KR102549239B1 - 델타 시그마 모듈레이터를 이용한 벅-부스트 컨버터 - Google Patents

델타 시그마 모듈레이터를 이용한 벅-부스트 컨버터 Download PDF

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Abstract

델타 시그마 모듈레이터(Delta-Sigma Modulator)를 이용한 벅-부스트 컨버터가 제공된다. 여기서 델타 시그마 모듈레이터(Delta-Sigma Modulator)를 이용한 벅-부스트 컨버터는, 인가 전압을 수신하여 동작 모드에 따른 출력 전압을 출력하는 벅-부스트 모드 구동회로, 상기 벅-부스트 모드 구동 회로의 출력을 센싱하여 상기 동작 모드를 결정하는 모드 제어부 및 상기 모드 제어부로부터 상기 동작 모드를 결정하는 모드 결정 신호를 수신하여 상기 벅-부스트 모드 구동회로에 포함된 스위치를 제어하는 스위칭 제어부를 포함할 수 있다. 따라서, 출력 리플 특성이 향상될 수 있다.

Description

델타 시그마 모듈레이터를 이용한 벅-부스트 컨버터{BUCK-BOOST CONVERTER USING DELTA-SIGMA MUDULATOR}
본 발명은 델타 시그마 모듈레이터를 이용한 벅-부스트 컨버터에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 비반전 벅-부스트 컨버터(non-inverting buck-boost converter)를 1비트 또는 1.5비트의 델타 시그마 모듈레이터를 통해 구현함으로써, 직류-직류 변환기의 출력 하모닉(harmonic)을 감소시키고, 개선된 동작 특성을 얻기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.
휴대전화 및 노트북과 같이 배터리로 동작하는 휴대용 전자 제품은 최근 몇 년 동안 엄청난 발전을 거듭해 왔다. 이러한 휴대용 전자 제품의 동작 시간을 증가시키기 위해서는 효율적인 전원 관리 회로를 통해 배터리의 수명을 연장해야 한다. 이러한 전원 관리 회로 중 전체 배터리 용량을 보다 효과적으로 사용하기 위한 가장 좋은 전략 중의 하나는 벅-부스트 컨버터(buck-boost converter)를 이용하는 것이다.
벅-부스트 컨버터는 입력 전압이 높거나 낮더라도 목적한 출력 전압을 갖는 변환기이다. 구체적으로, 벅-부스트 컨버터는 전압을 낮추는 직류-직류 변환기인 벅-컨버터와 전압을 올리는 직류-직류 변환기인 부스트 컨버터를 결합한 변환기로, 벅 컨버터로 동작하는 벅 모드와 부스트 컨버터로 동작하는 부스트 모드를 동작 모드로 갖는다.
또한, 벅-부스트 컨버터는 출력 전압의 극성이 양으로 출력되는 비반전 벅-부스트 컨버터(noninverting buck-boost converter)와 출력 전압의 극성이 음으로 출력되는 반전 벅-부스트 컨버터(inverting buck-boost converter)로 나뉜다. 이때, 벅-부스트 컨버터는 동작 모드를 스위칭하기 위해 각 동작 모드당 적어도 두개의 스위치를 갖게 되는데, 이러한 스위치의 제어는 스위칭 손실(switching loss)과 전도 손실(conduction loss)을 야기한다.
기존에는 벅-부스트 형태의 전력 변환을 위해서 SEPIC (single-ended-primary-inductance) 컨버터, Cuk 컨버터 등과 같은 구조가 제안되었다. 그러나 상기 구조는 1개 이상의 인덕터와 커패시터를 사용해야 하고, 출력 전압의 극성이 음으로 출력되는 반전 벅-부스트 컨버터의 형태를 가지기 때문에 일반적인 휴대용 전자제품에 직접 적용하기는 매우 어려운 측면이 있다.
또한, 기존 연구들은 스위칭 손실과 전도 손실을 개선하기 위하여 하나의 동작 주기에 상태가 바뀌는 스위치를 최소화하는 방법들을 제안하였으나, 스위칭으로 인한 하모닉이 발생할 수 있고, 복잡한 제어회로를 요구하거나 추가적인 필터, 레귤레이터(regulator) 등을 요구하는 경우가 많았다.
따라서, 벅-부스트 컨버터에서 복잡한 제어 회로나 추가 소자를 요구하지 않고 비교적 단순한 모드 제어 회로를 사용함으로써 회로 면적 및 단가를 줄이고, 성능을 향상시키기 위한 방안이 필요한 실정이다.
상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 목적은, 델타 시그마 모듈레이터(Delta-Sigma Modulator)를 이용한 벅-부스트 컨버터을 제공하는 데 있다.
상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 다른 목적은, 인가 전압을 수신하여 동작 모드에 따른 출력 전압을 출력하는 벅-부스트 모드 구동회로를 제어하는 모드 제어 회로를 제공하는 데 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명은, 델타 시그마 모듈레이터(Delta-Sigma Modulator)를 이용한 벅-부스트 컨버터를 제공한다.
여기서 델타 시그마 모듈레이터(Delta-Sigma Modulator)를 이용한 벅-부스트 컨버터는, 인가 전압을 수신하여 동작 모드에 따른 출력 전압을 출력하는 벅-부스트 모드 구동회로, 상기 벅-부스트 모드 구동 회로의 출력을 센싱하여 상기 동작 모드를 결정하는 모드 제어부 및 상기 모드 제어부로부터 상기 동작 모드를 결정하는 모드 결정 신호를 수신하여 상기 벅-부스트 모드 구동회로에 포함된 스위치를 제어하는 스위칭 제어부를 포함할 수 있다.
여기서 상기 모드 제어부는, 상기 벅-부스트 구동회로의 출력에 따라 디지털 신호로 상기 모드 결정 신호를 생성하는 델타 시그마 모듈레이터를 포함할 수 있다.
여기서 상기 벅-부스트 모드 구동회로는, 상기 동작 모드에 따라 상기 출력 전압이 변경되도록 스위칭되는 복수의 스위치를 포함할 수 있다.
여기서 상기 벅-부스트 모드 구동회로는, 일단이 상기 인가 전압을 인가받고 타단이 인덕터와 연결되는 제1 스위치, 일단이 상기 인덕터와 연결되고, 타단이 제1 접점과 연결되는 제4 스위치, 일단이 상기 제1 스위치와 상기 인덕터 사이의 접점에 연결되고, 타단이 접지와 연결되는 제2 스위치, 일단이 상기 인덕터와 상기 제4 스위치 사이의 접점에 연결되고, 타단이 접지와 연결되는 제3 스위치, 일단이 접지되고, 타단이 상기 제1 접점과 연결되어 상기 출력 전압이 인가되는 로드 저항 및 상기 출력 저항과 병렬로 연결되는 커패시터를 포함할 수 있다.
여기서 상기 모드 제어부는, 상기 벅-부스트 모드 구동회로의 출력 전압을 감지하여, 피드백 전압을 출력하는 출력 센싱부를 포함할 수 있다.
여기서 상기 피드백 전압은, 상기 출력 전압에 미리 설정된 이득을 곱하여 결정될 수 있다.
여기서 상기 델타 시그마 모듈레이터는, 상기 피드백 전압에 기초하여, 상기 복수의 스위치의 ON/OFF 시간을 조절하는 디지털 신호를 생성할 수 있다.
여기서 상기 델타 시그마 모듈레이터는, 상기 디지털 신호를 1비트 또는 1.5비트로 생성하여 출력할 수 있다.
여기서 상기 델타 시그마 모듈레이터는, 상기 인덕터 또는 상기 로드 저항에 흐르는 전류를 감지하여 차수와 샘플링 주파수가 가변적으로 조절될 수 있다.
여기서 상기 모드 제어부는, 기준 전압에 기초하여 상기 피드백 전압을 보상하여 상기 델타 시그마 모듈레이터의 입력으로 전달하는 보상기(compensator)를 포함할 수 있다.
여기서 상기 보상기는, 불연속 전도 모드(DCM)에 대한 보상과 연속 전도 모드(CCM)에 대한 보상을 각각 독립적인 회로로 수행하는 듀얼 모드 보상기(dual mode compensator)일 수 있다.
여기서 상기 디지털 신호가 1비트 디지털 신호인 경우, 상기 모드 제어부는, 상기 1비트 디지털 신호를 수신하여 2진 코드(binary code)로 상기 모드 결정 신호를 출력하는 듀오-바이너리 인코더(duo-binary encoder)를 더 포함할 수 있다.
여기서 상기 듀오-바이너리 인코더는, 상기 1비트 디지털 신호와 상기 1비트 디지털 신호를 한 클록 지연시킨 지연 신호를 더하여 00, 01, 10, 11 중 하나를 지시하는 2진 코드를 생성하고, 생성된 2진 코드에 기반하여 상기 모드 결정 신호로 출력할 수 있다.
여기서 상기 듀오-바이너리 인코더는, 상기 1비트 디지털 신호와 상기 지연 신호를 'AND'연산하여 벅 모드를 구동하는 신호를 출력하는 AND 게이트 및 상기 1비트 디지털 신호와 상기 지연 신호를 'NOR' 연산하여 부스트 모드를 구동하는 신호를 출력하는 NOR 게이트를 포함할 수 있다.
여기서 상기 스위칭 제어부는, 상기 2진 코드가 11이면, 상기 벅-부스트 구동회로가 벅 모드로 동작하도록 상기 복수의 스위치를 제어할 수 있다.
여기서 상기 스위칭 제어부는, 상기 2진 코드가 10 또는 01이면, 상기 벅-부스트 구동회로가 동작중인 벅-부스트 모드를 유지하도록 상기 복수의 스위치를 제어할 수 있다.
여기서 상기 스위칭 제어부는, 상기 2진 코드가 00이면, 상기 벅-부스트 구동회로가 부스트 모드로 동작하도록 상기 복수의 스위치를 제어할 수 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 다른 측면은, 인가 전압을 수신하여 동작 모드에 따른 출력 전압을 출력하는 벅-부스트 모드 구동회로를 제어하는 모드 제어 회로를 제공한다.
여기서 모드 제어 회로는, 상기 벅-부스트 모드 구동회로의 출력 전압을 감지하여, 피드백 전압을 출력하는 출력 센싱부, 기준 전압에 기초하여 상기 피드백 전압을 보상하여 출력하는 보상기(compensator) 및 상기 보상기의 출력 신호에 기초하여 상기 동작 모드를 결정하는 디지털 신호를 생성하는 델타 시그마 모듈레이터를 포함할 수 있다.
여기서 상기 델타 시그마 모듈레이터는, 상기 디지털 신호를 1비트 또는 1.5비트로 생성하여 출력할 수 있다.
여기서 상기 모드 제어 회로는, 상기 디지털 신호가 1비트 디지털 신호인 경우, 상기 1비트 디지털 신호를 수신하여 2진 코드(binary code)로 출력하는 듀오-바이너리 인코더(duo-binary encoder)를 더 포함할 수 있다.
여기서 상기 듀오-바이너리 인코더는, 상기 1비트 디지털 신호와 상기 1비트 디지털 신호를 한 클록 지연시킨 지연 신호를 더하여 00, 01, 10, 11 중 하나를 지시하는 2진 코드를 생성할 수 있다.
상기와 같은 본 발명에 따른 델타 시그마 모듈레이터를 이용한 벅-부스트 컨버터를 이용할 경우에는 델타 시그마 모듈레이터를 이용하므로, 스위칭 하모닉이 발생하지 않으며, 높은 스위칭 주파수로 인해 출력 리플 특성이 좋다.
또한, 델타 시그마 모듈레이터의 출력 신호로 벅 모드와 부스트 모드에 대한 스위치들을 동시에 제어하므로 한 개의 모듈레이터와 보상기만으로 구현할 수 있다.
또한, 복잡한 스위칭 제어 회로나 비교기를 통해 모드 결정이 이루어지지않고, 델타 시그마 모듈레이터의 출력 신호로 모드가 자동 결정되므로 구현이 용이할 수 있다.
또한, 델타 시그마 모듈레이터의 출력 신호에 따른 디지털 코드로 모드를 결정하므로 모드 불연속점이 존재하지 않는 장점이 있다.
도 1a 내지 도 1b는 일반적인 전원 관리 회로의 특성을 설명하기 위한 예시도이다.
도 2a 내지 도 2b는 벅-부스트 컨버터를 포함하는 전원 관리 회로의 특성을 설명하기 위한 예시도이다.
도 3a는 비반전 벅-부스트 컨버터(noninverting buck-boost converter)에 대한 예시 회로도이다.
도 3b는 도 3a에 따른 비반전 벅-부스트 컨버터에 대한 동작 특성을 설명하기 위한 예시도이다.
도 4a는 3단계(three phase)로 동작하는 비반전 벅-부스트 컨버터에 대한 예시 회로도이다.
도 4b는 도 4a에 따른 3단계 비반전 벅-부스트 컨버터에 대한 동작 특성을 설명하기 위한 예시도이다.
도 5는 스위칭 제어를 수행하는 구성을 포함하는 3단계 비반전 벅-부스트 컨버터에 대한 구성도이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 델타 시그마 모듈레이터(delta-sigma modulator)를 이용한 벅-부스트 컨버터(buck-boost converter)에 대한 구성도이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 델타 시그마 모듈레이터를 이용한 벅-부스트 컨버터에 대한 동작을 나타내는 예시도이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 2개의 2진 코드를 통해 동작되는 스위치를 나타낸 예시도이다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 듀오 바이너리 코드를 생성하는 듀오 바이너리 인코더의 구현례이다.
도 10은 본 발명의 일 실시에에 따른 듀오-바이너리 인코더를 적용한 델타 시그마 모듈레이터의 출력 스펙트럼을 나타낸 그래프이다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 1비트 DSM 대신에 1.5 비트 DSM 을 이용한 벅-부스트 컨버터에 대한 구성도이다.
도 12는 도 6에 따른 벅-부스트 컨버터를 구체화하여 구현한 블록도이다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 델타 시그마 모듈레이터를 이용한 벅-부스트 컨버터에 대한 측정 결과를 나타낸 것이다.
본 발명은 다양한 변경을 가할 수 있고 여러 가지 실시예를 가질 수 있는 바, 특정 실시예들을 도면에 예시하고 상세한 설명에 상세하게 설명하고자 한다. 그러나, 이는 본 발명을 특정한 실시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다. 각 도면을 설명하면서 유사한 참조부호를 유사한 구성요소에 대해 사용하였다.
제1, 제2, A, B 등의 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 상기 구성요소들은 상기 용어들에 의해 한정되어서는 안 된다. 상기 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다. 예를 들어, 본 발명의 권리 범위를 벗어나지 않으면서 제1 구성요소는 제2 구성요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제2 구성요소도 제1 구성요소로 명명될 수 있다. 및/또는 이라는 용어는 복수의 관련된 기재된 항목들의 조합 또는 복수의 관련된 기재된 항목들 중의 어느 항목을 포함한다.
어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "연결되어" 있다거나 "접속되어" 있다고 언급된 때에는, 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되어 있거나 또는 접속되어 있을 수도 있지만, 중간에 다른 구성요소가 존재할 수도 있다고 이해되어야 할 것이다. 반면에, 어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "직접 연결되어" 있다거나 "직접 접속되어" 있다고 언급된 때에는, 중간에 다른 구성요소가 존재하지 않는 것으로 이해되어야 할 것이다.
본 출원에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 발명을 한정하려는 의도가 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 출원에서, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 명세서상에 기재된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.
다르게 정의되지 않는 한, 기술적이거나 과학적인 용어를 포함해서 여기서 사용되는 모든 용어들은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가지고 있다. 일반적으로 사용되는 사전에 정의되어 있는 것과 같은 용어들은 관련 기술의 문맥 상 가지는 의미와 일치하는 의미를 가지는 것으로 해석되어야 하며, 본 출원에서 명백하게 정의하지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.
도 1a 내지 도 1b는 일반적인 전원 관리 회로의 특성을 설명하기 위한 예시도이다. 도 2a 내지 도 2b는 벅-부스트 컨버터를 포함하는 전원 관리 회로의 특성을 설명하기 위한 예시도이다.
도 1a를 참조하면, 일반적인 리튬-이온 배터리(Li-ion Battery)를 사용하였을 때 배터리의 출력에 다이오드를 연결한 회로를 확인할 수 있다. 여기서 리튬-이온 배터리의 방전이 이루어지는 경우를 고려하면, 다이오드로 흐르는 출력 전류(IL)가 지속적으로 감소하다가 배터리의 전압(VIN)이 일정 전압 이하가 되면 출력 전류가 더 이상 흐르지 않는다.
도 1b를 참조하면, 도 1a에 따른 리튬 이온 배터리의 전압(VIN)이 4.2 V에서 2.7V까지 감소되는 경우, 출력 전류가 어느 순간 급격하게 감소하여 흐르지 않게 되는 것을 확인할 수 있다.
도 2a를 참조하면, 도 1에 따른 리튬 이온 배터리에 추가적으로 벅-부스트 컨버터(Buck-Boost Converter)를 설치함으로써 전원 관리를 수행하는 회로를 확인할 수 있다. 즉, 리튬 이온 배터리의 전압(VIN)이 4.2 V에서 2.7V까지 감소되더라도 벅-부스트 컨버터는 리튬 이온 배터리로부터 공급되는 전압(VIN)을 변환하여 1.2 V 내지 5.5V 사이의 안정적인 전압(Vo)을 지속적으로 다이오드에 전달할 수 있다.
도 2b를 참조하면, 도 2a에 따른 각 소자의 전압, 전류를 확인할 수 있는데, 리튬 이온 배터리의 전압(VIN)이 감소하더라도 벅-부스트 컨버터가 일정한 출력 전압(Vo)을 다이오드로 제공하는 것을 확인할 수 있고, 이에 따라 다이오드로 흐르는 전류(IL) 또한 안정적으로 유지되는 것을 알 수 있다.
즉, 벅-부스트 컨버터를 사용하는 것은 배터리의 전원 관리를 효율적으로 수행하는 방안이 될 수 있다.
도 3a는 비반전 벅-부스트 컨버터(noninverting buck-boost converter)에 대한 예시 회로도이다. 도 3b는 도 3a에 따른 비반전 벅-부스트 컨버터에 대한 동작 특성을 설명하기 위한 예시도이다.
도 3a를 참조하면, 2단계(two phase)로 동작하는 비반전 벅-부스트 컨버터에 대한 회로를 확인할 수 있다. 2단계의 동작은 각각 Q1 클록(clock), Q2 클록(clock)에 따른 회로 흐름에 따라 동작할 수 있다. 먼저 Q1 클록에서는 M2와 M4 스위치가 켜져서 출력 전류(ILOAD)를 낮추면서 출력에 전력을 전달한다. Q2 클록에서는 M1과 M3 스위치가 켜져서 출력 전류(ILOAD)를 높이면서 인덕터(inductor, Vph1 및 Vph2 사이에 인가된 인덕터)를 충전한다. 이러한 2단계의 동작을 반복하여 비반전 벅-부스트 컨버터는 출력 전압(Vout)을 일정하게 유지한다.
도 3b를 참조하면, 네 개의 스위치(M1, M2, M3, M4의 스위칭 클록은 φ1~φ4) 는 한 번의 스위칭 주기(single cycle) 동안 모두 다 상태를 한 번씩은 바꾸게 되며, 이것은 M1과 M2만을 사용하는 벅 컨버터(buck converter) 및 M3와 M4만을 사용하는 부스트 컨버터(boost converter)의 경우에 비해 2 배의 스위칭 손실 (switching loss)이 발생하게 만들어 컨버터의 효율이 낮아진다.
또한, 도 3a 및 도 3b에 따른 비반전 벅-부스트 컨버터는 전도 손실 (conduction loss)도 크게 악화되는 것을 알 수 있다. 스위치 M1과 M2만 스위칭하는 벅 컨버터 또는 buck mode(M3는 off, M4는 on으로 유지)에서는 인덕터의 한쪽 끝이 출력에 연결되어 있으므로, 인덕터로 흐르는 평균 인덕터 전류(ILbuck,ave)는 출력 전류(ILOAD)와 같은 값을 가지게 된다(ILbuck,ave=ILOAD). 또한, 스위치 M3와 M4만 동작하는 부스트 컨버터 또는 boost mode (M1는 on, M2는 off로 유지)에서 출력 전류(ILOAD)는 듀티비(duty ratio, D)에 비례하는 형태를 가지게 된다. 듀티비(D)와 출력 전류(ILOAD) 및 평균 인덕터 전류(ILboost,ave) 사이의 관계는 아래의 수학식 1과 같이 정의할 수 있다.
Figure 112018040542558-pat00001
즉, 듀티비(D)가 0보다 큰 경우, 평균 인덕터 전류(ILboost,ave)는 출력전류(ILOAD) 보다 큰 값을 갖게 된다. 이러한 경향은 2단계 벅-부스트 컨버터에서도 마찬가지이다. 특히, 2단계 벅-부스트 컨버터에서는 입력전압이 출력전압에 가까워지면 듀티비(D)는 0.5가 되므로, ILBB,ave = 2×ILOAD가 된다. 전도 손실은 인덕터 전류의 rms(root mean square) 값에 비례하므로, 평균적인 인덕터 전류가 2배가 되면, 벅-부스트 컨버터의 전도 손실은 2배 커질 수 밖에 없게 된다.
도 4a는 3단계(three phase)로 동작하는 비반전 벅-부스트 컨버터에 대한 예시 회로도이다. 도 4b는 도 4a에 따른 3단계 비반전 벅-부스트 컨버터에 대한 동작 특성을 설명하기 위한 예시도이다. 도 5는 스위칭 제어를 수행하는 구성을 포함하는 3단계 비반전 벅-부스트 컨버터에 대한 구성도이다.
도 3a 및 도 3b에서와 같은 비반전 벅-부스트 컨버터에서 발생되는 스위칭 손실과 전도 손실을 줄이기 위해서, 3단계로 동작하는 벅-부스트 컨버터가 제안(IEEE Trans. Power Electronics, Vol. 27, No. 12, pp. 4934-4942, 2012, Design of an Average-Current-Mode Noninverting Buck-Boost DC-DC Converter with Reduced Switching and Conduction Losses)되었다.
도 4b를 참조하면, 3단계 벅-부스트 컨버터는 두 개의 ramp 신호(Boost ramp, Buck ramp)를 사용한다. 이 중 한 개의 신호(Buck ramp)는 도 4a에서 buck mode 스위치 (M1, M2)를 조절하는데 사용되며, 다른 한 개의 신호(Boost ramp)는 boost mode 스위치 (M3, M4)를 조절하는데 사용된다. 또한, 도 4b에서와 같이 보상기(compensator)의 출력신호(Vc)와 ramp 신호의 점접이 발생하는 위치에서 각 모드의 동작이 이루어진다.
도 4a 및 도 4b를 참조하면, 3단계 벅-부스트 컨버터의 스위칭 동작은 Q1/Q3 흐름에 따른 제1 상태, Q2 흐름에 따른 제2 상태 및 Q4 흐름에 따른 제3 상태를 포함하는 3가지 상태로 구성된다. 도 4b를 참조하면, 클록 신호(clock signal)가 high가 되면, 부스트 동작 신호(Boost driving signal)와 벅 동작 신호(Buck driving signal)는 둘 다 리셋(reset)되고, 이때의 스위치는 M1과 M4만 켜지게 되어 입력 신호가 출력에 전달이 된다 (Q1 or Q3 phase). 이 상태는 도 3a 및 도 3b의 비반전 벅-부스트 컨버터에서는 존재하지 않는 모드이다. 다음에 클록 신호(clock signal)가 low가 되고, 보상기의 출력 신호(Vc)가 buck ramp 신호를 접하게 되면, 벅 동작 신호(buck driving signal)가 high가 되어 3단계 벅-부스트 컨버터는 buck mode로 동작한다(Q2 phase). 이 상태에서 부스트 동작 신호(boost driving signal)는 변화하지 않는다. 마지막으로 클록 신호가 low이고, 보상기의 출력 신호(Vc)가 boost ramp 신호를 접하게 되면, 부스트 동작 신호(boost driving signal)가 high가 되어 3단계 벅-부스트 컨버터는 boost mode로 동작한다(Q4 phase).
정리하면, 스위칭 동작은 각 주기에서 buck mode(Q1, Q2 phase) 또는 boost mode (Q3, Q4 phase)로만 동작되는 것을 알 수 있다. 이러한 3가지 상태로 구성되는 3단계 벅-부스트 컨버터의 동작은 하나의 주기에 단지 두 개(총 4개 중에서)의 스위치만이 상태를 변화하기 때문에 도 3a 및 도 3b와 같은 일반적인 벅-부스트 컨버터의 스위칭 동작에 비해 스위칭 손실을 절반으로 감소시킬 수 있다. 또한, 입력 전압이 출력 전압에 가까워질수록 3단계 벅-부스트 컨버터는 벅 모드와 부스트 모드를 번갈아가며 동작할 것으로 예측할 수 있다. 따라서 입력 전압이 출력 전압과 가까워지게 되면 벅 모드와 부스트 모드에 대한 평균 인덕터 전류는 다음의 수학식 2와 같다.
Figure 112018040542558-pat00002
상기 수학식 2를 참조하면, 벅 모드의 평균 인덕터 전류(ILbuck,ave)와 부스트 모드의 평균 인덕터 전류(ILboost,ave)의 평균(IL,ave)이 출력전류(ILOAD)와 같아진다는 것을 알 수 있다. 따라서, 도 3a 및 도 3b와 같은 벅-부스트 컨버터에 비해 인덕터에 흐르는 전류의 양을 1/2로 감소시킬 수 있으므로, 3단계 벅-부스트 컨버터는 전도 손실을 개선할 수 있다. 참고로, Boost mode에서 입력전압이 출력전압과 같아지는 경우에 듀티비(D)는 0 이므로 부스트 모드의 평균 전류(ILboost,ave)와 출력 전류(ILOAD)는 서로 같아진다.
한편, 앞서 설명한 도 4a 및 도 4b에 따른 3단 비반전 벅-부스트 컨버터의 경우에도 극복되어야 할 문제들이 존재한다.
첫째, 3단 비반전 벅-부스트 컨버터는 클록 신호에 의해 한 주기를 구성하기 때문에, DC-DC 변환기의 출력 스펙트럼은 이 스위칭 주파수의 정수배 차수의 주파수에서 강한 출력 스파이크를 생성시키며, 이러한 스위칭 하모닉은 전원선을 통해 로드와 커플링되어 시스템의 성능을 열화시키게 된다. 상기 스위칭 하모닉을 제거하기 위해서는 추가적인 electromagnetic interference (EMI) 필터가 보드 상에 구성되어야 하므로, 전체적인 시스템 단가를 상승시키는 요인이 된다.
둘째, 3단 비반전 벅-부스트 컨버터는 buck과 boost 모드를 독립적으로 사용하기 위해서 dual loop 제어 회로가 요구되어 두 세트의 보상기 회로를 사용해야만 한다. 도 5를 참조하면, 벅 모드와 부스트 모드를 제어하기 위한 두 개의 보상기 회로(Dual Compensator) 및 루프는 전체 회로의 디자인 난이도를 높일 뿐만 아니라, 면적을 증가시켜 더욱 많은 비용을 소모하게 한다.
셋째, 3단 비반전 벅-부스트 컨버터는 buck 모드 또는 boost 모드로만 동작하기 때문에 입력전압과 출력전압의 관계 및 duty cycle의 관계를 통해 모드를 결정해야 한다. 도 5를 참조하면, 출력단을 센싱하는 센싱부(Output sensing)를 통해 출력을 센싱하고, 루프를 통해 스위치 제어를 수행하는 것을 확인할 수 있다. 이처럼, 컨버터의 모드 결정을 위해서는 복잡한 제어 회로, 추가적인 보상 회로 및 보정 회로가 필요하다. 특히 buck과 boost에서 대칭적(symmetric)인 ramp 신호가 구현되어야 하기 때문에 구현에 큰 제약이 있다.
넷째, 3단 비반전 벅-부스트 컨버터는 기본적으로 펄스폭 변조(PWM, pulse width modulation)를 근간으로 하여 동작하기 때문에 모드 전환시 PWM 비교기에 의해 발생되는 불연속성으로 최대 duty cycle이 제한되고, 이것은 pulse skipping을 유발하여 출력 전압의 리플(ripple)을 크게 만드는 문제를 야기한다. 도 5를 참조하면, 펄스폭 변조(Dual PWM)를 위한 회로가 포함되어 있는 것을 확인할 수 있고, 일반적으로 최대 ~100 mV 수준의 리플을 억제하기 위해 LDO (low drop-out linear regulator) 등의 추가적인 회로가 요구된다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 델타 시그마 모듈레이터(delta-sigma modulator)를 이용한 벅-부스트 컨버터(buck-boost converter)에 대한 구성도이다.
도 6을 참조하면, 델타 시그마 모듈레이터(Delta-Sigma Modulator)를 이용한 벅-부스트 컨버터는, 인가 전압을 수신하여 동작 모드에 따른 출력 전압을 출력하는 벅-부스트 모드 구동회로(100), 상기 벅-부스트 모드 구동 회로(100)의 출력을 센싱하여 상기 동작 모드를 결정하는 모드 제어부(200) 및 상기 모드 제어부(200)로부터 상기 동작 모드를 결정하는 모드 결정 신호를 수신하여 상기 벅-부스트 모드 구동회로(100)에 포함된 스위치를 제어하는 스위칭 제어부(300, Gate Driver)를 포함할 수 있다. 이때 델타 시그마 모듈레이터(Delta-Sigma Modulator)를 이용한 벅-부스트 컨버터는 도 5에서와 마찬가지로 비반전 벅-부스트 컨버터일 수 있다. 또한 동작 모드는 벅 모드(buck mode), 부스트 모드(boost mode), 기존 상태를 유지하는 모드 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
여기서 상기 벅-부스트 모드 구동회로(100)는, 상기 동작 모드에 따라 상기 출력 전압이 변경되도록 스위칭되는 복수의 스위치(M1~M4)를 포함할 수 있다.
여기서 상기 벅-부스트 모드 구동회로(100)는, 벅 모드(buck mode)에서 동작하는 제1 스위치(M1) 및 제2 스위치(M2)와 부스트 모드(boost mode)에서 동작하는 제3 스위치(M3) 및 제4 스위치(M4)를 포함할 수 있다.
더욱 상세하게는, 상기 벅-부스트 모드 구동회로(100)는, 일단이 상기 인가 전압(VIN)을 인가받고 타단이 인덕터(L)와 연결되는 제1 스위치(M1), 일단이 상기 인덕터(L)와 연결되고, 타단이 제1 접점(VOUT)과 연결되는 제4 스위치(M4), 일단이 상기 제1 스위치(M1)와 상기 인덕터(L) 사이의 접점에 연결되고, 타단이 접지와 연결되는 제2 스위치(M2), 일단이 상기 인덕터(L)와 상기 제4 스위치(M4) 사이의 접점에 연결되고, 타단이 접지와 연결되는 제3 스위치(M3), 일단이 접지되고, 타단이 상기 제1 접점과 연결되어 상기 출력 전압(VOUT)이 인가되는 로드 저항(RL) 및 상기 출력 저항(RL)과 병렬로 연결되는 커패시터(C)를 포함할 수 있다.
여기서 제 2 스위치(M2) 및 제 4 스위치(M4)는 다이오드로 대체하여 사용될 수 있다. 제 2 스위치(M2) 및 제4 스위치(M4)가 다이오드로 대체될 경우, 벅-부스트 구동회로(100)는 제 1 스위치(M1)와 제3 스위치(M3)만 구동할 수 있다.
여기서 상기 모드 제어부(200)는, 상기 벅-부스트 모드 구동회로(100)의 출력 전압을 감지하여, 피드백 전압(VFB)을 출력하는 출력 센싱부(200)를 포함할 수 있다. 이때 상기 피드백 전압(VFB)은, 상기 출력 전압에 미리 설정된 이득을 곱하여 결정될 수 있다.
여기서 상기 모드 제어부(200)는, 기준 전압(VREF)에 기초하여 상기 피드백 전압(VFB)을 보상하여 출력하는 보상기(compensator, 220)를 포함할 수 있다. 따라서, 기준 전압(VREF) 대비 출력 전압(VOUT)의 크기를 파악하기 위해, 출력 전압(VOUT)에 미리 설정된 이득을 곱한 피드백 전압(VFB)과 출력 전압(VOUT)의 레벨(level)을 파악하기 위한 기준 전압(VREF)이 보상기(220)에 입력될 수 있다.
이때 보상기(220)는, 불연속 전도 모드(DCM)에 대한 보상과 연속 전도 모드(CCM)에 대한 보상을 각각 독립적인 회로로 수행하는 듀얼 모드 보상기(dual mode compensator)일 수 있다. 불연속 전도 모드는 벅-부스트 모드 구동회로(100)의 로드 전류(예를 들면 로드저항(RL)에 흐르는 전류)가 연속적인 전류로 동작하는 것을 의미할 수 있으며, 연속 전도 모드는 벅-부스트 모드 구동회로(100)의 로드 전류가 불연속적인 전류로 동작하는 것을 의미할 수 있다. 따라서, 불연속 전도 모드와 연속 전도 모드를 판단하기 위한 전류 센싱 회로(또는 전류계)가 모드 제어부(200)에 더 포함될 수 있다.
여기서 상기 모드 제어부(200)는, 상기 벅-부스트 구동회로(100)의 출력에 따라 디지털 신호로 상기 모드 결정 신호를 생성하는 델타 시그마 모듈레이터(230)를 포함할 수 있다. 더욱 상세하게는, 상기 델타 시그마 모듈레이터(230)는 보상기(220)의 출력을 수신하고, 상기 피드백 전압(VFB, 또는 상기 피드백 전압과 상기 기준 전압(VREF)의 차이값)에 기초하여, 상기 복수의 스위치의 ON/OFF 시간을 조절하는 디지털 신호를 생성할 수 있다.
여기서 델타 시그마 모듈레이터(230)는, 디지털 신호를 1비트 또는 1.5비트로 생성하여 출력할 수 있다.
여기서 델타 시그마 모듈레이터(230)는, 상기 인덕터(L) 또는 상기 로드 저항(RL)에 흐르는 전류를 감지하여 차수와 샘플링 주파수가 가변적으로 조절되는 재구성 델타 시그마 모듈레이터일 수 있다. 이처럼 차수와 샘플링 주파수를 동적으로 변경하는 델타 시그마 모듈레이터를 사용하면 출력 전압의 리플 특성과 효율을 개선시킬 수 있다.
여기서 상기 디지털 신호가 1비트 디지털 신호인 경우, 1비트 신호로 벅 모드에 대한 스위치들과 부스트 모드에 대한 스위치들을 모두 제어하기 위해서 듀오-바이너리 인코더가 더 필요할 수 있다.
따라서, 상기 디지털 신호가 1비트 디지털 신호인 경우, 상기 모드 제어부(200)는, 상기 1비트 디지털 신호를 수신하여 2진 코드(binary code)로 상기 모드 결정 신호를 출력하는 듀오-바이너리 인코더(duo-binary encoder, 240)를 더 포함할 수 있다.
여기서 상기 듀오-바이너리 인코더(240)는, 상기 1비트 디지털 신호(VM)와 상기 1비트 디지털 신호를 한 클록 지연시킨 지연 신호(VMD)를 더하여 00, 01, 10, 11 중 하나를 지시하는 2진 코드를 생성하고, 생성된 2진 코드에 기반하여 상기 모드 결정 신호로 출력할 수 있다.
여기서 상기 듀오-바이너리 인코더(240)는, 상기 1비트 디지털 신호(VM)와 상기 지연 신호(VMD)를 'AND'연산하여 벅 모드를 구동하는 신호를 출력하는 AND 게이트 및 상기 1비트 디지털 신호(VM)와 상기 지연 신호(VMD)를 'NOR' 연산하여 부스트 모드를 구동하는 신호를 출력하는 NOR 게이트를 포함할 수 있다.
여기서 상기 스위칭 제어부(300)는, 모드 결정 신호가 모드 제어부(200)에서 생성되면 생성된 모드 결정 신호를 구동 파형이 중첩되지 않도록 조절한 후 상기 벅-부스트 구동회로(100)에 포함된 복수의 스위치(M1~M4)를 구동할 수 있다.
여기서 상기 스위칭 제어부(300)는, 상기 2진 코드가 11이면, 상기 벅-부스트 구동회로가 벅 모드로 동작하도록 상기 복수의 스위치를 제어할 수 있다.
여기서 상기 스위칭 제어부(300)는, 상기 2진 코드가 10 또는 01이면, 상기 벅-부스트 구동회로가 동작중인 벅-부스트 모드를 유지하도록 상기 복수의 스위치를 제어할 수 있다.
여기서 상기 스위칭 제어부(300)는, 상기 2진 코드가 00이면, 상기 벅-부스트 구동회로가 부스트 모드로 동작하도록 상기 복수의 스위치를 제어할 수 있다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 델타 시그마 모듈레이터를 이용한 벅-부스트 컨버터에 대한 동작을 나타내는 예시도이다.
도 7을 참조하면, 델타 시그마 모듈레이터가 1비트 디지털 신호(VM)를 출력하는 1비트 DSM 인 경우의 출력 신호(VM)와 1비트 디지털 신호(VM)를 한 클록 지연 시킨 지연 신호(VMD)를 확인할 수 있다.
여기서, 1비트 디지털 신호(VM)와 지연 신호(VMD)를 합치면 -1, 0, 1 중 하나를 나타내는 duo-binary 신호가 생성될 수 있다. duo-binary 신호에서 +1 code 는 벅 모드(buck mode)를, -1 code는 부스트 모드(boost mode)를 지시하고, 0인 경우에는 현재 동작 모드를 유지하도록 할 수 있다. 이에 따르면, 1 비트 DSM의 출력을 통해 벅 모드와 부스트 모드에 따른 스위치들을 모두 제어할 수 있다.
도 7을 참조하면, 부스트 모드(boost mode)를 지시하는 코드인 -1이 나타나는 경우, 도 6에서 제3 스위치(M3) 및 제4 스위치(M4)의 게이트에 인가되는 신호(Q2P/Q2N)가 변경되는 것을 확인할 수 있다. 또한, 벅 모드(buck mode)를 지시하는 코드인 +1이 나타나는 경우, 도 6에서 제1 스위치(M1) 및 제2 스위치(M2)의 게이트(Q1P/Q1N)에 인가되는 신호가 변경되는 것을 확인할 수 있다.
한편, 부스트 모드(boost mode)로 동작할 경우, 출력 전압을 높여야 하므로 인덕터에 전류를 충전해야 하고 이 때문에 도 6의 제1 스위치 및 제3 스위치가 동작될 수 있다(도 8에서 다시 설명). 그러나, 제1 스위치와 제3 스위치가 동작하면, 출력과 인덕터가 분리되어 있기 때문에 아무리 인덕터에 에너지를 충전시키더라도 출력으로 에너지가 전달되지 않을 수 있다. 이러한 현상을 방지하기 위해 도 7에서 표시된 SHOT 신호를 사용할 수 있다.
도 7에서 표시된 SHOT 신호는 부스트 모드가 정해진 클록 기간 동안 발생하면, 강제로 에너지를 전달할 수 있는 상태로 duo-binary 신호를 변경할 수 있다. 따라서, SHOT 신호가 발생하면, duo-binary 신호는 +0으로 변경될 수 있다.
한편, duo-binary 신호를 +1, 0, -1로 설명하였으나, 이것을 0이나 1을 지시하는 2개의 2진 코드로 설명하면, +1은 11로, -1은 00으로, 0은 01 또는 10으로 정의할 수 있으므로, 2진 코드에 따른 설명도 포함되는 것으로 해석되어야 한다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 2개의 2진 코드를 통해 동작되는 스위치를 나타낸 예시도이다. 도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 듀오 바이너리 코드를 생성하는 듀오 바이너리 인코더의 구현례이다.
도 8을 참조하면, 2개의 2진 코드(Duo-binary code, DUO CODE)가 11인 경우(도 7의 VM = 1, VMD = 1인 경우와 대응됨)는, 피드백을 통해 DSM에 인가된 신호가 기준신호(VREF)보다 크다는 의미이기 때문에 인덕터 전류가 낮아지는 방향으로 스위치를 동작시켜야 한다. 따라서, DUO CODE 가 11인 경우는 도 6의 제2 스위치(M2)와 제4 스위치(M4)를 동작시켜 buck mode동작을 수행할 수 있다.
한편, DUO CODE가 00인 경우 (도 7의 VM = 0, VMD = 0인 경우와 대응됨)는, 피드백을 통해 DSM에 인가된 신호가 기준신호(VREF)보다 작다는 의미이기 때문에 인덕터 전류가 높아지는 방향으로 스위치를 동작시켜야 한다. 따라서 DUO CODE 가 00인 경우는 제1스위치(M1)와 제3 스위치(M3)를 동작시켜 boost mode동작을 수행할 수 있다.
또한, DUO CODE가 01 또는 10 인 경우는 제1 스위치(M1) 및 제4 스위치(M4)를 동작시켜 현재의 모드를 유지할 수 있다.
이와 같은 방식으로 스위치를 제어하면, 종래에 두 개의 ramp 신호와 비교기를 사용했던 것과 달리 1-비트 DSM의 출력 신호만을 통해서 buck 모드에 동작하는 스위치들과 boost 모드에 동작하는 스위치들을 동시에 제어 가능하므로 좀 더 용이하게 회로를 구성할 수 있게 된다.
또한, 도 8의 스위칭 동작을 분석해 보면, 어떠한 경우에도 2진 코드 2개가 동시에 변하지 않는다. 즉, DUO CODE가 00에서 11로 변화하는 경우는 없으며, 00에서 11로 변화하기 위해서는 반드시 10 또는 01의 중간 단계를 거쳐서 변환될 수 있다. 따라서 모드 변경시 불연속점이 생기는 현상을 방지할 수 있으며, 이를 통해 출력 전압 리플을 줄일 수 있다. 한편, 이러한 2개의 2진 코드를 생성하는 듀오 바이너리 인코더(duo-binary encoder, 도 6의 240)는 FSM(finite state machine)을 통하여 구현이 가능하지만, 도 9에서와 같이 AND 게이트와 NOR 게이트로도 간단히 구성할 수 있다.
도 9를 참조하면 듀오-바이너리 인코더는, 1비트 디지털 신호(VM)와 지연 신호(VMD)를 'AND'연산하여 벅 모드를 구동하는 신호(BUCK GATE Drive)를 출력하는 AND 게이트 및 상기 1비트 디지털 신호(VM)와 상기 지연 신호(VMD)를 'NOR' 연산하여 부스트 모드를 구동하는 신호(BOOST GATE Drive)를 출력하는 NOR 게이트를 포함할 수 있다. 다만, 이에 한정되는 것은 아니며, 논리 연산 표현을 달리하면 도 9에 따른 논리 연산을 다른 논리 연산 소자로도 간단히 구현할 수 있다.
도 10은 본 발명의 일 실시에에 따른 듀오-바이너리 인코더를 적용한 델타 시그마 모듈레이터의 출력 스펙트럼을 나타낸 그래프이다. 도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 1비트 DSM 대신에 1.5 비트 DSM 을 이용한 벅-부스트 컨버터에 대한 구성도이다.
도 10을 참조하면, 붉은색으로 표시된 그래프가 듀오-바이너리 인코더가 없는 델타 시그마 모듈레이터의 출력 신호(PSD)이며, 파란색으로 표시된 그래프가 듀오-바이너리 인코더가 추가적으로 적용된 델타 시그마 모듈레이터의 출력신호이다.
구체적으로, 델타 시그마 모듈레이터(DSM)의 출력에 Duo-binary encoding을 사용하면, 도 10에서 보여지는 것처럼 in-band내의 특성은 그대로 유지되고, out-of-band signal의 bandwidth가 1/2이 된다. 즉, DSM의 signal spectrum이 narrow bandwidth 특징을 갖게 된다. 다른 말로 표현하면, duo-bianary encoding을 사용하여 3-level(도 8에 따른 3개의 스위칭 상태)로 encoding을 하게 되면, 더 느린 주파수로도 같은 특성을 얻을 수 있게 된다는 것이다. 일반적으로 통신에서는 이러한 기법을 사용하면 spectral efficiency가 증가되는 효과를 얻을 수 있으나 본 발명에서 제안된 델타 시그마 모듈레이터를 이용한 벅-부스트 컨버터에 적용될 때에는 더 느린 DSM의 sampling 속도를 이용해도, 동일한 noise shaping 특성을 얻을 수 있으므로 효율 개선에 기여할 수 있다.
한편, duo-binary encoder를 통해 게이트 구동부에 인가하는 신호는 1.5 비트 신호이기 때문에 1-비트 DSM과 duo-binary encoder를 1.5-비트 DSM으로 대체하여 사용할 수 있다. 따라서, 도 11을 참조하면, 도 6에서의 1비트 DSM(230) 대신에 1.5비트 DSM(232)이 적용된 것을 확인할 수 있다.
즉, 본 발명의 일 실시예에 따른 델타 시그마 모듈레이터를 이용한 벅-부스트 컨버터는 DSM의 구조(Discrete time, Continuous-time), 차수(1차, 2차, 3차 …) 등에 무관하게 출력이 1-bit 또는 1.5-bit를 가지는 DSM이면 모두 적용이 가능하다. 단, 상기 구조 및 차수가 달라질 경우에는 compensator의 구조 및 compensator 내부의 회로 값을 변경하여 전력 변환기의 안정적인 동작을 확보할 수 있다.
도 12는 도 6에 따른 벅-부스트 컨버터를 구체화하여 구현한 블록도이다.
도 12를 참조하면, 도 6에서의 보상기(compensator, 220)로, 넓은 로드 전류 범위를 보상하기 위해서 듀얼 모드 보상기(dual mode compensator, 222)를 사용할 수 있다. 즉, 벅-부스트 컨버터의 구동회로에서 전류를 측정하고, 측정된 전류를 기초로 벅-부스트 컨버터가 연속 전도 모드(CCM mode)로 동작하는지 불연속 전도 모드(DCM mode)로 동작하는지 파악할 수 있다. 듀얼 모드 보상기(222)는 파악된 전도 모드에 따라 각기 다른 회로를 통해 전압 보상이 수행될 수 있다. 듀얼 모드 보상기(222)를 적용하면 벅-부스트 컨버터는 더욱 넓은 전류 구동 범위를 가질 수 있다.
한편, 도 6에서 사용한 1비트 델타 시그마 모듈레이터(230)는 차수 및 샘플링 주파수를 적응적으로 변경할 수 있는 재구성 DSM(Reconfig DSM, 232)을 사용하여 구성할 수 있다. 재구성 DSM(232)을 사용하면, 높은 로드 전류 (CCM mode)에서는 DSM의 차수 및 샘플링 주파수를 높여서 사용하고, 낮은 로드 전류 (DCM mode)에서는 DSM의 차수 및 샘플링 주파수를 낮추어 사용하므로써, 벅 부스트 컨버터의 효율을 최적화할 수 있다. 이때, 재구성 DSM에 대해서는 출원번호 KR 2017-0009804 "다중 모드를 지원하는 연속시간 델타 시그마 모듈레이터" 또는 출원번호 KR 2017-0090959 "재구성 델타 시그마 모듈레이터를 이용한 스위치 모드 파워서플라이 및 이의 구동 방법"를 적용할 수 있으며, 그 밖에도 여러 동적 모드 변경이 가능한 델타 시그마 모듈레이터가 사용될 수 있다.
또한, 도 6에서의 스위치 제어부(300, Gate Driver)는 adaptive dead-time controller(302)를 사용할 수 있다. adaptive dead-time controller(302)를 사용하면, 도 6의 제2 스위치(M2)와 제4 스위치(M4) 트랜지스터의 바디 다이오드가 턴-온 되는 것을 줄일 수 있게 된다. 이를 통해 출력 전압의 리플을 줄일 수 있으며 개선된 변환 효율을 얻을 수 있다.
그 밖에도, 도 6 또는 도 12에서의 벅-부스트 컨버터는 안정적인 시작 동작을 위한 soft-start, over voltage 및 over current를 보호할 수 있는 다양한 보호 회로(400), DCM/CCM을 결정하기 위한 MODE SELECTION 회로(500), DCM 동작에서 인덕터에 음의 전류를 제거하기 위한 ZCD 회로(600) 등 다양한 부가 회로들과 같이 사용될 수 있다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 델타 시그마 모듈레이터를 이용한 벅-부스트 컨버터에 대한 측정 결과를 나타낸 것이다.
도 13을 참조하면, 도 12에 따른 회로의 입력전압(VIN)이 변화(구체적으로 5V에서 2.5V로 변화)함에 따라서 벅-부스트 컨버터의 동작 모드가 자동으로 변환되면서 동작되는 것을 확인할 수 있다.
구체적으로, 입력 전압(VIN)이 높은 경우 벅 모드(Buck mode)로 동작하여 도 12의 VLX1 전압이 입력 전압(VIN)을 따라 감소하게 된다. 입력 전압(VIN)이 일정 전압 이하로 낮아지면서 출력 전압(VoUT)과 유사하게 되면, 벅-부스트 모드(BB, Buck-Boost mode)로 동작하여 도 12의 VLX2 전압단에 연결된 스위치들의 스위칭 동작에 따라 VLX2 전압의 변화가 자동으로 발생되는 것을 확인할 수 있다. 또한, 입력 전압(VIN)이 출력 전압(VoUT)보다 낮아지게 되면, 출력 전압(VoUT)을 유지시키기 위하여 부스트 모드(Boost mode)로 동작하면서 도 12의 VLX1과 연결된 스위치들의 스위칭 동작에 따라 VLX1의 전압 변화가 자동으로 발생되는 것을 확인할 수 있다.
따라서, 본 발명의 일 실시예에 따른 델타 시그마 모듈레이터를 이용한 벅-부스트 컨버터는 일반적인 비반전 벅-부스트 컨버터와 달리 두 개의 비교기를 사용하지 않고 DSM의 출력 코드에 따라 벅-부스트 컨버터의 동작 모드가 변하기 때문에 출력 전압(Vo)가 안정적으로 유지되는 것을 확인할 수 있다. 즉, DSM을 이용하여 비반전 벅-부스트 컨버터를 구현하는 경우, 동작 모드의 변경이 연속적(continuous)으로 이루어지고, 스위칭 손실 및 전도 손실을 줄일 수 있기 때문에 효율 및 성능이 향상될 수 있다.
본 발명에 따른 방법들은 다양한 컴퓨터 수단을 통해 수행될 수 있는 프로그램 명령 형태로 구현되어 컴퓨터 판독 가능 매체에 기록될 수 있다. 컴퓨터 판독 가능 매체는 프로그램 명령, 데이터 파일, 데이터 구조 등을 단독으로 또는 조합하여 포함할 수 있다. 컴퓨터 판독 가능 매체에 기록되는 프로그램 명령은 본 발명을 위해 특별히 설계되고 구성된 것들이거나 컴퓨터 소프트웨어 당업자에게 공지되어 사용 가능한 것일 수도 있다.
컴퓨터 판독 가능 매체의 예에는 롬(ROM), 램(RAM), 플래시 메모리(flash memory) 등과 같이 프로그램 명령을 저장하고 수행하도록 특별히 구성된 하드웨어 장치가 포함될 수 있다. 프로그램 명령의 예에는 컴파일러(compiler)에 의해 만들어지는 것과 같은 기계어 코드뿐만 아니라 인터프리터(interpreter) 등을 사용해서 컴퓨터에 의해 실행될 수 있는 고급 언어 코드를 포함할 수 있다. 상술한 하드웨어 장치는 본 발명의 동작을 수행하기 위해 적어도 하나의 소프트웨어 모듈로 작동하도록 구성될 수 있으며, 그 역도 마찬가지이다.
또한, 상술한 방법 또는 장치는 그 구성이나 기능의 전부 또는 일부가 결합되어 구현되거나, 분리되어 구현될 수 있다.
상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허 청구의 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.

Claims (20)

  1. 인가 전압을 수신하여 동작 모드에 따른 출력 전압을 출력하는 벅-부스트(Buck-Boost) 모드 구동회로;
    상기 벅-부스트 모드 구동 회로의 출력을 센싱하여 상기 동작 모드를 결정하는 모드 제어부; 및
    상기 모드 제어부로부터 상기 동작 모드를 결정하는 모드 결정 신호를 수신하여 상기 벅-부스트 모드 구동회로에 포함된 스위치를 제어하는 스위칭 제어부를 포함하고,
    상기 모드 제어부는,
    상기 벅-부스트 구동회로의 출력에 따라 1비트 디지털 신호로 상기 모드 결정 신호를 생성하는 델타 시그마 모듈레이터(Delta-Sigma Modulator); 및
    상기 1비트 디지털 신호를 수신하여 2진 코드(binary code)로 상기 모드 결정 신호를 출력하는 듀오-바이너리 인코더(duo-binary encoder)를 포함하는, 델타 시그마 모듈레이터를 이용한 벅-부스트 컨버터.
  2. 청구항 1에서,
    상기 벅-부스트 모드 구동회로는,
    상기 동작 모드에 따라 상기 출력 전압이 변경되도록 스위칭되는 복수의 스위치를 포함하는, 벅-부스트 컨버터.
  3. 청구항 1에서,
    상기 벅-부스트 모드 구동회로는,
    일단이 상기 인가 전압을 인가받고 타단이 인덕터와 연결되는 제1 스위치;
    일단이 상기 인덕터와 연결되고, 타단이 제1 접점과 연결되는 제4 스위치;
    일단이 상기 제1 스위치와 상기 인덕터 사이의 접점에 연결되고, 타단이 접지와 연결되는 제2 스위치;
    일단이 상기 인덕터와 상기 제4 스위치 사이의 접점에 연결되고, 타단이 접지와 연결되는 제3 스위치;
    일단이 접지되고, 타단이 상기 제1 접점과 연결되어 상기 출력 전압이 인가되는 로드 저항; 및
    상기 출력 저항과 병렬로 연결되는 커패시터를 포함하는, 델타 시그마 모듈레이터를 이용한 벅-부스트 컨버터.
  4. 청구항 1에서,
    상기 모드 제어부는,
    상기 벅-부스트 모드 구동회로의 출력 전압을 감지하여, 피드백 전압을 출력하는 출력 센싱부를 더 포함하는, 델타 시그마 모듈레이터를 이용한 벅-부스트 컨버터.
  5. 청구항 4에서,
    상기 피드백 전압은, 상기 출력 전압에 미리 설정된 이득을 곱하여 결정되는, 델타 시그마 모듈레이터를 이용한 벅-부스트 컨버터.
  6. 청구항 4에서,
    상기 델타 시그마 모듈레이터는,
    상기 피드백 전압에 기초하여, 상기 복수의 스위치의 ON/OFF 시간을 조절하는 디지털 신호를 생성하는, 델타 시그마 모듈레이터를 이용한 벅-부스트 컨버터.
  7. 삭제
  8. 청구항 3에서,
    상기 델타 시그마 모듈레이터는,
    상기 인덕터 또는 상기 로드 저항에 흐르는 전류를 감지하여 차수와 샘플링 주파수가 가변적으로 조절되는, 델타 시그마 모듈레이터를 이용한 벅-부스트 컨버터.
  9. 청구항 6에서,
    상기 모드 제어부는,
    기준 전압에 기초하여 상기 피드백 전압을 보상하여 상기 델타 시그마 모듈레이터의 입력으로 전달하는 보상기(compensator)를 포함하는, 델타 시그마 모듈레이터를 이용한 벅-부스트 컨버터.
  10. 청구항 9에서,
    상기 보상기는,
    불연속 전도 모드(DCM)에 대한 보상과 연속 전도 모드(CCM)에 대한 보상을 각각 독립적인 회로로 수행하는 듀얼 모드 보상기(dual mode compensator)인, 델타 시그마 모듈레이터를 이용한 벅-부스트 컨버터.
  11. 삭제
  12. 청구항 6에서,
    상기 듀오-바이너리 인코더는,
    상기 1비트 디지털 신호와 상기 1비트 디지털 신호를 한 클록 지연시킨 지연 신호를 더하여 00, 01, 10, 11 중 하나를 지시하는 2진 코드를 생성하고, 생성된 2진 코드에 기반하여 상기 모드 결정 신호로 출력하는, 델타 시그마 모듈레이터를 이용한 벅-부스트 컨버터.
  13. 청구항 12에서,
    상기 듀오-바이너리 인코더는,
    상기 1비트 디지털 신호와 상기 지연 신호를 'AND'연산하여 벅 모드를 구동하는 신호를 출력하는 AND 게이트; 및
    상기 1비트 디지털 신호와 상기 지연 신호를 'NOR' 연산하여 부스트 모드를 구동하는 신호를 출력하는 NOR 게이트를 포함하는, 델타 시그마 모듈레이터를 이용한 벅-부스트 컨버터.
  14. 청구항 12에서,
    상기 스위칭 제어부는,
    상기 2진 코드가 11이면, 상기 벅-부스트 구동회로가 벅 모드로 동작하도록 상기 복수의 스위치를 제어하는, 델타 시그마 모듈레이터를 이용한 벅-부스트 컨버터.
  15. 청구항 12에서,
    상기 스위칭 제어부는,
    상기 2진 코드가 10 또는 01이면,
    상기 벅-부스트 구동회로가 동작중인 벅-부스트 모드를 유지하도록 상기 복수의 스위치를 제어하는, 델타 시그마 모듈레이터를 이용한 벅-부스트 컨버터.
  16. 청구항 12에서,
    상기 스위칭 제어부는,
    상기 2진 코드가 00이면, 상기 벅-부스트 구동회로가 부스트 모드로 동작하도록 상기 복수의 스위치를 제어하는, 델타 시그마 모듈레이터를 이용한 벅-부스트 컨버터.
  17. 인가 전압을 수신하여 동작 모드에 따른 출력 전압을 출력하는 벅-부스트 모드(buck-boost mode) 구동회로를 제어하는 모드 제어 회로에서,
    상기 벅-부스트 모드 구동회로의 출력 전압을 감지하여, 피드백 전압을 출력하는 출력 센싱부;
    기준 전압에 기초하여 상기 피드백 전압을 보상하여 출력하는 보상기(compensator);
    상기 보상기의 출력 신호에 기초하여 상기 동작 모드를 결정하는 1비트 디지털 신호를 생성하는 델타 시그마 모듈레이터; 및
    상기 1비트 디지털 신호를 수신하여 2진 코드(binary code)로 출력하는 듀오-바이너리 인코더(duo-binary encoder)를 포함하는, 벅-부스트 모드 구동회로에 대한 모드 제어 회로.
  18. 삭제
  19. 삭제
  20. 청구항 17에서,
    상기 듀오-바이너리 인코더는,
    상기 1비트 디지털 신호와 상기 1비트 디지털 신호를 한 클록 지연시킨 지연 신호를 더하여 00, 01, 10, 11 중 하나를 지시하는 2진 코드를 생성하는, 벅-부스트 모드 구동회로에 대한 모드 제어 회로.
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