控制信号到所述第一和第二半导体开关，
产生表示在所述输出电压和基准电压之间的电压差的数字误差信号，
通过线性数字滤波器从所述数字误差信号产生线性滤波的数字误差信号，
通过非线性数字滤波器从所述数字误差信号产生非线性滤波的数字误差信号，
组合所述线性滤波的数字误差信号和所述非线性滤波的数字误差信号以提供组合数字误差信号，
施加所述组合数字误差信号到数字脉冲调制器，所述数字脉冲调制器被配置为根据所述组合数字误差信号产生脉冲宽度调制的驱动器控制信号，或者，脉冲密度调制的驱动器控制信号，或者，脉冲宽度及脉冲密度调制的驱动器控制信号。
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