CN1434560A - 多级直流-直流转换器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种多级DC－DC转换器，该多级DC－DC转换器利用在控制系统中的多环路以执行稳定的操作。该多级DC－DC转换器包括第一DC－DC转换器、作为所述的第一DC－DC转换器的后一级提供的第二DC－DC转换器和至少基于所说的第一DC－DC转换器的输出电压和所说的第二DC－DC转换器的输出电压控制通过所说的第一DC－DC转换器执行的开关操作的控制电路。由于控制系统以用于第二DC－DC转换器的输出电压的反馈的外部环路和用于第一DC－DC转换器的输出电压的反馈的内部环路形成，因此在整个控制系统的传递函数中的低频侧上的谐振频率移到比由单环路组成的控制系统的情况(甚至比以单环路输出电压反馈控制很难稳定的控制系统的情况)更高的频率上。

Description

多级直流-直流转换器

技术领域

本发明涉及其中串联连接多个转换器的多级DC-DC转换器，具体地说，涉及通过输出电压的负反馈执行输出电压的控制的多级DC-DC转换器。

背景技术

近年来，用于通信的DC-DC转换器具有较低的输出电压和较高的电流，因此，改善效率变得比以前更加重要。为此，通过串联连接两个转换器来提高效率的技术引起了人们的注意。这种DC-DC转换器称为两级DC-DC转换器。

控制两级DC-DC转换器的公知方法包括通过使在转换器内的电感器和电容器的值和电容器的等效串联电阻值最佳实现操作的稳定性的方法(参见P.Alou等人；“Buck+Half Bridge(d＝50％)TopologyApplied to Very Low Voltage Power Converters”，IEEE AppliedPower Electronics Conference(APEC)2001)。

在这种方法中，具体地说，第一级和第二级的电感器和电容器的谐振频率彼此分离并且放大等效串联电路的值以实现控制系统的稳定操作。

然而，在将两级DC-DC转换器实际制造为产品时，因为形状和安装表面面积的限制，很难使用用于最佳控制的电感器和电容器。此外，因为输出脉动电压的标准，很难增加电容器的等效串联电阻值。

此外，应用单级DC-DC转换器，存在使用多环路并应用两级DC-DC转换器实现控制系统的稳定操作的公知的方法，这种可用于实现控制系统的稳定操作的多环路方案存在许多未知面积。这一点与其中串联三个或更多个转换器的DC-DC转换器相同。

发明内容

本发明的一个目的是提供一种多级DC-DC转换器，该多级DC-DC转换器在控制系统中使用多环路并且能够实现稳定的操作。

此外，本发明的另一目的是提供一种结构简单的多级DC-DC转换器，即使在以单环输出电压反馈控制很难实现控制系统的稳定的情况下这种多级DC-DC转换器也能够通过多环路控制系统实现稳定性。

为解决前述的问题，通过状态空间平均分析多级DC-DC转换器，推导状态方程由此可以基于多环路执行稳定的控制。

具体地说，作为本发明的一方面的多级DC-DC转换器是一种包括如下特征的多级DC-DC转换器：通过PWM控制能够调节中间电压的作为第一级的非隔离DC-DC转换器、作为第二级的隔离DC-DC转换器和通过第二级转换器的输出电压的负反馈控制第一级的开关的占空度的PWM控制器，其特征在于将第一级转换器的中间电压作为负反馈提供给PWM控制器。

这里，在本发明的优选实施例中，将中间电压作为负反馈通过运算放大器提供给PWM控制器。

应用这种结构，通过在第一级转换器中的PWM控制器的开关将输入电压转换为脉冲，此外，基于开关的占空度调节中间电压，并且在第二级转换器中以变压器绕组比执行电压转换，由此产生平均输出电压。

在这种情况下，不仅通过外部环路将第二级转换器的输出电压作为负反馈提供给PWM控制器，而且还通过内部环路将第一级转换器的中间电压作为负反馈提供。

因此，与单个的外部环路的情况相比，在整个控制系统传递函数中在低频侧上的谐振频率平移到更高的频率，因此在相位与零度交叉的频率也变得更高。因此，增加增益余量，稳定了控制系统的操作。

此外，作为本发明的另一方面的多级DC-DC转换器是一种包括如下特征的两级DC-DC转换器：通过PWM控制能够调节中间电压的作为第一级的非隔离DC-DC转换器、作为第二级的隔离DC-DC转换器和通过第二级转换器的输出电压的负反馈控制第一级的开关的占空度的PWM控制器，其特征在于将第一级转换器的中间电压作为正反馈提供给PWM控制器。

应用这种结构，通过在第一级转换器中的PWM控制器的开关将输入电压转换为脉冲，此外，基于开关的占空度调节中间电压，并且在第二级转换器中以变压器绕组比执行电压转换，由此产生平均输出电压。

在这种情况下，不仅通过外部环路将第二级转换器的输出电压作为负反馈提供给PWM控制器，而且还通过内部环路将第一级转换器的中间电压作为正反馈提供。

因此，与单个的外部环路的情况相比，在整个控制系统传递函数中在低频侧上的谐振峰值消失，因此在相位与零度交叉的频率也变得更高。因此，增益余量极大地增加了，控制系统的操作更加稳定。

此外，作为本发明的另一方面的多级DC-DC转换器是一种包括如下特征的两级DC-DC转换器：通过PWM控制能够调节中间电压的作为第一级的非隔离DC-DC转换器、作为第二级的隔离DC-DC转换器和通过第二级转换器的输出电压的负反馈控制第一级的开关的占空度的PWM控制器，其特征在于将第一级转换器的开关电流作为反馈提供给PWM控制器。

应用这种结构，通过在第一级转换器中的PWM控制器的开关将输入电压转换为脉冲，此外，基于开关的占空度调节中间电压，并且在第二级转换器中以变压器绕组比执行电压转换，由此产生平均输出电压。

在这种情况下，不仅通过外部环路将第二级转换器的输出电压作为负反馈提供给PWM控制器，而且还通过内部环路提供第一级转换器的开关电流替代参考信号。

因此，与单个的外部环路的情况相比，在整个控制系统传递函数中在低频侧上的谐振频率消失并成为拐点，因此四阶延迟变成三阶延迟。因此，增益余量进一步增加，控制系统的操作更加稳定。

此外，作为本发明的另一方面的多级DC-DC转换器是一种包括如下特征的两级DC-DC转换器：通过PWM控制能够调节中间电压的作为第一级的非隔离DC-DC转换器、作为第二级的隔离DC-DC转换器和通过第二级转换器的输出电压的负反馈控制第一级的开关的占空度的PWM控制器，其特征在于将流经第二级转换器的电流作为反馈提供给PWM控制器。

应用这种结构，通过在第一级转换器中的PWM控制器的开关将输入电压转换为脉冲，此外，基于开关的占空度调节中间电压，并且在第二级转换器中以变压器绕组比执行电压转换，由此产生平均输出电压。

在这种情况下，不仅通过外部环路将第二级转换器的输出电压作为负反馈提供给PWM控制器，而且还通过内部环路提供流经第二级转换器的电流(例如输出电感器电流)替代参考信号。

因此，与单个的外部环路的情况相比，在整个控制系统传递函数中的相位不再零度交叉。恒定地稳定了控制系统的操作。

注意，在本发明中，“多级”是指串联两个或更多个的转换器。

附图说明

附图1所示为两级DC-DC转换器的主电路的电路图。

附图2所示为在附图1中所示的两级DC-DC转换器的主电路的操作的波形图。

附图3所示为在附图1中所示的两级DC-DC转换器的主电路1的等效电路模型。

附图4所示为使用单环输出电压反馈控制的两级DC-DC转换器的电路图。

附图5所示为在附图4中所示的两级DC-DC转换器5的控制系统的方块图。

附图6所示为在附图4中所示的两级DC-DC转换器5的谐振频率曲线。

附图7所示为在附图4中所示的两级DC-DC转换器5的频率响应的伯德图(Bode plot)，其中(a)为作为频率函数的增益的伯德图，而(b)为作为频率函数的相位的伯德图。

附图8所示为根据本发明的优选实施例1的两级DC-DC转换器的电路图。

附图9所示为在附图8中所示的两级DC-DC转换器10的主要部分的方块图。

附图10所示为在附图8中所示的两级DC-DC转换器10的控制系统的方块图。

附图11所示为在附图8中所示的两级DC-DC转换器10的频率响应的伯德图，其中(a)为作为频率函数的增益的伯德图，而(b)为作为频率函数的相位的伯德图。

附图12所示为根据本发明的优选实施例2的两级DC-DC转换器的电路图。

附图13所示为在附图12中所示的两级DC-DC转换器20的控制系统的方块图。

附图14所示为在附图12中所示的两级DC-DC转换器20的频率响应的伯德图，其中(a)为作为频率函数的增益的伯德图，而(b)为作为频率函数的相位的伯德图。

附图15所示为根据本发明的优选实施例3的两级DC-DC转换器的电路图。

附图16所示为在附图15中所示的两级DC-DC转换器30的控制系统的方块图。

附图17所示为在附图15中所示的两级DC-DC转换器30的频率响应的伯德图，其中(a)为作为频率函数的增益的伯德图，而(b)为作为频率函数的相位的伯德图。

附图18所示为根据本发明的优选实施例4的两级DC-DC转换器的电路图。

附图19所示为在附图18中所示的两级DC-DC转换器40的控制系统的方块图。

附图20所示为在附图18中所示的两级DC-DC转换器40的频率响应的伯德图，其中(a)为作为频率函数的增益的伯德图，而(b)为作为频率函数的相位的伯德图。

具体实施方式

首先，为了说明本发明，在详细描述根据本发明的优选实施例的多级DC-DC转换器之前，应该描述了多级DC-DC转换器的基本电路结构和在以单环路执行输出电压反馈控制时存在的问题。

附图1所示为作为一种类型的多级DC-DC转换器的两级DC-DC转换器的主电路的电路图。

如附图1所示，两级DC-DC转换器的主电路1包括作为第一级的非隔离转换器2和作为第二级的隔离转换器3。

前述的第一级转换器2构造为所谓的“补偿(buck)”PWM调节块，由基于PWM控制器(未示)通过开关执行脉冲宽度控制的两个开关晶体管(FET)Q1和Q2和执行脉冲平均的电感器Lb′和电容器Cb′构成。

此外，通过前述的PWM控制器的开关，尽管输入电压V_i和负载R的波动，但中间电压V_b仍然保持恒定。注意，包含在第一级转换器2中的输入电容器C_i是一种稳定输入电压V_i的电容器。

此外，第二级转换器3构造为所谓“半桥”型，由从第一级转换器2中获取中间电压并将它转换为脉冲的两个开关晶体管Q3和Q4、基于匝数n对电压变压的变压器T、对变压器T的次级侧电压进行整流的整流晶体管Q5和Q6和电阻器R_Q5和R_Q6和执行脉冲平均的电感器Lo和电容器Co组成。整流晶体管Q5和Q6和电阻器R_Q5和R_Q6构成了自驱动型整流电路。此外，与电容器Co串联连接的电阻r是电容器Co的等效串联电阻(ESR)。

应用具有这种结构的主电路1，在第一级转换器2中，脉冲发送输入电压V_i并通过由PWM控制器开关的开关晶体管Q1和Q2将脉冲宽度控制到占空率D，然后通过由电感器Lb′和电容器Cb′组成的滤波器执行平均由此产生了中间电压V_b。

此外，在第二级转换器3中，通过开关晶体管Q3和Q4脉冲发送这种中间电压，基于变压器T的匝数对该电压进行变压。通过由电感器Lo和电容器Co组成的滤波器在此进行平均，由此产生了输出电压Vo。将这种输出电压Vo输送到负载R。

这里，通过在PWM控制下改变占空率D并由此改变开关晶体管Q1的接通时间可以调节输出电压Vo。注意，控制包含在第二级转换器3中的开关晶体管Q3和Q4以使接通/切断开关的占空度恒定。

附图2所示为在附图1中所示的两级DC-DC转换器的操作的波形图，这里(a)是开关晶体管Q1的栅-源电压V_gs，(b)是开关晶体管Q2的栅-源电压V_gs，(c)是流经开关晶体管Q1的电流I_d(Q1)，(d)是流经开关晶体管Q2的电流I_d(Q2)，(e)是开关晶体管Q1的栅-源电压V_gs(Q3)，(f)是开关晶体管Q4的栅-源电压V_gs(Q4)，(g)是变压器T的初级侧线圈的电压，(h)是流经开关晶体管Q3的电流I_d(Q3)，(i)是流经开关晶体管Q4的电流I_d(Q4)，(j)是整流晶体管Q5的栅-源电压V_gs(Q5)，(k)是整流晶体管Q6的栅-源电压V_gs(Q6)，(l)是流经开关晶体管Q5的电流I_d(Q5)，(m)是流经开关晶体管Q6的电流I_d(Q6)，以及(n)是电感器Lo的输出电感器电流I_(Lo)。

这里，在两级DC-DC转换器的主电路1中，在每个第一级转换器2和第二级转换器3中通常产生二阶延迟，因此总共产生了四阶延迟。

现在通过使用状态空间平均法解主电路1的传递函数证实这种四阶延迟。

为了简化，如果第二级转换器3以恒定的占空率D(例如，D＝0.5)运行，则主电路1能够由在附图3中的两级滤波器等效电路4表示。

这里，在附图3中所示的电感器Lb、Cb和Vs可以分别通过下式计算并转换为次级侧分量： $\mathrm{Cb}=\frac{{\mathrm{Cb}}^{\′}}{n^2},\mathrm{Lb}=\frac{n^2\·{\mathrm{Lb}}^{\′}}{2^2},\mathrm{Vs}=\frac{\mathrm{Vin}}{2}\·n.........\left(1\right)$

在附图3的等效电路4中，状态变量N由下式表示：

X＝[Vo，iL，vb，ib]                              (2)

这里，Vo，iL，vb和ib分别是第二级转换器3的输出电压和输出电感器电流和第一级转换器2的输出电压(中间电压)和开关电流。

因此，两级DC-DC转换器的主电路1的状态方程表示如下： $\frac{d}{\mathrm{dt}}X=A\·X+B\·\mathrm{Vs}.........\left(3\right)$

这里，在上述的方程3中的矩阵A和B表示如下： $A\left(R\right)=\left[\begin{array}{cccc}\frac{-1}{\mathrm{Co}(R+r)}& \frac{R}{\mathrm{Co}(R+r)}& 0& 0\\ \frac{-R}{\mathrm{Lo}(R+r)}& \frac{-R\·r}{\mathrm{Lo}(R+r)}& \frac{1}{\mathrm{Lo}}& 0\\ 0& \frac{-1}{\mathrm{Cb}}& 0& \frac{1}{\mathrm{Cb}}\\ 0& 0& \frac{-1}{\mathrm{Lb}}& 0\end{array}\right],B\left(d\right)=\left[\begin{array}{c}0\\ 0\\ 0\\ \frac{D}{\mathrm{Ld}}\end{array}\right]-----\left(4\right)$

基于这些状态方程(3)和(4)，执行小信号分析(动态特性)。

关于上述的状态方程，应用占空率D在状态变量X的时域中求解无限小变化的状态方程并通过拉普拉斯变换进行计算得到如下方程式： $\frac{\mathrm{\ΔX}}{\mathrm{\ΔD}}={(\mathrm{sI}-A)}^{-1}\·\frac{\∂B}{\∂D}\·\mathrm{Vs}$

在这个方程(5)中，Gch(s)表示如下：

Gch(s)＝{s⁴·CoLoCbLb(R+r)+s³·(rCoR+Lo)CbLb+s²·

[CoLo(R+r)+CoLb(R+r)+CbLbR]+s·(rCoR+Lo+Lb)+R}/R    (6)

这里，在上述的方程(6)的右边的矩阵元素从上至下对应于vo，iL，vb和ib。

因此，占空率D和输出电压vo(s)的传递函数Po(s)、第二级转换器3的占空率D和输出电感器电流iL(s)的传递函数、占空率D和输出电压vb(s)的传递函数和第一级转换器2的占空率D和开关电流ib(s)的传递函数分别表示如下： $\mathrm{Po}\left(s\right)=\frac{\mathrm{\Δvo}\left(s\right)}{\mathrm{\ΔD}}=\frac{\mathrm{Vs}}{\mathrm{Gch}\left(s\right)}\·1........\left(7\right)$ $\frac{\mathrm{\ΔiL}\left(s\right)}{\mathrm{\ΔD}}=\frac{\mathrm{Vs}}{\mathrm{Gch}\left(s\right)}\·\mathrm{PiL}\left(s\right).......\left(8\right)$ $\frac{\mathrm{\Δvb}\left(s\right)}{\mathrm{\ΔD}}=\frac{\mathrm{Vs}}{\mathrm{Gch}\left(s\right)}\·\mathrm{Pb}\left(s\right)..........\left(9\right)$ $\frac{\mathrm{\Δib}\left(s\right)}{\mathrm{\ΔD}}=\frac{\mathrm{Vs}}{\mathrm{Gch}\left(s\right)}\·\mathrm{Pib}\left(s\right).........\left(10\right)$

注意，这里PiL(s)、Pb(s)和Pib(s)分别表示如下：

PiL(s)＝{sCo(R+r)+1}/R                           (11)

Pb(s)＝{s²CoLo(R+r)+s(CoR+Lo)+R}/R              (12)

Pib(s)＝{s³CoCbLo(R+r)+s²Cb(rCoR+Lo)+s(Cor+CbR+CoR)+1}/R

                                                 (13)

因此，在上述方程(6)中Gch(s)是方程(6)中s的四阶函数，因此，通过方程(7)，占空率D和输出电压vo(s)的传递函数Po(s)变为四阶函数，可以看到，在两级DC-DC转换器的主电路1中产生了四阶延迟。

现在研究使用单环路输出电压反馈控制以将这种两级DC-DC转换器的主电路的输出电压Vo控制到所需的电压值的情况。

附图4所示为使用单环路输出电压返回控制的两级DC-DC转换器的电路图。

在附图4中，两级DC-DC转换器5具有由在附图1中所示的两级DC-DC转换器的主电路1构成的结构，在该结构中加入了误差放大器6和PWM控制器7。这里，误差放大器6和PWM控制器7构成了主电路1的输出电压反馈型控制电路。

前述的误差放大器6具有误差放大器6a，第二级转换器3的输出电压Vo在电阻R1和R2进行分压并作为输入提供给误差放大器6a的反相输入中，同时将参考电压作为输入提供给误差放大器6a的非反相输入中。此外，电阻器R6和电容器C6并联连接在误差放大器6a的非反相输入和输出之间，因此限制了误差放大器6a的响应，因此输出电压Vo不会产生异常的振动。

前述的PWM控制器7具有差动放大器7a，并将三角波输入到它的反相输入作为参考信号，同时将来自前述误差放大器6的输出信号输入到它的非反相输入中。

应用具有这种结构的两级DC-DC转换器5，基于前述的误差放大器6和PWM控制器7的输出电压反馈控制系统构成了在附图5中所示的单环路，总的开环传递函数PPo(s)为： $\mathrm{PPo}\left(s\right)=\frac{\mathrm{Vs}}{\mathrm{Gch}\left(s\right)}\·\mathrm{FM}\·\mathrm{Gvs}\left(s\right)..........\left(14\right)$

这里，FM是相对于PWM控制器7的输入电压V_i占空率D的转换比率，以及Gvs(s)是误差放大器6的传递函数。

下文研究上述方程(14)的右侧的第一项Vs/Gch(s)。假设分母Gch(s)可由ω_α和ω_β除尽，则变为： $\frac{1}{\mathrm{Gch}\left(s\right)}=\frac{1}{(s^2+{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\α}}}^2)(s^2+{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\β}}}^2)}.........\left(15\right)$ 这里，ω_α和ω_β分别为： ${\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\α}}=\sqrt{\frac{b+\sqrt{b^2-4a}}{2a}},{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\β}}=\sqrt{\frac{b-\sqrt{b^2-4a}}{2a}}.......\left(16\right)$

从方程(16)中可以看出，取第二级转换器3的谐振点fb、第二级转换器3的输出滤波器谐振点fo，通过组合相应的电感器和电容器得到的谐振点fbo和fob为： $\mathrm{fb}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{\mathrm{LbCb}}},\mathrm{fo}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{\mathrm{LoCo}}},\mathrm{fbo}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{\mathrm{LbCo}}},\mathrm{fob}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{\mathrm{LoCb}}}....\left(17\right)$

1/Gch(s)的谐振点变为不同于参考点fb、fo、fbo和fob的值。

例如，取：

Lb＝0.68μH，

Cb＝128μF(次级侧的变换值)，

Lo＝0.15μH，

Co＝235μF，

则fb＝17kHz，fo＝26.8kHz，fbo＝12.6kHz，fob＝36.2kHz，以及ω_α/2π＝9.6kHz和ω_β/2π＝47.2kHz。在这些谐振点如附图6所示地绘制成曲线时，可以看到新的谐振点ω_α和ω_β出现在参考点fb、fo、fbo和fob的外部，即，低频和高频侧。这样，在两级DC-DC转换器中，在分析中仅仅谐振点变得显著。

此外，如果输出电容器的等效串联电阻(ESR)设定为r＝10mΩ，则一旦在单环路输出电压反馈控制的传递函数PPo(s)中获得作为频率函数的增益和相位的伯德图(Bode plot)，则伯德图如附图7所示。在附图7中，(a)所示为作为频率函数的增益的伯德图，而(b)所示为作为频率函数的相位的伯德图。

这里，在调整误差放大器6的频率响应以使增益的零交叉频率变为1kHz时，则在其中相位与零度交叉处的频率的增益余量如下。

在这种情况下，相位在第一谐振点(ω_α/2π)上快速变化并且在大约9.6kHz上与零度交叉，因此，增益余量变为大约-1dB。考虑到在设计电源控制系统时在伯德图上的增益余量通常设定为大约-20dB，可以看到几乎根本没有余量。从上文可以看出，在附图4中所示的两级DC-DC转换器5控制系统的操作不稳定。

在这种方式中，可以看到，在使用单环路输出电压反馈控制时很难稳定在两级DC-DC转换器中的控制系统。

下文详细描述根据本发明的优选实施例的多级DC-DC转换器。

注意，下文给出的实施例是将在技术上优选的不同限制适用于其中的本发明的优选的特定的实例，但是本发明的范围并不限于这些方式，下文的解释并不限制本发明。

附图8所示为根据本发明的优选实施例1的两级DC-DC转换器的电路图。在附图8中，两级DC-DC转换器10包括：第一级非隔离转换器11、第二级隔离转换器12、误差放大器13和PWM控制器14。

前述的第一级转换器11构造为为所谓的“补偿”PWM调节块，由基于PWM控制器14通过开关执行脉冲宽度控制的两个开关晶体管(FET)Q1和Q2、执行脉冲平均的电感器Lb′和电容器Cb′和用于稳定输入电压Vi的输入电容器Ci构成。即，第一级转换器11具有与在附图4中所示的两级DC-DC转换器5的第一级转换器2的结构类似的结构。

此外，通过前述的PWM控制器14的开关，尽管输入电压Vi和负载波动，但是中间电压Vb仍然保持恒定。

此外，第二级转换器12构造为所谓“半桥”型，由从第一级转换器11中获取中间电压并将它转换为脉冲的两个开关晶体管Q3和Q4、基于匝数n对电压进行变压的变压器T、对变压器T的次级侧电压进行整流的整流晶体管Q5和Q6和电阻器R_12a和R_12b和执行脉冲平均的电感器Lo和电容器Co组成。整流晶体管Q5和Q6和电阻器R_12a和R_12b构成了自驱动型整流电路。这样，第二级转换器12具有与在附图4中所示的两级DC-DC转换器5的第二级转换器3的结构类似的结构。

前述的误差放大器13具有误差放大器13a，第二级转换器12的输出电压Vo在电阻R1和R2进行分压并作为输入提供给误差放大器13a的反相输入中，同时将参考电压V_REF作为输入提供给误差放大器13a的非反相输入中。此外，电阻器R13和电容器C13并联连接在误差放大器13a的非反相输入和输出端之间，因此限制误差放大器13a的响应以使输出电压Vo不受到异常震荡。这样，误差放大器13a具有与在附图4中所示的两级DC-DC转换器5的误差放大器6的结构类似的结构。

前述的PWM控制器14具有差动放大器14a，将三角形波输入到它的反相输入作为参考信号，同时将来自前述误差放大器13的输出信号输入到它的非反相输入中。即，PWM控制器14具有与在附图4中所示的两级DC-DC转换器5的PWM控制器7的结构类似的结构。

因此，第二级转换器12的输出电压Vo作为负反馈提供给PWM控制器14，并且，基于该负反馈，通过适当改变第一级转换器11的开关晶体管Q1和Q2的占空度，调节作为第一级转换器11的输出电压的中间电压Vb以保持输出电压Vo恒定。注意，控制开关晶体管Q1的信号(Q)并不是控制开关晶体管Q2的反相信号(Q)的完全互补信号，而是插入了规定量的空载时间。此外，控制包含在第二级转换器12中的开关晶体管Q3和Q4以使接通/切断开关的占空度恒定。

前述的结构类似于在附图4中所示的两级DC-DC转换器5的结构，但根据本实施例的两级DC-DC转换器10在下述方面上不同于在附图4中所示的两级DC-DC转换器5。

在根据本实施例的两级DC-DC转换器10中，运算放大器15插入在误差放大器13和PWM控制器14之间。运算放大器15由运算放大器15a和电阻器R3、R4和R15组成。

在这种运算放大器15中，来自误差放大器13的输出信号Vc输入到运算放大器15a的非反相输入端中，并且在电阻器R3和R4中也对作为第一级转换器11的输出的中间电压Vb进行分压并作为输入提供给运算放大器15a的反相输入端中，同时将它的输出连接到PWM控制器14的差动放大器14a的非反相输入中。此外，电阻R15连接在反相输入和运算放大器15a的输出之间。

因此，作为第二级转换器12的输出的输出电压Vo和作为第一级转换器11的输出的中间电压Vb分别作为负反馈提供给PWM控制器14的差动放大器14a的非反相输入中。

此外，误差放大器13、PWM控制器14和运算放大器15构成了包括第一级转换器11和第二级转换器12的控制电路。

注意，如附图9所示，还可以单独使用电阻器R3和R4替代前述的运算放大器15。在这种情况下，与在附图4中所示的两级DC-DC转换器5的方式相同，将误差放大器13的输出信号Vc输送给PWM控制器14的差动放大器14a的非反相输入，此外，以三角波作为参考信号，给PWM控制器14的差动放大器14a的反相输入输送以电阻R3和R4对作为第一级转换器11的输出的中间电压V_b进行分压所获得的电压就足够。

根据本实施例的两级DC-DC转换器10具有上文所述的结构，它的操作如下。

首先，在PWM控制器14的控制下，交替地开关包含在第一级转换器11中的开关晶体管Q1和Q2，由此脉冲发送输入电压V_i，并且通过开关占空率D控制脉冲宽度。通过由电感器Lb′和电容器Cb′组成的滤波器对由此脉冲发送的电压进行平均，因此产生了中间电压V_b。

此外，在第二级转换器12中，通过开关晶体管Q3和Q4脉冲发送这种中间电压V_b，基于变压器T的匝数变换该电压，并通过整流晶体管Q5和Q6进一步对它进行整流，然后再次通过由电感器Lo和电容器Co组成的滤波器再次进行平均，由此产生了输出电压Vo。如上文所述，控制包含在第二级转换器12中的开关晶体管Q3和Q4以使接通/切断开关的占空度恒定。

在这种情况下，在PWM控制器14中，将第二级转换器12的输出电压Vo作为负反馈通过在外部环路中的误差放大器13提供，同时将第一级转换器11的中间电压V_b作为负反馈在内部环路中提供。因此，PWM控制器14交替地接通包含在第一级转换器11中的开关晶体管Q1和Q2并基于输出电压V_o和中间电压V_b适当地调节开关晶体管Q1的占空率D，由此稳定了输出电压V_o。

因此，如附图10所示，由误差放大器13和PWM控制器14构成的输出电压反馈控制系统包含了具有中间电压V_b的传递函数Δvb/ΔD的内部环路。因此，通过如下的方程表示总的传递函数PPb(s)：

在此，如果调节误差放大器13的频率响应以使前述的传递函数PPb(s)的增益的零交叉频率变为1kHz，则得到在附图11中所示的总伯德图。在附图11中，(a)是作为频率函数的增益的伯德图，而(b)是作为频率函数的相位的伯德图。

如附图11所示，在相位与零度交叉的频率是17kHz，因此可以看到，与在附图4中所示的两级DC-DC转换器5相比，它朝高频侧移动了。因此，增益余量变为大约-15dB，因此可以看到，与在附图4中所示的两级DC-DC转换器5中的大约-1dB的增益余量相比，实现了大得多的增益余量。因此，输出电压反馈控制稳定了该系统。

附图12所示为根据本发明的优选实施例2的两级DC-DC转换器的电路图。

根据本实施例的两级DC-DC转换器20具有类似于在附图8中所示的两级DC-DC转换器10的结构的结构，因此相同的结构元件以相同的符号表示，并在此省略对它们的解释。

在根据本实施例的两级DC-DC转换器20中，在电阻器R3和R4中对第一级转换器11的中间电压V_b进行分压并作为输入提供给PWM控制器14的差动放大器14a的反相输入，因此将它作为正反馈提供给PWM控制器14。这一点以及不提供运算放大器15的事实都是不同于在附图8中所示的两级DC-DC转换器10的地方。在根据本实施例的两级DC-DC转换器20中，控制电路由误差放大器13、PWM控制器14和电阻器R3和R4组成。

应用具有这种结构的两级DC-DC转换器20，以与在附图8中所示的两级DC-DC转换器10方式相同，在第一级转换器11中产生中间电压V_b并在第二级转换器12中产生输出电压V_o。

在这种情况下，在PWM控制器14中，将第二级转换器12的输出电压V_o作为负反馈通过在外部环路中的误差放大器13提供，同时将第一级转换器11的中间电压V_b作为正反馈在内部环路中提供。因此，PWM控制器14交替地接通包含在第一级转换器11中的开关晶体管Q1和Q2并基于输出电压V_o和中间电压V_b适当地调节开关晶体管Q1的占空率D，由此稳定了输出电压V_o。

因此，如附图13所示，由前述的误差放大器13和PWM控制器14组成的输出电压反馈控制系统包含了具有中间电压V_b的传递函数Δvb/ΔD的一个内部环路。因此，通过如下的方程表示总的传递函数PTPb(s)：

在此，如果调节误差放大器13的频率响应以使前述的传递函数PPb(s)的增益的零交叉频率变为1kHz，则得到在附图14中所示的总伯德图。在附图14中，(a)是作为频率函数的增益的伯德图，而(b)是作为频率函数的相位的伯德图。

在这种情况下，由于“-”符号出现在传递函数PTPb(s)的右边中的第二项的分母中，因此，在两个谐振点ω_α/2π和ω_β/2π，可以看出，在低频侧上的谐振点ω_α/2π消失了。因此，在相位与零度交叉的30kHz的频率上，增益余量变为-35dB，因此实现了大得多的增益余量。因此，输出电压反馈控制进一步更加稳定了系统。

附图15所示为根据本发明的优选实施例的两级DC-DC转换器的电路图。

根据本实施例的两级DC-DC转换器30具有类似于在附图8中所示的两级DC-DC转换器10的结构的结构，因此相同的结构元件以相同的符号表示，并在此省略对它们的解释。

在根据本实施例的两级DC-DC转换器30中，增加检测流经第一级转换器11的开关电流i_b的电阻器RB，因此将由此检测的电流信号V_ib输入到PWM控制器14的差动放大器14a的反相输入中作为参考信号替代三角波。此外，电阻器R14连接在PWM控制器14的差动放大器14a的反相输入和接地电位之间。此外，误差放大器13的输出信号V_c直接连接到PWM控制器14的差动放大器14a的非反相输入。不提供运算放大器15。在这几点上，它具有不同于在附图8中所示的两级DC-DC转换器10的结构。在根据本实施例的两级DC-DC转换器30中，控制电路由误差放大器13和PWM控制器14组成。

应用具有这种结构的两级DC-DC转换器30，以与在附图8中所示的两级DC-DC转换器10方式相同，在第一级转换器11中产生中间电压V_b并在第二级转换器12中产生输出电压V_o。

在这种情况下，在PWM控制器14中，将第二级转换器12的输出电压V_o作为负反馈通过在外部环路中的误差放大器13提供，同时指示流经第一级转换器11的开关电流i_b的电流信号V_ib作为反馈在内部环路中提供。因此，PWM控制器14交替地接通包含在第一级转换器11中的开关晶体管Q1和Q2并基于输出电压V_o和中间电压V_b适当地调节开关晶体管Q1的占空率D，因此稳定了输出电压V_o。

因此，如附图16所示，由前述的误差放大器13和PWM控制器14组成的输出电压反馈控制系统包含了具有开关电流i_b的传递函数Δvb/ΔD的内部环路。因此，通过如下的方程表示总的传递函数PPib(s)： $\mathrm{PPib}\left(s\right)=\frac{\mathrm{Vs}}{\mathrm{Gch}\left(s\right)}\·\frac{-\mathrm{FMI}}{1+\frac{\mathrm{Pb}\left(s\right)}{\mathrm{Gch}\left(s\right)}\·\mathrm{Vs}\·\mathrm{FMI}\·K}\·\mathrm{Gvs}\left(s\right).......\left(20\right)$

                  内部环路

现在研究在具有这种结构的控制系统中的内部环路的作用。

为便于理解，我们研究如下的省去了上述的方程(20)中的Gvs(s)项的主电路的传递函数Px(s)(包含内部环路的传递函数)：

由于在方程(13)中所示的Pib(s)是s的三次函数，因此假设： $1<<\frac{\mathrm{Pib}\left(s\right)}{\mathrm{Gch}\left(s\right)}\&CenterDot;\mathrm{Vs}\&CenterDot;\mathrm{FMI}\&CenterDot;K..........\left(22\right)$

上述的方程(21)近似为： $\mathrm{Px}\left(s\right)=\frac{1}{\mathrm{Gch}\left(s\right)}\&CenterDot;\frac{-1}{\frac{\mathrm{Pib}\left(s\right)}{\mathrm{Gch}\left(s\right)}\&CenterDot;K}=\frac{1}{\mathrm{Pib}\left(s\right)\&CenterDot;K}$ $=\frac{-1}{\{s^3\mathrm{CoCbLo}(R+r)+s^2\mathrm{Cb}(\mathrm{rCoR}+\mathrm{Lo})+s(\mathrm{Cor}+\mathrm{CbR}+\mathrm{CoR})+1\}/R}\&CenterDot;\frac{1}{K}...\left(23\right)$

如果r＝0，则在如下表示时： $\mathrm{Px}\left(s\right)=\frac{-1}{s^3\&CenterDot;\mathrm{CoCbLo}+s^2\&CenterDot;\frac{\mathrm{CbLo}}{R}+s\&CenterDot;(\mathrm{Cb}+\mathrm{Co})+\frac{1}{R}}$ $=\frac{-1}{\mathrm{CoCbLo}}\&CenterDot;\frac{1}{(s+{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{\&alpha;}})(s^2+{{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{\&beta;}}}^2)}........\left(24\right)$ ${\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{\&alpha;}}=\frac{1}{\mathrm{CoR}},{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{\&beta;}}=\frac{1}{\sqrt{\frac{\mathrm{CoCb}}{\mathrm{Co}+\mathrm{Cb}}\&CenterDot;\mathrm{Lo}}}.........\left(25\right)$

可以看到，这是拐点和谐振点的组合。

一旦计算了ω_α/2π和ω_β/2π，则得到如下方程： $\frac{{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{\&alpha;}}}{2\mathrm{\&pi;}}=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;\mathrm{CoR}}=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}\&times;235\mathrm{\&mu;F}\&times;1}=677\mathrm{Hz},\frac{{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{\&beta;}}}{2\mathrm{\&pi;}}=45\mathrm{kHz}...\left(26\right)$

因此，在这种情况下，在单环路(外部环路)输出电压反馈控制(它是四阶延迟系统)中存在的两个谐振点ω_α/2π和ω_β/2π消失，因此它变为三阶延迟系统，由此进一步稳定了控制系统的操作。

在此，如果调节误差放大器13的频率响应以使前述的传递函数PPib(s)的增益的零交叉频率变为1kHz，则得到了在附图17中所示的总伯德图。在附图17中，(a)所示为作为频率函数的增益的伯德图，而(b)是作为频率函数的相位的伯德图。

如附图17所示，由于两个谐振点ω_α/2π和ω_β/2π消失，因此在相位与零度交叉的30kHz的频率上，增益余量变为大约-50dB，因此得到了大得多的增益余量。因此，输出电压反馈控制进一步稳定了该系统。

附图18所示为根据本发明的优选实施例4的两级DC-DC转换器的电路图。

根据本实施例的两级DC-DC转换器40具有类似于在附图8中所示的两级DC-DC转换器10的结构的结构，因此相同的结构元件以相同的符号表示，并在此省略对它们的解释。

在根据本实施例的两级DC-DC转换器40中，增加检测流经第二级转换器12的电感器电流i_L的电流变压器CT和对电流变压器CT的输出进行整流并产生电流信号V_iL的整流器12a，因此将这种电流信号V_iL输入到PWM控制器14的差动放大器14a的反相输入中作为参考信号替代三角波。此外，电阻器R14连接在PWM控制器14的差动放大器14a的反相输入和接地电位之间。此外，误差放大器13的输出信号V_c直接连接到PWM控制器14的差动放大器14a的非反相输入。不提供运算放大器15。在这几点上，它具有不同于在附图8中所示的两级DC-DC转换器10的结构。在根据本实施例的两级DC-DC转换器40中，控制电路由误差放大器13和PWM控制器14组成。

应用具有这种结构的两级DC-DC转换器40，以与在附图8中所示的两级DC-DC转换器10方式相同，在第一级转换器11中产生中间电压V_b并在第二级转换器12中产生输出电压V_o。

在这种情况下，在PWM控制器14中，将第二级转换器12的输出电压V_o作为负反馈通过在外部环路中的误差放大器13提供，同时将指示流经第二级转换器12的输出电感器电流i_L的电流信号V_iL作为反馈在内部环路中提供。因此，PWM控制器14交替地接通包含在第一级转换器11中的开关晶体管Q1和Q2并基于输出电压V_o和中间电压V_b适当地调节开关晶体管Q1的占空率D，因此稳定了输出电压V_o。

因此，如附图19所示，由前述的误差放大器13和PWM控制器14组成的输出电压反馈控制系统包含了具有输出电感器电流i_b的传递函数ΔiL/ΔD的内部环路。在这时，在输出电感器电流i_L和占空率D之间的关系通过前述的方程(8)给出，因此，通过如下的方程表示总的传递函数PPiL(s)：

在此，如果调节误差放大器13的频率响应以使前述的传递函数PPiL(s)的增益的零交叉频率变为1kHz，则得到了在附图20中所示的总伯德图。在附图20中，(a)所示为作为频率函数的增益的伯德图，而(b)是作为频率函数的相位的伯德图。

在这种情况下，可以看出，前述的传递函数PTP(s)的相位并不达到零度。因此，这意味着相位没有达到零度，因此恒定地稳定了控制系统。

如前文所解释，应用本发明，将第二级转换器的输出电压作为负反馈通过外部环路提供给PWM控制器，并且还将第一级转换器的中间电压通过内部环路作为正反馈提供，或者将第一级转换器的开关电流或者流经第二级转换器的电流作为反馈提供。

因此，与单个的外部环路的情况相比，在整个控制系统的传递函数中的低频侧上的谐振频率移到高频部分或者消失，因此，在相位与零度交叉处的频率也变高或者不再与零度交叉。因此，增加了增益余量并且稳定了控制系统的操作。

本发明并不限于前述的实施例，而是在如权利要求所述的本发明的范围内可以作出多种变型，并且这些变型自然都落在本发明的范围内。

例如，在上述的不同的实施例中，补偿型用作第一级转换器11，并将半桥型用作第二级转换器12，但是并不限于这些，很显然还可以使用升压型或降压-升压型作为第一级转换器11，并使用全桥型或推挽型作为第二级转换器12。

此外，在前述的使用两级DC-DC转换器作为实例的各种实施例中描述了本发明，但是本发明的目的并不限于这些，本发明还可以应用于通过串联连接三个或更多个转换器形成的DC-DC转换器中。

Claims (16)

1.一种多级DC-DC转换器，包括：

通过PWM控制能够调节中间电压的作为第一级转换器的非隔离DC-DC转换器；

作为第二级转换器的隔离DC-DC转换器；和

通过第二级转换器的输出电压的负反馈控制第一级转换器的开关的占空度的PWM控制器，

第一级转换器的中间电压作为负反馈提供给PWM控制器。

2.根据权利要求1所述的多级DC-DC转换器，其中将中间电压作为负反馈通过运算放大器提供给PWM控制器。

3.一种被构造为两级DC-DC转换器的多级DC-DC转换器，包括：

通过PWM控制能够调节中间电压的作为第一级转换器的非隔离DC-DC转换器；

作为第二级转换器的隔离DC-DC转换器；和

通过第二级转换器的输出电压的负反馈控制第一级转换器的开关的占空度的PWM控制器，

将第一级转换器的中间电压作为正反馈提供给PWM控制器。

4.一种被构造为两级DC-DC转换器的多级DC-DC转换器，包括：

通过PWM控制能够调节中间电压的作为第一级转换器的非隔离DC-DC转换器；

作为第二级转换器的隔离DC-DC转换器；和

通过第二级转换器的输出电压的负反馈控制第一级转换器的开关的占空度的PWM控制器，

将第一级转换器的开关电流作为反馈提供给PWM控制器。

5.一种被构造为两级DC-DC转换器的多级DC-DC转换器，包括：

通过PWM控制能够调节中间电压的作为第一级转换器的非隔离DC-DC转换器；

作为第二级转换器的隔离DC-DC转换器；和

通过第二级转换器的输出电压的负反馈控制第一级转换器的开关的占空度的PWM控制器，

将流经第二级转换器的电流作为反馈提供给PWM控制器。

6.一种多级DC-DC转换器，包括：

第一DC-DC转换器；

作为第一DC-DC转换器的后一级的第二DC-DC转换器；以及

至少基于第一DC-DC转换器的输出电压和第二DC-DC转换器的输出电压控制通过第一DC-DC转换器执行的开关操作的控制电路。

7.如权利要求6所述的多级DC-DC转换器，其中控制电路包括：

基于第二DC-DC转换器的输出电压产生第一控制信号的第一信号产生电路；

基于第一DC-DC转换器的输出电压和第一控制信号产生第二控制信号的第二信号产生电路；和

基于第二控制信号控制通过第一DC-DC转换器执行的开关操作的控制器。

8.如权利要求7所述的多级DC-DC转换器，其中第一信号产生电路将DC-DC转换器的输出电压与参考电压进行比较并基于该比较产生第一控制信号。

9.如权利要求8所述的多级DC-DC转换器，其中控制器基于第二控制信号执行包含在第一DC-DC转换器中的开关元件的PWM控制。

10.如权利要求6所述的多级DC-DC转换器，其中第一DC-DC转换器是一种非隔离DC-DC转换器并且第二DC-DC转换器是一种隔离DC-DC转换器。

11.如权利要求10所述的多级DC-DC转换器，其中第一DC-DC转换器是一种补偿DC-DC转换器并且第二DC-DC转换器是一种半桥DC-DC转换器。

12.一种多级DC-DC转换器，包括：

第一DC-DC转换器；

作为第一DC-DC转换器的后一级的第二DC-DC转换器；以及

基于流经第一DC-DC转换器的电流和流经第二DC-DC转换器的电流中的至少一个电流和第二DC-DC转换器的输出电压控制通过第一DC-DC转换器执行的开关操作的控制电路。

13.如权利要求12所述的多级DC-DC转换器，其中控制电路包括：

将所述的第二DC-DC转换器的输出电压与参考电压进行比较并基于该比较产生控制信号的信号产生电路；和

基于该控制信号和流经第一DC-DC转换器的电流和流经第二DC-DC转换器的电流中的至少一个电流控制通过第一DC-DC转换器执行的开关操作的控制器。

14.如权利要求13所述的多级DC-DC转换器，其中控制器基于该控制信号和流经第一DC-DC转换器的电流和流经第二DC-DC转换器的电流中的至少一个电流执行包含在第一DC-DC转换器中的开关元件的PWM控制。

15.如权利要求12所述的多级DC-DC转换器，其中第一DC-DC转换器是一种非隔离DC-DC转换器并且第二DC-DC转换器是一种隔离DC-DC转换器。

16.如权利要求15所述的多级DC-DC转换器，其中第一DC-DC转换器是一种补偿DC-DC转换器并且第二DC-DC转换器是一种半桥DC-DC转换器。

Images