CN106059506B - 射频信号功率放大电路 - Google Patents

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Abstract

本申请涉及射频信号功率放大电路。提供一种RF放大器，包括支路，所述支路具有在第一供电节点和第二供电节点之间与电容器串联连接的电感器，在电感器和电容器之间的连接点形成输出节点。另一支路包括在输出节点和第二供电节点之间与开关串联连接的MOS晶体管。开关具有被耦合以接收第一输入信号的控制节点。MOS晶体管具有被耦合以接收第二输入信号的栅极。当施加经频率/相位调制的信号作为第一输入信号时，控制电路施加供电电压作为第二输入信号。当施加恒定频率、相位和幅度的射频信号作为第一输入信号时，控制电路还施加可变信号作为第二输入信号，并且在这种模式中，MOS晶体管被限制成作为电流源操作。

Description

射频信号功率放大电路
相关申请的交叉引用
本申请要求2015年4月14日提交的法国专利申请No.15/53236的优先权利益，其内容按照其整体上能够由法律所允许的最大范围通过引用的方式被并入本文。
技术领域
本公开内容涉及无线通信领域，并且更具体地涉及传输射频信号的装置。本公开内容更具体地涉及其中传输的射频信号的功率放大。
背景技术
射频信号传输装置传统上包括：用于产生将被传输的射频信号的数字和/或模拟电路；用于对射频信号进行放大的功率模拟电路；以及通常经由阻抗匹配和/或谐波滤波电路耦合至功率放大器的输出的天线。
由这种装置传输的射频信号可以是经频率调制的信号或经相位调制的信号，也就是恒定幅度的交流(AC)信号，将被传输的数据可以通过信号频率或信号相位的变化来编码。
作为一种变化形式，所传输的射频信号可以是经幅度调制的信号，也就是恒定频率的AC信号，将被传输的数据通过信号幅度的变化来编码。
在传输经频率调制的信号或经相位调制的信号的装置中，功率放大器可以是所谓的E类放大器。这种类型的放大器实际上具有对恒定幅度的射频信号的放大的高效率。
然而，E类放大器不具有线性工作状态，并且因此不适于对经幅度调制的射频信号进行放大。
在特定的应用中，希望交替地传输经频率调制的射频信号或经相位调制的射频信号、或经幅度调制的射频信号。
为了实现该目的，可能的解决方案是提供两种不同的功率放大器，一种功率放大器适于对经频率调制的信号或经相位调制的信号进行放大，而另一种功率放大器适于对经幅度调制的信号进行放大。然而，这会引起成本、体积和/或电力消耗方面的问题。
发明内容
因此，实施方式提供了一种射频信号放大器，包括：第一支路，所述第一支路包括在施加直流(DC)供电电压的第一节点和第二节点之间与第一电容器串联连接的电感器，电感器和第一电容器的连接点形成用于耦合至负载的放大器的输出节点；第二支路，所述第二支路包括在输出节点和第二供电节点之间与第一开关串联连接的第一MOS晶体管，第一开关具有与施加输入信号的第一节点耦合的控制节点，而第一MOS晶体管的栅极耦合至施加输入信号的第二节点；以及用于传送二进制信号的电路，所述二进制信号表示在第一晶体管的漏源电压和第一晶体管的栅源电压与阈值电压之差之间的差的符号。
根据一种实施方式，第一晶体管能够作为经由第二输入节点可控的电流源进行操作。
根据一种实施方式，第一开关是能够作为开关进行操作的MOS晶体管，该MOS晶体管的栅极被耦合至第一输入节点。
根据一种实施方式，第一MOS晶体管的栅极氧化物比构成第一开关的MOS晶体管的栅极氧化物厚。
根据一种实施方式，所述电路包括：第二电容器和第二开关，所述第二电容器和第二开关能够对电压进行采样，所述电压表示当第一开关处于接通状态时在输出节点上保持的电压；以及与第一MOS晶体管类型相同的第二MOS晶体管，其被以二极管方式安装并且被偏置到其导通阈值，以二极管方式安装的第二晶体管的漏极被耦合至第一晶体管的栅极。
根据一种实施方式，第二电容器具有耦合至第二供电节点的第一电极、以及通过第二开关被连接至输出节点的第二电极；而且，以二极管方式安装的第二晶体管的源极通过电流源被连接至第二供电节点，放大器还包括比较器，所述比较器具有与第二电容器的第二电极连接的第一输入端，并且具有与以二极管方式安装的第二晶体管的源极连接的第二输入端。
根据一种实施方式，第二电容器具有与第二供电节点耦合的第一电极、以及与第一分压桥的中点耦合的第二电极，所述第一分压桥将输出节点耦合至第二供电节点；并且，以二极管方式安装的第二晶体管的源极通过第二分压桥被耦合至第二供电节点，所述放大器还包括比较器，所述比较器具有与第二电容器的第二电极耦合的第一输入端，并且具有与第二分压桥的中点耦合的第二输入端。
根据一种实施方式，所述二进制信号是所述比较器的输出信号。
根据一种实施方式，第二开关具有与第一开关的控制节点耦合的控制节点。
另一个实施方式提供一种射频信号传输装置，所述射频信号传输装置包括上面所描述的类型的放大器，该装置能够将所述放大器交替地控制到第一操作模式和第二操作模式：当第一晶体管的栅极被耦合至第一供电节点时将所述放大器控制到第一操作模式，并且，其中经频率调制的射频信号或经相位调制的射频信号被施加到第一输入节点；以及当向第一输入节点施加恒定频率、相位和幅度的射频信号的情况下将所述放大器控制到第二操作模式，其中向第二输入节点施加用于控制由第二晶体管传送的电流的可变信号。
附图说明
在下面结合附图的各个具体实施方式的非限制性的描述中，将详细讨论前面描述的以及其它的特征和优点，其中：
图1是能够传输经频率调制的信号或经相位调制的信号的射频传输装置的示例的电路图；
图2A、图2B和图2C是说明图1中的装置的操作的时序图；
图3是能够传输经频率调制的信号或经相位调制的信号以及经幅度调制的信号的射频传输装置的示例的简化电路图；
图4A、图4B和图4C是说明图3中的装置的操作的时序图；
图5是图3中的装置的实施方式的更详细的电路图；
图6是说明MOS晶体管的操作的示意图；
图7是能够传输经频率调制的信号或经相位调制的信号以及经幅度调制的信号的射频传输装置的实施方式的简化电路图；以及
图8是图7中的装置的可替代的实施方式的电路图。
具体实施方式
在不同附图中用相同的参考标记标示相同的元件，而且各个附图也不是按比例绘制。为了清楚起见，仅仅示出并且详细说明了对于理解所描述的实施方式有用的那些元件。特别是，当示出和描述射频信号传输装置时，仅仅具体说明了用于对射频信号的功率进行放大的电路。没有详细说明布置在功率放大器的上游和下游的电路，所描述的实施方式与布置在射频信号功率放大器的上游和下游的常用电路相兼容。在本文中，射频信号是具有在从3kHz至300GHz的范围内的频率的信号，例如，具有在从100MHz至100GHz的范围内的频率的信号。而且，在本文中，术语“连接”被用来指代例如借助于一条或多条导电迹线的直接电连接，而没有中间电子部件，而术语“耦合”或术语“链接”被用来指代直接电连接(此时是指“连接”)或经由一个或多个中间部件(电阻器、电容器、晶体管等)进行连接。除非另外指明，否则表述“近似”、“基本上”、以及“在…的量级”是指处于10％的范围之内，优选地处于5％的范围之内。
图1是能够传输经频率调制的信号或经相位调制的信号的射频传输装置的示例的电路图。
图1中的装置包括能够产生已经经频率调制或相位调制的射频信号s的电路(未示出)。信号s是交流(AC)信号，其具有恒定的包络，其中频率或相位的变化对将被传输的数据进行编码。例如，输入信号s是方波电压。
图1中的装置还包括功率放大器100，功率放大器100包括用于接收信号s的输入节点IN以及提供信号S的输出节点OUT，信号S是信号s的放大镜像。功率放大器100是所谓的E类放大器。放大器100包括在施加直流(DC)电压的节点VBAT和节点GND之间与电容器CSW串联的电感器L，放大器的输出节点OUT被耦合至电感器L和电容器CSW的连接点。在所示出的示例中，节点VBAT用于接收供电电压的高电位，而节点GND用于接收供电电压的低电位(例如，对应于接地)。电感器L耦合节点VBAT和节点OUT，而电容器CSW耦合节点OUT和节点GND。放大器100还包括与电容器CSW并联的开关SW，例如，该开关是MOS晶体管，其将节点OUT耦合至节点GND。开关SW的控制节点被耦合至放大器的输入节点IN。
图1中的装置还包括与放大器100的输出节点OUT耦合的天线110。可以在节点OUT和天线110之间提供阻抗匹配和/或谐波滤波电路112。
现在将结合图2A、图2B和图2C对图1中的射频传输装置的操作进行描述，而且特别是对放大器100的操作进行描述。
图2A、图2B和图2C是分别示出了施加在放大器100的输入端上的信号s的时间变化、流经开关SW的电流ISW的时间变化、以及电容器CSW两端的电压VCSW的时间变化的时序图。
在该示例中，信号s是方波电压，例如，其以放大器100的低供电节点GND为参考。当信号s处于低状态时，开关SW为非导通，并且电流ISW基本上为零。当信号s处于高状态时，开关SW接通，并且电压VCSW基本上为零。当信号s从高状态切换至低状态时，电压VSW增大到最大值，并且随后减小直到它抵消。当信号s从低状态切换至高状态时，电流ISW增大到最大值并且随后减小。
通过对从放大器的输出节点OUT观察到的电荷阻抗Rl(例如，对应于天线110的阻抗)、以及开关SW的平均开关频率的考虑，来选择电感器L和电容器CSW的值，使得在开关SW从断开状态切换至接通状态时电压VCSW基本上为零。放大器100随后像通过开关SW同步的RLC谐振器(Rl、L、CSW)一样操作。对于给定的电感器L、电容器CSW、以及供电电压VBAT，由放大器传送的功率的包络是恒定的。因此，放大器100将很好地适应经频率调制的射频信号或经相位调制的射频信号(具有恒定功率包络)的传输，但是却不能实现对经幅度调制的射频信号(具有可变功率包络)进行放大。
图3是能够传输经频率调制的信号或经相位调制的信号以及经幅度调制的信号的射频传输装置的示例的简化电路图。
图3的装置包括功率放大器300，功率放大器300包括两个输入节点IN1和IN2，它们用于分别接收由电路(未示出)传送的信号s1和信号s2，从而产生将被传输的射频信号。放大器300包括用于传送将被传输的经过放大的射频信号S的节点OUT。如在图1中的示例中示出的，图3的装置包括例如经由阻抗匹配和/或谐波滤波电路112而与放大器的输出节点OUT耦合的天线110。
如图1的示例中那样，图3中的装置的放大器300包括在施加D.C.供电电压的节点VBAT和节点GND之间与电容器CSW串联的电感器L，电感器L将节点VBAT耦合至节点OUT，而电容器CSW将节点OUT耦合至节点GND。放大器300还包括与电容器CSW并联的开关SW。
图3中的放大器300实质上与图1中的放大器100的不同之处在于，其包括与节点OUT和节点GND之间的开关SW串联的可控电流源302，例如MOS晶体管。在所示出的示例中，电流源302将节点OUT连接至开关SW，而开关SW将电流源302连接至节点GND。开关SW的控制节点被连接至放大器的输入节点IN1，而电流源302的控制节点被耦合至放大器的输入节点IN2。
图3中的传输装置能够交替操作在第一操作模式和第二操作模式中，其中在第一操作模式中装置传输经频率调制的射频信号或经相位调制的射频信号(具有恒定包络)，而在第二操作模式中装置传输经幅度调制的射频信号(具有可变包络)。
在第一操作模式中(传输经频率调制的信号或经相位调制的信号)，经由射频信号产生电路传送并且被施加到放大器的输入节点IN1的信号s1对应于将被传输的信号。例如，信号s1是恒定幅度的方波电压，其频率和/或相位根据将被传输的数据而变化。信号s2是恒定的信号，用于控制电流源302的激活。在这种操作模式中，电流源302作为低值的电阻器或作为导线进行操作。流经开关SW的电流因此不受电流源302的限制，并且放大器300基本上以与图1中的放大器100相同的方式进行操作。
在第二操作模式中(传输经幅度调制的信号)，被施加到放大器300的输入端IN1的信号s1是具有恒定频率、相位和幅度的周期信号，例如，周期性方波AC电压。经由放大器的输入端IN2来施加射频信号的幅度调制。更具体地，施加到节点IN2的信号s2是将被传输的已调制信号的包络的镜像。当开关处于接通状态时(信号s1处于高状态)，开关SW中的电流由电流源302产生，所产生的电流的值根据与施加到节点IN2的包络信号s2相同的方式而变化。放大器300的输出信号S的功率因此根据与包络信号s2相同的方式而变化。因此，装置传输经幅度调制的射频信号。
图4A、图4B和图4C是更加详细地说明图3中的装置的第二操作模式(传输幅度调制信号)的时序图。更具体地，图4A、图4B和图4C分别示出了施加在放大器300的输入端IN1的信号s1的时间变化、流经开关SW的电流ISW的时间变化、以及电容器CSW两端的电压VCSW的时间变化。在图4B和图4C中，实线形式的曲线示出了对电流源302进行控制(经由信号s2)以传送电流Ipeak1的情况，而虚线形式的曲线示出了对电流源302进行控制以传送比电流Ipeak1小的电流Ipeak2的情况。
在这个示例中，信号s1是方波电压，例如，其以放大器300的低供电节点GND为参考。当信号s1处于低状态时，开关SW为非导通，且电流ISW基本上为零。当信号s1切换至高状态时，开关SW接通。电流ISW随后迅速地增大到由电流源302所传送的最大值，并且随后保持在这个值，直到开关SW的下一次切换。电容器CSW两端的电压VCSW按照信号s1的频率、周期性地在基本上等于供电电压VBAT的平均值附近变化，其变化幅度正比于电流源302所产生的电流值。
因此，图3中的装置有利地实现了借助于同一个功率放大器来根据应用需要传输经频率调制的射频信号或经相位调制的射频信号或者经幅度调制的射频信号。
如在图4A至图4C中所示出的，当图3中的装置传输经幅度调制的信号时，由电感器L、电容器CSW和从放大器观察到的电荷阻抗Rl构成的谐振器RLC不再与开关SW同步。谐振器RLC作为受电流控制的复阻抗进行操作。特别是，电流ISW和电流CSW的相位不再相反，这导致了相对于第一操作模式(传输经频率调制的射频信号或经相位调制的射频信号)的效率上的降低。
图5是图3中的装置的实施方式的更详细的电路图。特别是，图5更加详细地示出了图3中的放大器300，并且示意性地和部分地示出了用于产生对放大器300的电流源302进行控制的信号s2的电路501的实施方式。
在图5的示例中，电流源302是N沟道MOS晶体管，其漏极连接至节点OUT，并且其源极经由开关SW耦合至节点GND。在这个示例中，开关SW是N沟道MOS晶体管，其源极连接至节点GND，并且其漏极连接至晶体管302的源极。晶体管SW的栅极被连接至放大器300的输入节点IN1，而晶体管302的栅极被连接至放大器300的输入节点IN2。用于在切换模式中进行操作的晶体管SW，优选地是快速晶体管。例如，晶体管SW是具有比晶体管302薄的栅极氧化物的晶体管，旨在于在线性模式中进行操作。
电路501包括数模转换器DAC。在这个示例中，转换器DAC是电流输出转换器。转换器DAC包括能够接收m比特的控制信号的数字输入端INDAC，其中的m是大于1的整数，并且还包括能够传送与施加在输入端INDAC上的数字代码成正比的电流IDAC的模拟输出OUTDAC。
电路501包括MOS晶体管503，其在转换器DAC的输出节点OUTDAC和节点GND之间与MOS晶体管505串联。晶体管503与放大器300的晶体管302类型相同，具体而言，也就是说，它具有与晶体管302相同的导电类型(在所示出的示例中为N沟道)、以及与晶体管302相同的栅极氧化物厚度和相同的沟道长度。晶体管505与晶体管SW类型相同，具体而言，也就是说，它具有与晶体管SW相同的导电类型、以及与晶体管SW相同的栅极氧化物厚度和相同的沟道长度。优选地，晶体管503、505、302、以及SW的尺寸(size)被确定为，使得晶体管302的沟道宽度和晶体管503的沟道宽度之间以及晶体管SW的沟道宽度和晶体管505的沟道宽度之间存在相同的比率n，优选地，该比率n大于1。在所示出的示例中，晶体管503的漏极连接至节点OUTDAC，并且其源极连接至晶体管505的漏极；而晶体管505的源极连接至节点GND。晶体管503被以二极管方式安装，也就是说，其漏极连接至其栅极。晶体管503的栅极还通过电阻器R1被耦合至放大器300的输入节点IN2。而且，电容器C1将节点IN2耦合至节点GND。
电路501还包括开关K1，例如MOS晶体管，其将节点IN2耦合至节点VBAT。
图5中的装置300进行如下操作。
在第一操作模式(传输经频率调制的信号或经相位调制的信号)中，通过对其控制节点施加适当的信号将开关K1维持在接通状态。因此，在晶体管302在其栅极上观察到的电位基本上等于装置的高供电电位。晶体管302随后处于低电阻状态，并且在线性状态操作，也就是说，电流源302被去激活。放大器300随后可以作为结合图1所讨论的E类放大器的形式进行操作，将被放大的射频信号被施加在放大器的输入节点IN1上。具体地，所传输的信号的功率水平不依赖于数模转换器DAC的输出电流IDAC。
在第二操作模式(传输经幅度调制的信号)中，开关K1被保持在断开状态。晶体管302随后作为由电路501根据施加在数模转换器DAC的输入端INDAC上的数字代码控制的电流源进行操作。更具体地，晶体管503和302形成了电流镜，使得当开关SW处于接通状态时(信号s1处于高状态)，由晶体管302在开关SW中所产生的电流ISW基本上等于n*IDAC，IDAC是转换器DAC的输出电流，而n一方面是晶体管302和晶体管503之间的尺寸比率，另一方面也是晶体管SW和晶体管505之间的尺寸比率。随后的操作类似于或等同于已经结合图3所描述的那些操作，也就是说，向转换器的节点IN1上施加恒定频率、相位和幅度的周期性的射频信号，射频信号的幅度调制经由模数转换器DAC被数字控制并且经由电流源302的控制节点IN2被施加。应该注意的是，当装置在传输经幅度调制的信号中操作时，晶体管505可以通过在其栅极上施加适当的控制信号被永久保持在接通状态。晶体管505是晶体管SW的缩放的镜像，从而在晶体管503和晶体管302之间获取电流的完美复制，当晶体管505被控制为处于接通状态时晶体管505的栅极电位优选地基本上等于当晶体管SW导通时晶体管SW的栅极电位，也就是说，基本上等于信号s1的高电位s1H，例如在1.2V的量级上。当装置在经频率调制的信号传输或经相位调制的信号传输中进行操作时，晶体管505可以被控制为关断状态。电阻器R1和电容器C1构成RC滤波器，限制了由于晶体管SW的开关造成的寄生高频电流的汲取。
在图5的组件中存在的问题是，当装置被控制为第二操作模式(传输经幅度调制的射频信号)时，应该确定晶体管302有效地作为电流源进行操作，也就是说，其总是有效保持在其饱和操作模式(或恒定电流范围)，并且不进入其线性操作范围。
在图6中说明了该问题，图6示意性地示出了MOS晶体管中针对施加到晶体管上的三个不同的栅源电压VGS1、VGS2和VGS3的、漏源电流IDS根据漏源电压VDS变化的曲线。如在图6中示出的，对于施加到晶体管上的给定栅源电压VGS，晶体管具有所谓的第一线性操作范围(框图的左侧部分)，其中电流IDS正比于漏源电压VDS，并且具有所谓的第二饱和操作区域(框图的右侧部分)，其中电流IDS近似恒定，并且实质上取决于施加到晶体管上的栅源电压VGS。
在图5中的装置的幅度调制操作模式时，如果晶体管302进入了其线性操作范围，那么流经晶体管302的电流不再由控制电路501设置，而是具体地随着电容器CSW两端的电压VSW而变化。因此，所传输的射频信号的幅度调制不再由电路501进行控制。同时也产生了由放大器传送的射频信号的相位旋转。那么所传输的信号不仅经过了幅度调制，而且还包括寄生的相位调制，该寄生的相位调制会污染由传输装置所使用的频段附近的频段。
在实践中，晶体管302进入其线性操作范围的风险一直很高，这是因为电流源302所要求的电流很大，并且因为电容器CSW两端的电压VCSW的偏移的峰峰幅度很大。然而，对于由电流源302所传送的给定电流密度，电容器CSW两端的电压VCSW的偏移取决于从放大器300的输出节点OUT观察到的负载阻抗Rl，而该负载阻抗R1本身非常依赖于天线110的环境。因此，在晶体管302进入线性操作范围之前可以向数模转换器DAC的输入端上施加的最大数字控制代码取决于传输装置的环境。
如在图6中所示，当MOS晶体管的漏源电压VDS变为小于其栅源电压VGS与其阈值电压Vt之间的差时，MOS晶体管进入其线性操作范围。
根据实施方式的一个方面，放大器300包括能够对晶体管302的漏源电压VDS和该晶体管的栅源电压VGS与该晶体管的阈值电压Vt之间的差进行比较的电路，该电路能够确定晶体管302是处于其线性操作范围还是处于其饱和操作范围。
图7是能够传输经频率调制的信号或经相位调制的信号以及经幅度调制的信号的射频传输装置的实施方式的简化电路图。
图7中的装置包括与图5中的装置相同的元件，而且以基本上相同的方式进行布置。图7中的装置与图5中的装置的不同在于，在图7中的装置中，放大器300还包括能够对晶体管302的漏源电压VDS和该晶体管的栅源电压VGS与该晶体管的阈值电压Vt之间的差进行比较的电路701。更具体地，电路701包括能够传送表示差Δ＝(VGS–Vt)–VDS的符号的二进制信号S(Δ)的输出节点。
值Δ＝(VGS–Vt)–VDS可以被表示如下：Δ＝(VG–VS–Vt)–(VD-VS)＝VG–Vt–VD，VG、VS和VD分别是晶体管302的栅极电压、源极电压和漏极电压。在这个示例中，晶体管302的漏极被连接至放大器300的输出节点OUT，电压VD对应于放大器300的输出电压。而且，晶体管302的栅极被连接至放大器300的输入节点IN2，电压VG对应于放大器的输入节点IN2的电压。
图7中的装置中的电路701包括采样电容器C2，该采样电容器C2具有经由诸如MOS晶体管的开关K2耦合至节点OUT的电极，并且其另一电极耦合至节点GND。开关K2的控制节点被耦合至放大器300的输入节点IN1。电路701还包括与晶体管302同一类型的参考晶体管703，具体而言，也就是说，它具有与晶体管302相同的导电类型(在所示出的示例中为N沟道)并且具有与晶体管302相同的栅极氧化物厚度和相同的沟道长度。在所示出的示例中，晶体管703的漏极被连接至节点IN2，而晶体管703的源极经由诸如电阻器的电流源705被耦合至节点GND。晶体管703以二极管方式进行安装，即，其漏极被连接至其栅极。电路701还包括比较器707，该比较器707具有第一输入端，例如，所述第一输入端是被耦合至晶体管703的源极的正输入端(+)；并且还具有第二输入端，例如，所述第二输入端是被耦合至电容器C2的与节点GND相对的电极的负输入端(-)(即，通过开关K2被耦合至节点OUT的电极)。比较器707的输出是用于传送电路701的二进制输出信号S(Δ)的节点。
电路701操作如下。
当图7中的装置在经幅度调制的射频信号的传输中操作时(开关K1断开)，开关K2与开关SW一样，由相同的信号s1进行控制，并且以与开关SW相同的频率进行开关。随后，在电流流经晶体管302的各个阶段期间(即，当开关SW处于接通状态时)，节点OUT的电压通过电容器C2进行采样。实际上应该注意的是，为了确定晶体管302的操作范围，将要与电压VGS–Vt进行比较的电压VDS是晶体管302处于导通状态时的电压VDS。因此，电容器C2被充电至基本上等于晶体管302的漏极电压VD的电压。而且，电流源705通过在晶体管302中产生小的电流流动，例如，1μA量级的电流，将参考晶体管703偏置为导通状态。那么，晶体管703的漏极和源极之间的电压基本上等于该晶体管的阈值电压，该阈值电压与晶体管302的阈值电压Vt相等(晶体管302和晶体管703本质相同)。那么，晶体管703的源极节点上的电压基本上等于节点IN2上的电压减去晶体管703的阈值电压Vt，即，值为VG–Vt。
因此，比较器707在其负输入端上可见晶体管302的漏极电压VD，并且在其正输入端上可见晶体管302的栅极电压VG和阈值电压Vt之间的差。如果比较器707的输出信号S(Δ)为高状态，即，电压VD小于电压VG–Vt，就可以推断晶体管302在线性状态操作。如果比较器707的输出信号S(Δ)为低状态，即，电压VD大于电压VG–Vt，就可以推断晶体管302实际上作为电流源进行操作。
例如，可以在校准阶段期间提供，以确定可以向数模转换器DAC的输入端施加的最大数字控制代码，而无需晶体管302进入线性操作模式。为了实现这一目的，例如，可以使施加在DAC转换器的输入端上的控制代码以逐渐递增的形式被提供，直到电路701的输出切换状态为止。作为一种变体，可以通过二分法或者任何其它适合的查找方法来执行对最大可用控制代码的查找。一旦确定了最大可用数字控制代码，就可以通过控制电路(未示出)存储该最大可用数字控制代码。用于产生将被传输的射频信号的电路随后可以被配置成从不超出该代码。例如，可以规律地重复传输装置的校准，以适应装置环境的可能的各种变化。
可以可选地提供对电路701进行去激活的工具，这些工具并未被示出。例如，这些工具可以被专门提供为，在校准的各个阶段之外和/或当装置在经频率调制的射频信号传输或经相位调制的射频信号传输中操作时，对电路701进行去激活。
图8是示出了图7中的装置的可替代的实施方式的电路图。图8中的装置包括与图7中的装置共同的元件。在此将不对这些元件再次进行详细说明。
图8中的装置能够消除对图7中的开关K2的依赖的限制，该开关K2应该能够承受可能要比供电电压VBAT高数倍的电压。
图8中的装置与图7中的装置的本质上的不同在于，图7中的电路701被替换成电路801，该电路801同样能够确定表征晶体管302的操作状态的差Δ＝(VGS–Vt)–VDS的符号，但是却具有与图7中的电路701不同的架构。
图8中的电路801包括与图7中的电路701共同的元件。在下文中，将仅对电路801和电路701之间的差异进行详细描述。
图8的装置中的电路801包括电阻性和电容性的分压桥，其中包括：第一支路，所述第一支路包括在节点OUT和节点GND之间与电阻器R11串联的电阻器R10；以及第二支路，该第二支路与所述第一支路并联，并且包括在节点OUT和节点GND之间与电容器C11串联的电容器C10，第一支路的电阻器R10和R11的连接点M连接至第二支路的电容器C10和C11的连接点。电阻器R10和电容器C10被连接至节点OUT，而电阻器R11和电容器C11被连接至节点GND。例如，第一支路的各电阻器值的比率R10/R11与第二支路的各电容值的比率C11/C10基本上相等。因此，节点M的电压是节点OUT的电压例如以10的数量级的因子缩放的镜像。
因此，该分压器实现了将图7中的开关K2替换成更小尺寸的开关K2，例如，简单的薄氧化物MOS晶体管，例如，其与晶体管SW为同一类型，能够由例如1.2V量级上的低电压电平信号进行控制。
图8中的电路801与图7中的电路701之间的差异在于，在电路801中，与节点GND相对的采样电容器C2的电极，不是如图7的示例中所示出的、经由开关K2被耦合至节点OUT，而是被连接至节点M。
而且，在图8的电路801中，电流源705被替换为将晶体管703的源极耦合至节点GND的两个处于串联关系的电阻器R12和R13。电阻器12被连接至晶体管703的源极，而电阻器13被连接至节点GND。电阻器R12和R13被选择为使得比率R12/R13基本上等于比率R10/R11。因而，电阻器R12和R13的连接点M'上的电压是晶体管703的源极电压的缩放的镜像，晶体管703的源极电压和节点M'上的电压之间的比例系数基本上与节点OUT上的电压与节点M上的电压之间的比例系数相同。
在电路801中，比较器707的正输入端不是被连接至晶体管703的源极(如图7中的示例所示)，而是被连接至节点M'。
因此，图8中的电路801与图7中的电路701的差异在于，在电路801中，比较器707不是直接比较电压VD和VG-Vt(如图7中的示例所示)，而是比较这些电压的缩放的镜像。这便于实现电压采样和比较操作。
作为非限制性的示例，电阻器R1、R10、R11、R12、R13和电容器C1、C2、C10、C11所采用的值分别位于从1kΩ至2kΩ、9kΩ、1kΩ、900kΩ、100kΩ、100pF、1pF、50fF和450fF的范围。
电路801的开关K2的控制信号可以可选地相对于开关SW的控制信号被延迟Δt的延迟时间，例如，延迟时间Δt的范围从10皮秒到100皮秒，以对节点M'上的电压和该电压的采样窗口之间可能的中心偏离进行补偿。
已经描述了具体的实施方式。但是本领域的技术人员将想到各种变化、修改及改进。特别是，所描述的实施方式不限于结合图7和图8所描述的电路的各个示例，这些电路能够确定表征晶体管302的操作状态的差Δ＝(VGS–Vt)–VDS的符号。
而且，虽然仅仅给出了其中射频信号传输装置的MOS晶体管是N沟道晶体管的实施方式，但是本领域的技术人员将能够通过将所有或部分N沟道MOS晶体管替换为P沟道MOS晶体管来获取期望的操作。
这些变化、修改及改进旨在作为本公开的一部分，并且旨在落入本发明的精神和范围之内。因此，前述描述仅仅是示例，而不是旨在进行限制。本发明仅仅由随附的权利要求及其等同方案限定。

Claims (20)

1.一种射频信号功率放大器，包括：
第一支路，所述第一支路包括在施加直流(DC)供电电压的第一节点和第二节点之间与第一电容器串联连接的电感器，其中，所述电感器和所述第一电容器的连接点形成被配置成耦合至负载的所述放大器的输出节点；
第二支路，所述第二支路包括在所述输出节点和所述第二节点之间与第一开关串联连接的第一MOS晶体管，所述第一开关具有耦合至被配置成接收第一输入信号的第一输入节点的控制节点，所述第一MOS晶体管具有耦合至被配置成接收第二输入信号的第二输入节点的栅极；以及
电路，所述电路被配置成产生二进制信号，所述二进制信号表示在所述第一MOS晶体管的漏源电压和所述第一MOS晶体管的栅源电压与阈值电压之差之间的差的符号。
2.根据权利要求1所述的放大器，其中，所述第一MOS晶体管被配置成作为响应于在所述第二输入节点处的所述第二输入信号的可控电流源进行操作。
3.根据权利要求1所述的放大器，其中，所述第一开关是第二MOS晶体管，所述第二MOS晶体管被配置成作为响应于施加到所述第二MOS晶体管的栅极上的、在所述第一输入节点处的所述第一输入信号的开关元件进行操作。
4.根据权利要求3所述的放大器，其中，所述第一MOS晶体管的栅极氧化物比所述第二MOS晶体管的栅极氧化物厚。
5.根据权利要求1所述的放大器，其中，所述电路包括：
第二电容器和第二开关，所述第二电容器和所述第二开关被配置成对电压进行采样，所述电压表示当所述第一开关处于接通状态时在所述输出节点处的电压；以及
第二MOS晶体管，所述第二MOS晶体管与所述第一MOS晶体管类型相同，并且被以二极管方式安装且被偏置到导通阈值，所述第二MOS晶体管的漏极被耦合至所述第一MOS晶体管的栅极。
6.根据权利要求5所述的放大器，其中：
所述第二电容器具有被耦合至第二供电节点的第一电极、以及通过所述第二开关被耦合至所述输出节点的第二电极；而且
所述第二MOS晶体管的源极通过电流源被耦合至所述第二供电节点；而且
所述放大器还包括比较器，所述比较器具有被耦合至所述第二电容器的所述第二电极的第一输入端以及被耦合至所述第二MOS晶体管的所述源极的第二输入端。
7.根据权利要求6所述的放大器，其中，所述二进制信号是所述比较器的输出信号。
8.根据权利要求5所述的放大器，其中：
所述第二电容器具有被耦合至第二供电节点的第一电极以及被耦合至第一分压桥电路的中点的第二电极，所述第一分压桥电路将所述输出节点耦合至所述第二供电节点；并且
所述第二MOS晶体管的源极通过分压桥电路被耦合至所述第二供电节点；并且
所述放大器还包括比较器，所述比较器具有被耦合至所述第二电容器的所述第二电极的第一输入端以及被耦合至所述中点的第二输入端。
9.根据权利要求8所述的放大器，其中，所述二进制信号是所述比较器的输出信号。
10.根据权利要求4所述的放大器，其中，所述第二开关具有被耦合至所述第一开关的所述控制节点的控制节点。
11.根据权利要求5所述的放大器，还包括：
数模转换器电路，被配置成将数字信号转换成提供给所述第二MOS晶体管的所述栅极的模拟电流；
其中，所述数字信号具有响应于所述二进制信号而设置的值，使得将所述第二MOS晶体管限制成作为电流源进行操作。
12.一种射频信号传输装置，包括：
放大器，所述放大器包括：
第一支路，所述第一支路包括在施加直流(DC)供电电压的第一节点和第二节点之间与第一电容器串联连接的电感器，其中，所述电感器和所述第一电容器的连接点形成被配置成耦合至负载的所述放大器的输出节点；
第二支路，所述第二支路包括在所述输出节点和所述第二节点之间与第一开关串联连接的第一MOS晶体管，所述第一开关具有耦合至被配置成接收第一输入信号的第一输入节点的控制节点，所述第一MOS晶体管具有耦合至被配置成接收第二输入信号的第二输入节点的栅极；以及
电路，所述电路被配置成产生二进制信号，所述二进制信号表示在所述第一MOS晶体管的漏源电压和所述第一MOS晶体管的栅源电压与阈值电压之差之间的差的符号；
控制电路，被配置成交替控制所述放大器处于下列操作模式：
第一操作模式，其中所述第一MOS晶体管的所述栅极被耦合至所述第一节点，并且其中经频率调制的射频信号或经相位调制的射频信号被施加到所述第一输入节点；以及
第二操作模式，其中向所述第一输入节点施加恒定频率、相位和幅度的射频信号，且向所述第二输入节点施加用于控制由所述第一MOS晶体管传送的电流的可变信号。
13.根据权利要求12所述的射频信号传输装置，其中，所述电路包括：
第二电容器和第二开关，所述第二电容器和所述第二开关被配置成对电压进行采样，所述电压表示当所述第一开关处于接通状态时在所述输出节点处的电压；以及
第二MOS晶体管，所述第二MOS晶体管与所述第一MOS晶体管类型相同，并且被以二极管方式安装且被偏置到导通阈值，所述第二MOS晶体管的漏极被耦合至所述第一MOS晶体管的栅极。
14.根据权利要求13所述的射频信号传输装置，其中：
所述第二电容器具有耦合至所述第二节点的第一电极以及通过所述第二开关被耦合至所述输出节点的第二电极；而且
所述第二MOS晶体管的源极通过电流源被耦合至所述第二节点；而且
所述放大器还包括比较器，所述比较器具有被耦合至所述第二电容器的所述第二电极的第一输入端以及被耦合至所述第二MOS晶体管的所述源极的第二输入端。
15.根据权利要求14所述的射频信号传输装置，其中，所述二进制信号是所述比较器的输出信号。
16.根据权利要求13所述的射频信号传输装置，其中：
所述第二电容器具有被耦合至第二供电节点的第一电极以及被耦合至第一分压桥电路的中点的第二电极，所述第一分压桥电路将所述输出节点耦合至所述第二供电节点；并且
所述第二MOS晶体管的源极通过分压桥电路被耦合至所述第二供电节点，并且
所述放大器还包括比较器，所述比较器具有被耦合至所述第二电容器的所述第二电极的第一输入端以及被耦合至所述中点的第二输入端。
17.根据权利要求16所述的射频信号传输装置，其中，所述二进制信号是所述比较器的输出信号。
18.一种射频信号功率放大器，包括：
电感器，被耦合在第一供电节点和输出节点之间；
第一电容器，被耦合在所述输出节点和第二供电节点之间；
第一MOS晶体管，被耦合在第一中间节点和所述第二供电节点之间；
其中，所述第一MOS晶体管具有被配置成接收第一输入信号的栅极；
第二MOS晶体管，被耦合在所述输出节点和所述第一中间节点之间；
其中，所述第二MOS晶体管具有被配置成接收第二输入信号的栅极；
控制电路，被配置成在所述射频信号功率放大器操作时在所述第一供电节点处施加电压作为所述第二输入信号，以对作为所述第一输入信号施加的、经频率调制的射频信号或经相位调制的射频信号进行放大；并且
所述控制电路还被配置成在施加恒定频率、相位和幅度的射频信号作为所述第一输入信号的情况下，在所述射频信号功率放大器操作时施加可变信号作为所述第二输入信号。
19.根据权利要求18所述的射频信号功率放大器，还包括被配置成产生二进制信号的电路，所述二进制信号表示在所述第一MOS晶体管的漏源电压和所述第一MOS晶体管的栅源电压与阈值电压之差之间的差的符号。
20.根据权利要求19所述的射频信号功率放大器，还包括：
数模转换器电路，被配置成将数字信号转换成提供给所述第二MOS晶体管的所述栅极的模拟电流；
其中，所述数字信号具有响应于所述二进制信号而设置的值，使得在所述控制电路施加所述可变信号作为所述第二输入信号的同时，将所述第二MOS晶体管限制成作为电流源进行操作。
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