CN104300798A - 开关电源的控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种开关电源的控制装置，其在变更输出电压设定值时，能够使输出电压不产生过冲而迅速地调整为目标电压。电流谐振转换器部的控制部基于电流谐振转换器部的直流输出电压与目标电压之间的误差信号，通过使谐振周期在预先设定的两个谐振周期之间变化来进行控制，以使直流输出电压调整为目标电压。在该电流谐振转换器部的控制部中，在生成占空比为50％的方波信号的频率发生器的前段具备增益转换器，该增益转换器设有可以消除电流谐振转换器部的输入输出特性的非线性特性的非线性增益特性。该非线性增益特性，可以设为连续的增益转换或离散的增益转换特性。

Description

开关电源的控制装置

技术领域

本发明涉及一种开关电源的控制装置，尤其涉及在作为开关电源的一种的电流谐振转换器中，提高变更输出电压设定值时的输出电压的稳定性的开关电源的控制装置。

背景技术

电流谐振转换器作为一种与以往相比能够降低损耗的高效的开关电源而被使用。在这里，对以往的电流谐振转换器的构成例进行说明。

图10是表示以往的电流谐振转换器的构成例的图，图11是表示电流谐振转换器部的输入输出特性(开关频率依赖性)的图。

在图10的构成例中，电流谐振转换器具备电流谐振转换器部100和控制部110。电流谐振转换器部100，构成为具备串联的两个开关元件M1、M2，且输入电压Ed被施加在该串联电路。开关元件M1与被串联的谐振电容Cr、谐振电感Lr及励磁电感Lm并联连接。在励磁电感Lm上并联连接有变压器T的初级绕组Lp。变压器T具有带中点引线的次级绕组Ls1、Ls2，两个整流元件D1、D2的阳极被连接在其两端。整流元件D1、D2的阴极连接在一起，并连接到正极侧的输出端子。次级绕组Ls1、Ls2的中点引线连接到负极侧的输出端子。并且，在整流元件D1、D2的阴极和次级绕组Ls1、Ls2的中点引线之间，连接有平滑电容Co。

在该电流谐振转换器部100，在变压器T的初级侧由两个开关元件M1、M2、谐振电感Lr、谐振电容Cr及励磁电感Lm构成谐振电路。另外，根据条件变压器T的初级绕组Lp也成为谐振电路的一部分。另一方面，变压器T的次级侧，由两个整流元件D1、D2及平滑电容Co构成整流电路。

控制部110具备：输出电压检测器111，接收直流输出电压Vout和目标电压而输出误差信号Ve、隔离器112、电压/频率转换器113、输入隔离器112的输出信号V1而输出开关频率fsw的脉冲波形信号以及驱动部114。驱动部114，输出对电流谐振转换器部100的开关元件M1、M2进行开/关控制的控制信号Vg1、Vg2。

在该控制部110，输出电压检测器111检测直流输出电压Vout与目标电压之间的误差，隔离器112接收表示该误差的误差信号Ve而输出与误差信号Ve电隔离的输出信号V1。该输出信号V1，通过电压/频率转换器113转换为具有期望的开关频率fsw的开关信号，该开关信号在驱动部114转换为供给到两个开关元件M1、M2的控制信号Vg1、Vg2。

据此，电流谐振转换器通过控制部110控制电流谐振转换器部100的开关元件，从而作为从输入电压Ed输出期望的直流输出电压Vout的DC/DC转换器进行工作。

在电流谐振转换器中，直流输出电压Vout通常通过改变开关元件M1、M2的开关频率而得到控制(例如，参照专利文献1)。另外，优选为两个开关元件M1、M2交替地导通/关闭，分别以相同的导通时间，即以50％的占空比进行开关(例如，参照专利文献1、专利文献2)。

另外，图示的电流谐振转换器具有两个谐振频率fr1、fr2(fr1<fr2)，在谐振频率fr1与谐振频率fr2之间，开关元件M1、M2的开关频率进行改变。输入输出转换比G与开关频率fsw的关系，如图11所示，已知为输入输出转换比G在开关频率较低一侧的谐振频率fr1处显示峰值(例如，参照专利文献3)。并且，两个谐振频率fr1、fr2用式(1)、(2)表示。

fr1＝1/[2π√((Lr+Lm)*Cr)]                  …(1)

fr2＝1/[2π√(Lr*Cr)]                 …(2)

在图11中，当开关频率比较低一侧的谐振频率fr1还要低时，由于开关损耗大幅增加，因此开关频率在谐振频率fr1以上的范围内使用。另外，在较高一侧的谐振频率fr2处，输入输出转换比G为G＝1，初级侧的电压直接表现为输出电压。并且，在比较高一侧的谐振频率fr2还高的区域，由图11可知，即使改变开关频率，输入输出转换比G几乎不变，因此，由于输出电压也几乎不变，故实际上不能控制输出电压。

根据这些理由，使开关频率在谐振频率fr1到谐振频率fr2之间变化，据此控制输出电压。在谐振频率fr1与谐振频率fr2之间的范围内能够通过降低开关频率而使输出电压上升，通过提高开关频率而使输出电压下降。

在图10的构成例中，输出电压检测器111检测直流输出电压Vout与目标电压之间的误差，电压/频率转换器113生成脉冲波形信号，该脉冲波形信号具有与该误差电压相应的开关频率fsw。并且，接收了具有开关频率fsw的脉冲波形信号的驱动部114将控制信号Vg1、Vg2提供到两个开关元件M1、M2，从而控制电流谐振转换器部100，并使其调整为期望的输出电压。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2006-109566号公报

专利文献2：日本特表2003-510001号公报

专利文献3：日本特开2012-249363号公报(图5)

发明内容

技术问题

然而，观察图11的输入输出特性可知，其特性具有非线性，与开关频率的变化相对应的输入输出转换比G，即直流输出电压Vout的变化幅度根据输出电压设定值(目标电压)而不同。因此，当变更输出电压的设定值时，虽然在输出电压较低时缓缓地向新的输出电压转变，但在输出电压较高时，急速地变化而引起过冲，根据情况存在对负载施加过大的电压，致使负载损坏的危险。尤其是如果在负载较轻状态下发生过冲，存在恢复到目标电压需要较长的调整时间的问题。

为了避免这样的问题，虽然可以考虑降低包含输出电压检测器和/或电压/频率转换器的控制部的控制增益，但是在输出电压较低时，从变更输出电压设定值到输出电压调整为目标电压的时间大幅增加。为此，为了避免过冲，不能够采用如降低控制部的控制增益的方法。并且，在所述的现有技术文献中，虽然有关于电流谐振转换器的控制的说明，但是并未提及针对输出电压设定值变更的响应性。

本发明鉴于上述问题而完成，其目的在于提供一种开关电源的控制装置，所述开关电源的控制装置能够在变更输出电压设定值时输出电压不产生过冲而迅速地调整为目标电压。

技术方案

本发明为解决所述问题，提供一种开关电源的控制装置，所述开关电源具备电流谐振转换器部。该开关电源的控制装置，其特征在于，具备：输出电压检测器，检测电流谐振转换器部的直流输出电压与目标电压的误差而输出误差信号；模数转换器，将输出电压检测器检测到的误差信号转换为数字信号；增益转换器，输入从模数转换器输出的数字信号；以及频率发生器，使确定所述开关电源的开关周期的输出信号周期与所述增益转换器输出的数字信号成比例地变化，并且生成占空比为50％的方波信号的输出信号；并且，作为与增益转换器的输入对应的输出的增益特性，在所设定的输入范围内，设定有非线性增益特性，所述非线性增益特性可以消除电流谐振转换器部的输入输出特性的非线性特性。

根据这样的开关电源的控制装置，能够使组合有电流谐振转换器部的增益特性近似为线性特性，在所设定的输入范围内，能够防止由部分增益的增高而引起的输出电压的过冲。

有益效果

上述构成的开关电源的控制装置提供增益转换器的特性，以消除电流谐振转换器部的增益的非线性特性。据此，电流谐振转换器部的输入输出转换比在较高的条件下使用时，即使突然变更输出电压设定值，也不对负载施加过剩的电压从而能够防止负载的损坏。而且，电流谐振转换器部的输入输出转换比即使在较低的条件下使用时，由于直流输出电压被迅速地调整，因此负载能够在该稳定的直流输出电压之下开始工作。

附图说明

图1是表示应用了第1实施方式的开关电源的控制装置的电流谐振转换器的构成例的图。

图2是表示电流谐振转换器的输入输出特性(开关周期依赖性)的图。

图3是表示作为本发明的目标值的输入输出特性的图。

图4是表示根据本发明的理想的增益转换器特性的图。

图5是表示根据本发明的实际使用的增益转换器的特性的图。

图6是表示频率发生器的构成例的图。

图7A和图7B是表示使用线性增益转换器时的输出电压的响应特性的波形例的图，图7A表示电流谐振转换器部的增益较低的情况，图7B表示电流谐振转换器部的增益较高的情况。

图8A和图8B是表示使用非线性增益转换器时的输出电压的响应特性的波形的图，图8A表示电流谐振转换器部的增益较低的情况，图8B表示电流谐振转换器部的增益较高的情况。

图9是表示应用了第2实施方式的开关电源的控制装置的电流谐振转换器的构成例的图。

图10是表示以往的电流谐振转换器的构成例的图。

图11是表示电流谐振转换器部的输入输出特性(开关频率依赖性)的图。

符号说明

10  电流谐振转换器部

20  控制部

21  输出电压检测器

22  隔离器

23  A/D转换器(模数转换器)

24  增益转换器

25  频率发生器

26  驱动部

27  数字运算器

31  第1比较器

32  乘法器

33  第2比较器

34  振荡器

35  计数器

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的实施方式进行具体说明，在这里，取代通过开关频率控制电流谐振转换器部的以往例，对通过作为开关频率的倒数的开关周期进行控制的示例进行说明。并且，各实施方式，在不矛盾的范围内可对多个实施方式进行组合来实施。

图1是表示应用了第1实施方式的开关电源的控制装置的电流谐振转换器的构成例的图，图2是表示电流谐振转换器部的输入输出特性(开关周期依赖性)的图。

电流谐振转换器具备电流谐振转换器部10和控制部20。电流谐振转换器部10，构成为具备串联的两个开关元件M1、M2，并且在该串联电路上，连接有直流输入电源，施加输入电压Ed。开关元件M1与被串联的谐振电容Cr、谐振电感Lr及励磁电感Lm并联连接。在励磁电感Lm上并联连接有变压器T的初级绕组Lp。变压器T具有带有中点引线的次级绕组Ls1、Ls2，两个整流元件D1、D2的阳极被连接在其两端。整流元件D1、D2的阴极连接在一起，并连接到正极侧的输出端子。次级绕组Ls1、Ls2的中点引线连接到负极侧的输出端子。并且，在整流元件D1、D2的阴极和次级绕组Ls1、Ls2的中点引线之间，连接有平滑电容Co。

在该电流谐振转换器部10，在变压器T的初级侧，由两个开关元件M1、M2、谐振电感Lr、谐振电容Cr及励磁电感Lm构成谐振电路。另外，根据条件变压器T的初级绕组Lp也成为谐振电路的一部分。另一方面，在变压器T的次级侧，由两个整流元件D1、D2及平滑电容Co构成整流电路。

控制部20，按顺序串联连接输出电压检测器21、隔离器22、模数转换器(以下，称为A/D转换器)23、增益转换器24、频率发生器25及驱动部26。输出电压检测器21接收直流输出电压Vout与目标电压而检测其误差并输出表示其误差的误差信号Ve。隔离器22，在电隔离的同时从变压器T的次级侧将信号传输到初级侧，在这里，使用光电耦合器，输入误差信号Ve并输出相当于误差信号Ve的输出信号V1。A/D转换器23接收输出信号V1而将相当于误差信号Ve的模拟值转换为数字值。增益转换器24接收相当于误差信号Ve的数字值，根据预先设定的输入输出特性(增益特性)，进行调整电流谐振转换器整体的增益特性的工作。频率发生器25接收增益转换器24的输出，输出具有与输入相对应的开关周期Ts的脉冲波形信号。驱动部26，输出控制开关元件M1、M2开/关的控制信号Vg1、Vg2。

在该控制部20，通过使基于直流输出电压Vout驱动开关元件M1、M2的控制信号Vg1、Vg2的开关周期Ts发生改变，从而进行控制以使直流输出电压Vout成为目标电压。此时，电流谐振转换器部10的输入输出特性，如图2所示，与图11所示的开关频率对应的电流谐振转换器部的输入输出特性相同，其特性依然为非线性。另外，在图2中，由于以开关频率的倒数即开关周期Ts的变化来进行表示，因此图11的谐振频率fr1被变换为谐振周期Tr2，并且，谐振频率fr2被变换为谐振周期Tr1。而且，进行了控制的开关周期Ts，通常，关于其在两个谐振周期Tr1、Tr2之间的变化这一点来说，也与图11的情况相同。本发明，对于谐振周期Tr1、Tr2之间的输入输出特性的非线性特性，通过以将其消除的方式来设定增益转换器24的输入输出特性(增益特性)，从而在变更输出电压设定值时，不会发生输出电压的过冲。

以下，对如何设定增益转换器24的输入输出特性进行说明。

图3是表示作为本发明的目标值的输入输出特性的图，图4表示根据本发明的理想的增益转换器的特性的图，图5是表示根据本发明的实际的增益转换器的特性的图。

首先，为了确定增益转换器24的特性，必须将电流谐振转换器部的输入输出特性设定为已知。在这里，如图2所示，输入输出特性为具有峰值的波形，能够以数学式准确地表示，如式(3)所示。

$G=\frac{1}{1+\frac{\mathrm{Lr}}{\mathrm{Lm}}(1-\frac{{\mathrm{fr}2}^2}{{\mathrm{fs}}^2})+j\sqrt{\frac{\mathrm{Lr}}{\mathrm{Lm}}}\frac{{\mathrm{\&pi;}}^2}{{8N}^2}\frac{1}{\mathrm{Ro}}(\frac{\mathrm{fs}}{\mathrm{fr}2}-\frac{\mathrm{fr}2}{\mathrm{fs}})}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(3\right)$

在这里，Lr为谐振电感，Lm为励磁电感，fr2为用式(2)表示的谐振频率，fs为开关频率(开关周期Ts的倒数)，N为变压器T的匝数比，Ro为负载电阻。

该式(3)由于其作为表示图2所示的输入输出特性的公式过于复杂，故需要更低次的近似表达式。幸运的是，由于电流谐振转换器大多只在谐振周期Tr1-Tr2的范围内使用，因此通过只限定在该周期范围，能够以式(4)表示的3次程度的近似表达式来表示与开关周期Ts对应的电流谐振转换器部10的输入输出转换比G。

G(Ts)＝a3*Ts^3+a2*Ts^2+a1*Ts+a0…(4)

其中，a0、a1、a2、a3为系数，Ts为开关周期。在此，A^B表示A的B次方。此外，式(4)的近似表达式的系数a0、a1、a2、a3，可以通过表格计算软件对式(3)当中的大致的谐振周期Tr1-Tr2的Ts的范围进行图形化，进而通过使用表格计算软件的近似曲线功能来求得。

以下，考虑频率发生器25及增益转换器24的特性为线性的情况。将频率发生器25的增益特性设为G1(常数)，该频率发生器25生成作为电流谐振转换器部10的控制信号的开关周期Ts的脉冲信号，设增益转换器24的增益特性G2为1，将增益转换器24的输入输出信号分别设为Dna、Dnb。在这种情况下，将开关周期Ts及组合了设定为线性的增益转换器24和电流谐振转换器部10的增益特性Ga，用下式表示。此时的增益特性Ga相当于以往的特性。

Ts＝G1*Dnb，Dnb＝Dna                         …(5)

Ga(Ts)＝Ga(G1*G2*Dna)＝Ga(G1*Dna)

＝c3*Dna^3+c2*Dna^2+c1*Dna+c0               …(6)

在此，系数c0-c3为c0＝a0，c1＝a1*G1，c2＝a2*G1^2，c3＝a3*G1^3。

根据上式(4)-(6)，能够确定与增益转换器24的输入信号Dna相对应的增益特性Ga的特性曲线，在图3中以虚线表示。另外，若将与谐振周期Tr1、Tr2相对应的增益转换器24的输入信号Dna分别设为Dna1、Dna2，则根据式(5)，Dna1＝Tr1/G1，Dna2＝Tr2/G1。

接着，确定在组合了设定为非线性特性的增益转换器24和电流谐振转换器部10时作为目标的整体增益特性公式。即，在这里，根据式(6)基于图3中描绘的虚线的曲线来确定在图3中以实线表示的目标增益特性Ga_ideal。

作为目标的特性，在两个谐振周期Tr1、Tr2的范围内，与输出电压无关使相对于开关周期Ts的输出电压的变化幅度为常数。即，就目标增益特性Ga_ideal而言，可以根据式(4)求得与谐振周期Tr1、Tr2相对应的输入信号Dna1、Dna2的输入输出转换比G(Dna)、G(Dnb)，通过连接点(Dna、G(Dna))和点(Dnb、G(Dnb))来进行确定，表示为

Ga_ideal＝d1*Dna+d0                      …(7)

在此，d0、d1为系数。

至此得到的式(3)-(7)是由两个谐振周期的范围确定的，然而只要开关周期比第2谐振周期Tr2短，也可以是不一定在这两个谐振周期之间。例如，根据开关电源的输出电压规格范围，也可以改变求解近似表达式的开关周期范围。

接着，为了实现目标增益特性Ga_ideal，求解增益转换器24所需的特性式。首先，根据图3中以实线表示的理想特性，求得与任意4点的输入信号Dna(Dna3、Dna4、Dna5、Dna6)相对应的目标增益特性Ga_ideal(Ga_ideal3、Ga_ideal4、Ga_ideal5、Ga_ideal6)。在此，输入信号Dna3-Dna6的任意一个也可以与所述的输入信号Dna1、Dna2相同。该特性为在增益转换器24中设定了非线性增益时的特性，增益转换器24的输出信号Dnb为未知的值。

在应用非线性增益时，由于频率发生器25的增益特性G1及电流谐振转换器部10的输入输出转换比G不变，因此根据式(4)及式(5)的前半部分的式(Ts＝G1*Dnb)，下式成立。

Ga_ideal＝c3*Dnb^3+c2*Dnb^2+c1*Dnb+c0             …(8)

通过该式(8)与之前求得的4个目标增益特性Ga_ideal(Ga_ideal3、Ga_ideal4、Ga_ideal5、Ga_ideal6)，求得与各目标增益特性Ga_ideal相对应的非线性增益特性的输出信号Dnb(Dnb3、Dnb4、Dnb5、Dnb6)。这些输出信号Dnb，具体地说，使用数值分析软件求得。

根据以上结果，非线性增益的输入输出的关系相对于输入信号Dna3、Dna4、Dna5、Dna6，能够分别得到输出Dnb3、Dnb4、Dnb5、Dnb6。在这里，由于存在4个点的信息，因此能够使用3次式作为表示增益转换器24的特性式的近似表达式。即，作为输出信号Dnb与Dna之间的关系式，可以应用以下式(9)。将式(9)进行了图形化的示例在图4中表示。当然，若增加从图3所示的理想特性求得的点的个数，则能够增加表示增益转换器的特性的近似表达式的次数。

Dnb＝e3*Dna^3+e2*Dna^2+e1*Dna+e0                …(9)

通过用该式(9)如下所述那样建立联立方程式，从而能够求出系数e3、e2、e1、e0，并确定表示图4的曲线的算式。另外，对于超出求解理想特性的输入范围的输入，设增益转换器24为线性，在整体上，为如图4所示的非线性的特性。

Dnb1＝e3*Dna1^3+e2*Dna1^2+e1*Dna1+e0                …(10)

Dnb2＝e3*Dna2^3+e2*Dna2^2+e1*Dna2+e0                …(11)

Dnb3＝e3*Dna3^3+e2*Dna3^2+e1*Dna3+e0                …(12)

Dnb4＝e3*Dna4^3+e2*Dna4^2+e1*Dna4+e0                …(13)

根据这些运算结果，能够将组合了增益转换器24与频率发生器25以及电流谐振转换器部10的增益特性Ga设为线性，或者基于线性的特性。

为了设定式(9)为增益转换器24的特性，可以通过以数字运算器构成增益转换器24简单地实现。为了设定增益转换器24为数字运算器，在本发明中，在增益转换器24的前段设有A/D转换器23。据此，理想的是，在输出电压规格范围内可以得到固定的增益特性，相对于输出电压设定的变更，无论输出电压是多少，都能够实现相同的响应特性。

然而，在频率发生器25中，由于输出与来自增益转换器24的数字信号成比例的周期的脉冲信号，实际上，如图4的示例所示，在输入信号Dna较大时，与输入信号Dna的变化相对应的输出信号Dnb的变化非常小，在频率发生器25中要求高分辨率的特性，根据情况，与不使用增益转换器24的情况相比，要求10倍以上的分辨率。其结果，增益转换器24的电路规模增大，频率发生器25会使电路面积及电能消耗大幅地增加。

在本实施方式中，并非设定为忠实地再现式(9)的电路，而是通过设定为与式(9)近似的特性，而采用避开大幅度地提高分辨率的单元。具体地说，将进行增益转换的周期范围(在这里，设定为从两个谐振周期的Tr1至Tr2的区间)分成多个区域(在图5的示例中，用5个点a、b、c、d、e分成4个区域)。并且，针对每个区域设定增益，如图4所示，针对输入信号Dna，并非连续地，而是使增益离散地变化。在此，关于图5的点a、b、c、d、e，进行图形化并调整以与图4的特性近似而确定。除此之外，各区域的增益被设定为基本增益的2的N次方(N是正负的整数)。据此，增益转换器24的运算，不需要乘法器及加法器，可以仅通过移位运算实现，从而能够将由于增益转换器24的增加而导致的电路面积增加抑制在最小的限度内。

另外，基本增益，设定在不使用增益转换器24时的1/2-1/8左右。据此，频率发生器25的分辨率的增加可以停留在2倍到4倍，最多8倍。在此，在增益转换器24中，关于使增益变化的点以及在各区域设定的增益，可以任意地设定以使其符合式(9)。

以下，对求解增益转换器24的特性的其他方法进行说明。设在图4中用虚线表示的以往的特性的斜率(增益转换器24的增益特性G2)为基本增益。另外，在上述说明中，虽然设G2＝1，但上述讨论在G2为1以外的值时也同样成立。

由于折线的增益为G2*2^j(j＝…，-2，-1，0，1，2，…)，因此就增益变化的点而言，该点的斜率与相邻的折线斜率的算数平均数或者几何平均数。即，如上所述，设根据G2*2^j求解的G2为G2j，则表示图4的非线性增益特性的曲线的斜率为，(G2j+G2(j+1))/2或者√(G2j*G2(j+1))的点，例如能够使用数值解析软件求得。

以下，对具备增益转换器24的控制部20的工作进行说明。

图6是表示频率发生器的构成例的图，图7A和图7B是表示使用线性的增益转换器时的输出电压的响应特性的波形例的图，图7A表示电流谐振转换器部的增益较低的情况，图7B表示电流谐振转换器部的增益较高的情况，图8A和图8B是表示使用非线性的增益转换器时的输出电压的响应特性波形的图，图8A表示电流谐振转换器部的增益较低的情况，图8B表示电流谐振转换器部的增益较高的情况。

首先，在本发明的构成中，对增益转换器24的特性在全部输入范围内为1的情况进行说明。在图1所示的构成中，输出电压检测器21，配置在与直流输出电压Vout电位相同的变压器T的次级侧，检测直流输出电压Vout与目标电压之间的误差，输出误差信号Ve。该误差信号Ve，借由隔离器22作为输出信号V1被发送到在变压器T的初级侧配置的A/D转换器23。A/D转换器23，将相当于误差信号Ve的输出信号V1转换为数字值。由于增益转换器24的特性设增益为1，因此来自A/D转换器23的输出，直接输入到频率发生器25。

频率发生器25，其构成例在图6中表示。频率发生器25，具备输入由增益转换器24发送的数字信号(Dnb)的输入端子IN、以及将所生成的开关周期Ts向驱动部26发送的输出端子OUT。输入端子IN连接到第1比较器(数字比较器)31的第1输入(+)，并且借由乘法器32连接到第2比较器(数字比较器)33的第1输入(+)。第1及第2比较器31、33的第2输入(-)连接到接收振荡器34的输出的计数器35的输出。第1比较器31的输出构成输出端子OUT，第2比较器33的输出连接到计数器35的复位(RESET)端子。

该频率发生器25，以与输入信号相应的周期生成占空比50％的脉冲信号，第1比较器31确定输出信号的导通期间，第2比较器33确定输出信号的周期。因此，将确定导通期间的输入信号通过乘法器32而生成2倍的信号，即向(N-1)位的输入信号追加1位而设成N位的信号输入到第2比较器33。

第1比较器31，在计数器35复位而计数器35的所有输出位为低电平时输出高电平，在输入信号的(N-1)位与计数器35输出的N位中较低位的(N-1)位一致时输出低电平，确定导通期间。并且，该低电平的输出将持续到下次计数器35复位。第2比较器33，在计数器35复位时，输出高电平，来自乘法器32的N位与计数器35输出的N位一致时输出低电平的复位信号，将计数器35复位。据此，频率发生器25，以与输入信号相应的周期生成占空比50％的脉冲信号。例如，在将规格设定为开关周期的最小变化幅度为80nsec、最大输出开关周期为40μsec时，振荡器34的振荡周期为40nsec，计数器35为10位的计数器，输入信号需为9位构成的信号。

从频率发生器25输出的脉冲信号被传送至驱动部26。在驱动部26，转换为设有用于防止两个开关元件M1、M2同时导通而电流击穿的死区时间的控制信号Vg1、Vg2。这些控制信号Vg1、Vg2，被分别输入到开关元件M1、M2的栅极端子。在该构成中，电流谐振转换器，也被控制为其频率被控制而收敛到设定的期望的输出电压。

在这里，示出变更输出电压设定值(目标电压)时的输出电压的响应特性的示例。首先，图7A和图7B表示当增益转换器24具有线性的增益特性时的两个响应特性的示例。图7A所示的响应特性的示例，为使输出电压的设定值从25V改变为30V的情况，为在图2中输入输出转换比G在1附近的工作。图7B所示的响应特性的示例，为使输出电压的设定值从40V改变为48V的情况，为在图2中输入输出转换比G在2-3附近的工作。由图7B可知，在电流谐振转换器部10的输入输出转换比G较高的条件下，直流输出电压Vout引起较大的过冲，收敛到新的输出电压设定值的时间也变长。

以下，在本发明的构成中，对增益转换器24具有非线性的增益特性的情况进行说明。即，是与开关周期Ts对应的电流谐振转换器部10的输入输出转换比G为图2的特性时，为了将其设定为以图3的实线表示的理想特性(Ga_ideal)而将图5所示的增益特性提供给增益转换器24的情况。具体地说，图5的各区域的增益，通过设定至a点为1、a-b点为4、b-c点为2、c-d点为1、d-e点为0.5、e点以上为1，从而与理想特性近似。

由于增益转换器24以整数进行处理，因此各区域的增益，分别设为2倍，变更为2、8、4、2、1、2，将增益转换器24的输出增加1位，而设定为10位。在这种情况下，至A/D转换器23的输出的工作，输出电压检测器21输出直流输出电压Vout与目标电压之间的差即误差信号Ve，在将与借由隔离器22提供的误差信号Ve相当的模拟值转换为数字值的方面与上述工作相同。来自A/D转换器23的输出，通过增益转换器24判定其值，分别乘以设定的增益。实际上，由于以2的N次方设定增益，因此进行移位。来自增益转换器24的输出，以10位输出，输入至频率发生器25。频率发生器25的构成，与图6所示的构成相同。然而，在该例中，由于输入增加1位，为了实现相同的目标规格，将振荡器34的振荡周期设为20nsec，计数器35为11位的构成，需要提高组件的特性而保留1位的增加。

关于该构成，进行了与图7的结果相同的仿真，其结果为图8所示的响应特性。根据图8A和图8B，通过增加具有非线性的增益特性的增益转换器24，如图8A所示可知，在电流谐振转换器部10的增益较低的区域变更输出电压设定值时的直流输出电压Vout，其响应特性并未下降。另外，如图8B所示可知，在电流谐振转换器部10的增益较高的区域变更输出电压设定值时的直流输出电压Vout，过冲被抑制，实现了良好的特性。

图9是表示应用了第2实施方式的开关电源的控制装置的电流谐振转换器的构成例的图。

根据该第2实施方式，控制部20配置成使用隔离放大器作为将变压器T的次级侧的信号传递到初级侧的隔离器22，电流谐振转换器部10的直流输出电压Vout被直接输入到该隔离器22。输出电压检测器21接收隔离器22的输出，并输出与目标电压的误差即误差信号Ve。输出电压检测器21的输出被输入到A/D转换器23，在这里将模拟值的误差信号Ve转换为数字信号De。A/D转换器23的输出被输入到数字运算器27，在这里进行用于使直流输出电压Vout收敛到输出电压设定值的电压的控制运算。作为数字运算器27，使用进行PI(比例、积分)控制或者PID(比例、积分、微分)控制的运算器。数字运算器27的输出被输入到增益转换器24，将输入信号Dna根据在增益转换器24设定的增益特性而转换，输出输出信号Dnb。增益转换器24的输出被输入到频率发生器25，在频率发生器25中生成脉冲波形信号，该脉冲波形信号具有与增益转换器24的输出信号Dnb对应的开关周期Ts。频率发生器25的输出被输入到驱动部26，由驱动部26输出控制两个开关元件M1、M2的控制信号Vg1、Vg2。

在该控制部20，将电流谐振转换器部10的直流输出电压Vout的值输送到变压器T的初级侧，检测直流输出电压Vout与目标电压之间的差即误差信号Ve而转换为数字信号。在第2实施方式的电流谐振转换器的控制部20，将误差信号Ve转换为数字信号De，对于进行了转换的数字信号De，使用PI控制或者PID控制，进行用于使其收敛到所设定的输出电压的控制运算。根据数字运算器27控制运算的输出信号，虽然是与第1实施方式中的增益转换器24的输入信号Dna相当的信号，但与其相比，能够进行与目标电压间的残留偏差及摆动较少的稳定的控制。

将与第1实施方式相同的数字信号发送到增益转换器24，因此关于以后的工作，与第1实施方式的控制部20的工作相同。另外，关于赋予增益转换器24的特性，也是通过电流谐振转换器的特性及频率发生器25的输出规格而确定，因此与赋予第1实施方式的增益转换器24的特性相同。

以上，对本发明的优选实施方式进行了说明，但本发明不限定于该特定的实施方式，在不脱离本发明精神的范围内可以进行各种变更。例如，在增益转换器24的非线性增益特性中，虽然设定被分割区域的增益为基本增益的2的N次方，但也可以将该非线性增益特性的数据预先存储到ROM(ReadOnly Memory)。在这种情况下，在进行增益转换时，从ROM读取与输入信号Dna对应的值而转换为输出信号Dnb。

具体地说，为了表示图4、5的特性，并不采用使与输入信号Dna对应的输出信号Dnb的增益以2的N次方变化的方法，而将表示图4的曲线图(Dnai、Dnbi)(i＝1，2，3，···)的数据预先写入ROM。在控制时，对于在区域Dnai-Dna(i+1)之间的输入信号Dna，根据(Dnai、Dnbi)和(Dna(i+1)、Dnb(i+1))的值进行插值计算而得出输出信号Dnb。此时，输出信号Dnb可用Dnb＝Dnbi+(Dnb(i+1)-Dnbi)*(Dna-Dnai)/(Dna(i+1)-Dnai)求得。据此，在进一步提高谐振转换器的控制精度的情况下，不使用于转换的运算变得复杂而能够较容易地实现更高次非线性增益特性。

另外，当采用将非线性增益系数写入闪速ROM的构成时，由于具备与外部之间的通信接口，因此能够从外部自由地改写非线性增益系数。

Claims (5)

1.一种开关电源的控制装置，其特征在于，具备：

电流谐振转换器部；

输出电压检测器，检测所述电流谐振转换器部的直流输出电压与目标电压的误差而输出误差信号；

模数转换器，将所述输出电压检测器检测到的所述误差信号转换为数字信号；

增益转换器，输入由所述模数转换器输出的数字信号；

频率发生器，使确定所述开关电源的开关周期的输出信号周期与所述增益转换器输出的数字信号成比例地变化，并且生成占空比为50％的方波信号的输出信号；

作为与所述增益转换器的输入对应的输出的增益特性，在所设定的输入范围内，设定有非线性增益特性，所述非线性增益特性消除所述电流谐振转换器部的输入输出特性的非线性特性。

2.根据权利要求1所述的开关电源的控制装置，其特征在于，

所述增益转换器，相对于进行增益转换的周期范围，连续地设定有近似于所述非线性增益特性的增益。

3.根据权利要求1所述的开关电源的控制装置，其特征在于，

所述增益转换器，将进行增益转换的周期范围分割为多个区域，对于各个区域离散地设定有近似于所述非线性增益特性的增益。

4.根据权利要求3所述的开关电源的控制装置，其特征在于，

所述增益转换器，将在各个区域设定的增益设定为基本增益的2的Ｎ次方，其中，Ｎ为整数。

5.根据权利要求1所述的开关电源的控制装置，其特征在于，

还具备数字运算装置，其设置在所述模数转换器与所述增益转换器之间，根据从所述模数转换器输出的数字信号进行比例、积分或者比例、积分、微分控制的运算。