CN101800475A - Llc谐振变换器控制方法及控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种LLC谐振变换器控制方法及控制装置，一个开关周期内，导通时间Ton通过积分比较产生，关断时间Toff通过一个时间控制电路产生，始终等于Ton，保证占空比恒定，Toff结束时，给出触发脉冲clock，开始下一个开关周期，这样，通过调节导通时间Ton就可以调节PFM的调制频率；另外通过一个脉冲宽度与导通时间Ton成比例的脉冲信号pulse，控制积分信号的复位，从而通过调节变换器工作频率实现对输出电压的调节。

Description

LLC谐振变换器控制方法及控制装置

技术领域

本发明涉及非线性控制技术，特别是LLC(双电感加电容)谐振变换器的控制技术。

背景技术

随着电力电子技术的迅速发展，大功率、高效率、高功率密度已经成为开关电源的一种发展趋势。提高开关频率是一种行之有效的解决方案，但开关频率的升高带来了开关管损耗过大的问题，这是传统BUCK变换器无法解决的，而谐振变换器则可以较好的解决这个问题，因此谐振变换器的应用得到广泛的研究与关注。LLC谐振变换电路作为一种特殊的电路拓扑，既能够满足高频化的要求，又能达到较高的变换效率，已经被业界广泛采用。

LLC变换器通常采用脉冲频率调制(Pulse Frequency Modulation，PFM)方式，即通过调节变换器的工作频率来实现对输出电压的调节。如图1所示的不对称半桥LLC谐振变换器，上下两个开关管Q1和Q2互补对称驱动，各导通50％(考虑死区时间时，略小于50％)的开关周期。其控制方法目前主要采用传统的线性反馈控制技术，即利用输出电压Vo与给定基准电压Vref的误差信号，经过环路补偿器compensator和压控震荡荡器V-F控制后，产生一系列频率可变的占空比为0.5的脉冲信号Q。脉冲信号Q再经过死区时间配置以后，直接驱动两个开关管Q1和Q2。

传统的BUCK型变换器的补偿相对比较简单，所以传统的变换器用线性反馈控制技术进行反馈控制即可，但LLC变换器是一个更高阶的开关变换器系统，其非线性更强，用传统的线性反馈控制技术时，环路补偿器的设计非常困难，再加上LLC变换器的解析模型和增益特性的复杂性，使得其环路补偿器的设计遇到了很大的困难。因此，非常需要一种非线性的控制技术来实现对LLC谐振变换器的控制。

单周期控制技术是一种大信号非线性控制技术，因为其动态响应快、鲁棒性强、容易实现等优点，已经在脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)、软开关和谐振变换器等非线性场合得到了广泛的应用。但传统的单周期控制技术是靠调节开关管控制信号的占空比D来实现对变换器的调节的，即PWM技术，而LLC变换器中的控制信号的占空比是恒定的(通常为0.5)，所以需要通过调节工作频率来实现对LLC变换器的调节，即PFM技术。因此，现有的单周期控制技术无法应用在LLC变换器中对LLC变换器的调节进行控制。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是：弥补现有技术的不足，提出了一种LLC谐振变换器的控制方法及控制装置，使单周期控制技术能在LLC谐振变换器中使用，通过调节变换器的工作频率来实现对输出电压的调节。

为此，本发明提出一种LLC谐振变换器控制方法，所述LLC谐振变换器包括原边、副边和控制电路，所述原边含有互补对称驱动的第一开关管和第二开关管，所述副边包含有第一整流二极管和第二整流二极管；该方法包括如下步骤：

A、采样步骤：对第二续流二极管的压降信号进行采样；

B、积分比较步骤：其中一个开关管导通时，对步骤A中采样的压降信号进行积分，积分后的输出信号与电压基准信号进行比较，比较结果控制驱动信号去驱动开关管的导通和关断：积分后输出信号小于电压基准信号时，驱动信号使原导通的开关管导通，另一个开关管关断，此时间段为原边开关管的导通时间；当积分后输出信号达到电压基准信号时，驱动信号使原导通的开关管关断，原关断的开关管导通，进入原边开关管的关断时间；

C、复位步骤：进入原边开关管的关断时间时，控制产生一个复位信号，使复位信号的脉冲宽度与导通时间成比例，该复位信号用于将积分后的输出信号复位；

D、关断时间控制步骤：进入原边开关管的关断时间时，控制原边开关管的关断时间的大小，使关断时间等于或接近等于导通时间，从而使开关管的控制信号占空比等于或接近等于0.5；

E、新周期启动步骤：关断时间结束时，重新启动步骤B，开始下一个周期。

优选的技术方案中，

所述D步骤还包括死区时间配置步骤，使所述关断时间接近等于导通时间，从而使开关管的控制信号占空比等于0.5。

所述采样是反比例采样。

所述复位步骤通过窄脉冲发生器实现，窄脉冲发生器产生的窄脉冲宽度始终与对应的导通时间成比例。

本发明还提出一种LLC谐振变换器控制装置，所述LLC谐振变换器包括原边、副边和控制电路，所述原边含有互补对称驱动的第一开关管和第二开关管，所述副边包含有第一整流二极管和第二整流二极管，所述控制电路产生控制信号输入到所述第一开关管和第二开关管的控制端，控制所述第一开关管和第二开关管的通断；所述控制电路包括：

采样单元，对所述第二整流二极管的压降信号进行采样；

积分单元，用于对采样的所述第二整流二极管的压降信号进行积分；

比较单元，用于将积分单元的输出信号与一电压基准进行比较，比较结果控制驱动信号去驱动原边开关管的导通和关断；

复位单元，用于产生一个复位信号，该复位信号与导通时间成比例，用于控制积分器的复位开关，将积分后的输出信号复位；

时间控制单元，用于控制原边开关管的关断时间的大小，使关断时间等于或接近等于导通时间，从而使占空比等于或接近等于0.5，并在关断时间结束时产生时钟信号，触发下一个周期的导通时间阶段。

优选的技术方案中，

还包括死区配置单元，所述控制电路的控制信号经死区配置单元后再接入到原边的开关管的控制端；所述死区配置单元使所述关断时间接近等于导通时间。

所述控制电路还包括RS触发器，所述控制电路产生驱动信号是通过RS触发器进行的；所述RS触发器的输入端与比较单元的输出端相连，RS触发器的输出端分别与时间控制单元、复位单元的输入端相连，并且与原边开关管的控制端相连或通过死区配置单元与原边开关管的控制端相连。

所述复位单元是窄脉冲发生器，窄脉冲发生器产生的窄脉冲宽度始终与对应的导通时间成比例。

所述时间控制单元是包含有计时部件的脉冲clock发生器，以产生触发脉冲。

本发明与现有技术对比的有益效果是：一个开关周期内，导通时间通过积分比较产生，关断时间通过一个时间控制电路产生，始终等于导通时间，保证占空比恒定，关断时间结束时，给出触发脉冲，开始下一个开关周期，这样通过调节导通时间就可以调节PFM的调制频率；另外通过一个与导通时间成比例的脉冲信号，控制电压信号的复位，从而通过调节变换器工作频率实现对输出电压的调节。因此，通过上述方案，就实现了非线性控制技术对LLC谐振变换器的控制，解决了传统的线性反馈控制技术中环路补偿器的设计困难的问题。

附图说明

图1是LLC谐振变换器结构示意图；

图2是本发明的控制思路示意图；

图3是本发明一个实施例的控制电路原理图；

图4是图3所示电路工作时的工作波形图；

图5是本发明应用例的示意图。

具体实施方式

下面通过具体的实施方式并结合附图对本发明做进一步详细说明。

下述实施例中所介绍的是适于在LLC谐振变换器等变频系统中应用的单周期控制技术，采用新型的积分复位技术，利用单周期控制原理，产生占空比恒定(通常为0.5)的控制脉冲。其控制思路是：一个开关周期内，导通时间Ton通过积分比较产生，关断时间Toff通过一个时间控制电路产生，始终等于导通时间Ton，保证占空比恒定，关断时间Toff结束时，给出触发脉冲clock，开始下一个开关周期。如图2所示。这样，通过调节导通时间Ton就可以调节PFM的调制频率。

图3示出了本发明的一个实施例，其中，为了不失一般性，图中将受控LLC谐振变换器省略未画出，只示出控制电路部分。但需说明的是，LLC谐振变换器电路组成中基本包括原边、副边和控制电路，原边含有互补对称驱动的第一开关管和第二开关管，副边包含有第一整流二极管和第二整流二极管。图3所示控制电路由采样电路1、可复位的积分器2、比较器3、控制器(RS触发器)4、脉冲clock发生器5和复位窄脉冲发生器6等几部分组成。

采样电路1是比例系数为K的反比例采样电路。当开关Swith导通时，LLC谐振变换器副边的第二整流二极管的压降信号X(t)与控制电路的输入信号Y(t)相等，采样电路进行采样，输出信号Vp，满足Vp＝-K*Y(t)。

可复位的积分器2，接收采样电路1的输出信号Vp进行积分，输出信号Vint。

比较器3，比较可复位的积分器2的输出信号Vint与给定基准电压Vref，当积分后输出信号Vint小于给定基准电压Vref时，比较器3的输出信号输入RS触发器4，RS触发器4输出的驱动信号q为高电平，使原导通的上开关管Q1导通，下开关管Q2关断，此时间段为原边开关管的导通时间Ton；当积分后输出信号Vint达到给定基准电压Vref时，RS触发器4接收比较器3的输出信号后复位，RS触发器4输出的驱动信号q为低电平，使第一开关管关断，第二开关管导通，进入原边开关管的关断时间Toff。

当驱动信号q由高电平变为低电平时，复位窄脉冲发生器6被触发工作，产生一个复位信号pulse，用于控制积分器2的复位开关Sw，将积分后的输出信号Vint复位。复位信号pulse的宽度始终与对应的导通时间Ton成比例，即与开关周期Ts成比例，满足Tpulse＝m*Ts，m为根据LLC谐振变换器预设的输出电压与给定电压基准之间的比例关系确定的小于1的正比例系数。

当驱动信号q由高电平变为低电平时，脉冲clock发生器5也被触发工作，控制原边开关管的关断时间Toff的大小，使关断时间Toff接近等于导通时间Ton，从而使控制信号的占空比接近等于0.5，并在关断时间Toff结束时产生时钟信号clock，触发下一个周期的导通时间Ton阶段。其中，导通时间Ton和关断时间Toff是经过死区时间配置后才达到接近等于的状态。

系统的工作波形如图4所示，t1时刻，RS触发器4被置位，开关switch的驱动信号q为高电平，switch导通，此时控制电路的输入信号Y(t)＝X(t)，X(t)为LLC谐振变换器副边的第二整流二极管的压降信号。控制电路的输入信号Y(t)经采样电路1后变为Vp，Vp通过电阻R2连接至可复位的积分器2实现对控制电路的输入信号Y(t)的积分，可复位的积分器2输出Vint从初值Vr1开始正方向线性增长。t2时刻，Vint达到给定基准电压Vref，比较器3状态翻转，RS触发器4复位，驱动信号q由高变低，开关switch关断。关断信号触发复位窄脉冲发生器6工作，产生一个宽度与Ton成比例的复位信号pulse，复位信号pulse驱动可复位的积分器2的复位开关Sw闭合，此时，给定基准电压Vref通过电阻R1连接至可复位的积分器2，开始对可复位的积分器2反向线性复位，t3时刻，窄脉冲结束，复位即停止，可复位的积分器2可能并没有完全复位至零，而是复位到某一个初值Vr2，下一个触发脉冲clock到来时，积分器从此初值开始积分。t2时刻，关断信号同时触发脉冲clock发生器5工作，t4时刻，脉冲clock发生器5判断出关断时间Toff＝Ton，给出clock信号，使RS触发器4置位，开始下一个开关周期。

t2时刻可复位的积分器2输出Vint满足下式：

$V_{\mathrm{int}}=V_{r1}+\frac{k}{R_{2}C}{\∫}_{t1}^{t2}Y\left(t\right)\·\mathrm{dt}=V_{\mathrm{ref}}\left(t\right)$

t4时刻可复位的积分器2的初值Vr2由下式决定：

$V_{r2}=V_{\mathrm{ref}}\left(t\right)+{\∫}_{t2}^{t3}[\frac{-1}{R_{1}C}\·V_{\mathrm{ref}}\left(t\right)+\frac{k}{R_{2}C}\·Y\left(t\right)]\·\mathrm{dt}+{\∫}_{t3}^{t4}\frac{Y\left(t\right)}{R_{2}C}\·\mathrm{dt}$

当系统进入稳态时，相邻开关周期的可复位的积分器2的初值必然相等，即Vr1＝Vr2，因此将Vr2的表达式代入Vint的表达式中，得到：

$V_{\mathrm{int}}=V_{\mathrm{ref}}\left(t\right)+{\∫}_{t2}^{t3}[\frac{-1}{R_{1}C}\·V_{\mathrm{ref}}\left(t\right)+\frac{k}{R_{2}C}\·Y\left(t\right)]\·\mathrm{dt}+{\∫}_{t3}^{t4}\frac{Y\left(t\right)}{R_{2}C}\·\mathrm{dt}$

$+\frac{k}{R_{2}C}{\∫}_{t1}^{t2}Y\left(t\right)\·\mathrm{dt}=V_{\mathrm{ref}}\left(t\right)$

整理得：

${\∫}_{t1}^{t4}\frac{k}{R_{2}C}\·Y\left(t\right)\·\mathrm{dt}={\∫}_{t2}^{t3}\frac{1}{R_{1}C}\·V_{\mathrm{ref}}\left(t\right)\·\mathrm{dt}$

由图4知，Tpulse＝t3-t2，Ts＝t4-t1，则上式可等效为：

${\∫}_0^{\mathrm{Ts}}\frac{k}{R_{2}C}\·Y\left(t\right)\·\mathrm{dt}={\∫}_0^{T_{\mathrm{pulse}}}\frac{1}{R_{1}C}\·V_{\mathrm{ref}}\left(t\right)\·\mathrm{dt}$

上式即为单周期控制的核心方程，因为Tpulse＝m*Ts，LLC谐振变换器进入稳态时，上式即等效为：

$\frac{k}{R_{2}C}\·Y\left(t\right)=\frac{1}{R_{1}C}\·\mathrm{Vref}\left(t\right)$

式子左右变换后，则得到变换器开关输出满足下式：

$Y\left(t\right)=\frac{R_{2}m}{R_{1}k}\·V_{\mathrm{ref}}\left(t\right)$

在上述实施例中，驱动信号q的导通时间Ton由可复位的积分器2比较产生，关断时间Toff由脉冲clock发生器5控制产生，满足Toff＝Ton，保证占空比恒定(0.5)。但是，关断时间Toff也有可能并不完全等于导通时间Ton，即控制电路产生的驱动信号q的占空比可能不完全等于0.5，所以可增加一个配置死区时间的步骤使占空比完全等于0.5。

根据上述实施例的工作流程，总结得到本发明的控制电路的控制方法为：

A、采样步骤：对LLC谐振变换器的副边的第二续流二极管的压降信号进行采样；

B、积分比较步骤：其中当LLC谐振变换器的原边的一个开关管(第一开关管或第二开关管)导通时，对步骤A中采样的压降信号进行积分，积分后的输出信号Vint与给定基准电压Vref进行比较，比较结果控制驱动信号去驱动开关管(第一开关管或第二开关管)的导通和关断：积分后输出信号Vint小于给定基准电压Vref时，驱动信号使原导通的开关管导通，另一个开关管关断，此时间段为原边开关管的导通时间Ton；当积分后输出信号Vint达到给定基准电压Vref时，驱动信号使原导通的开关管关断，原关断的开关管导通，进入原边开关管的关断时间Toff；

C、复位步骤：进入原边开关管的关断时间Toff时，控制产生一个复位信号pulse，使复位信号pulse的脉冲宽度与导通时间Ton成比例，该复位信号pulse用于将积分后的输出信号复位；

D、关断时间控制步骤：进入原边开关管的关断时间Toff时，控制原边开关管(第一开关管或第二开关管)的关断时间Toff的大小，使关断时间Toff等于或接近等于导通时间Ton，从而使开关管(第一开关管或第二开关管)的控制信号占空比等于或接近等于0.5；

E、新周期启动步骤：关断时间结束时，重新启动步骤B，开始下一个周期。

在上述实施例中，控制方法和控制逻辑是用模拟电路方式实现的，但它也可用数字方式实现，数字实现时，可能不需要触发脉冲clock发生器和复位窄脉冲发生器等具体的实现电路，只是控制逻辑上相同。比如：可以用软件通过程序来实现，这样一来，这些积分电路、比较电路、触发电路、脉冲发生电路等都可以变型为一些计算机算法语句。在此不再列举具体的例子。

图5所示为上述实施例中的单周期控制技术在不对称半桥LLC谐振变换器中的应用，其中10为上述实施例中所介绍的控制电路。图5中，以变换器副边40第二整流二极管DR2上的压降VDR2为受控量，即作为控制电路中的开关输出信号Y(t)，原边30开关管Q1导通时，Y(t)＝2Vo。Y(t)信号进入控制电路10后，产生占空比恒定(0.5)的脉冲信号q，q经过死区配置电路20产生q1、q2，输入到原边的开关管Q1、Q2的控制端栅极，直接控制两个开关管Q1和Q2。该控制方法始终保证每个开关周期内，受控量(输出二极管电压)的平均值正比于给定基准电压Vref，即保证输出电压Vo正比于Vref，实现对变换器的控制。输出电压与电压基准的关系：

$V_o=\frac{R_{2}m}{2R_{1}k}\·V_{\mathrm{ref}}\left(t\right)$

图5只是本发明应用的实施例之一，但本发明可应用于更多场合，包括所有采用恒占空比变频控制的半桥、全桥、三电平半桥、三电平全桥LLC谐振变换器，无论副边采用全桥整流，全波整流还是倍流整流方式，都可能应用本控制方法和装置。

上述实施例的控制逻辑与控制思想，实现了单周控制技术在LLC谐振变换器等恒占空比变频系统中的应用。同时，上述实施例中还包含一些具体的实施细节，比如它用变宽度的窄脉冲反向线性复位法对积分器进行复位，保证单周控期控制在恒占空比控制系统中的应用；窄脉冲宽度与对应的开关周期成比例，满足Tpulse＝m*Ts。但以上内容只是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims (9)

1.一种LLC谐振变换器控制方法，所述LLC谐振变换器包括原边(30)、副边(40)和控制电路(10)，所述原边(30)含有互补对称驱动的第一开关管(Q1)和第二开关管(Q2)，所述副边(40)包含有第一整流二极管(DR1)和第二整流二极管(DR2)；其特征在于，该方法包括如下步骤：

A、采样步骤：对第二续流二极管(DR2)的压降信号进行采样；

B、积分比较步骤：其中一个开关管(Q1、Q2)导通时，对步骤A中采样的压降信号进行积分，积分后的输出信号(Vint)与电压基准信号(Vref)进行比较，比较结果控制驱动信号去驱动开关管(Q1、Q2)的导通和关断：积分后输出信号(Vint)小于电压基准信号(Vref)时，驱动信号使原导通的开关管导通，另一个开关管关断，此时间段为原边开关管的导通时间(Ton)；当积分后输出信号(Vint)达到电压基准信号(Vref)时，驱动信号使原导通的开关管关断，原关断的开关管导通，进入原边开关管的关断时间(Toff)；

C、复位步骤：进入原边开关管的关断时间(Toff)时，控制产生一个复位信号(pulse)，使复位信号(pulse)的脉冲宽度与导通时间(Ton)成比例，该复位信号(pulse)用于将积分后的输出信号复位；

D、关断时间控制步骤：进入原边开关管的关断时间(Toff)时，控制原边开关管(Q1、Q2)的关断时间(Toff)的大小，使关断时间(Toff)等于或接近等于导通时间(Ton)，从而使开关管(Q1、Q2)的控制信号占空比等于或接近等于0.5；

E、新周期启动步骤：关断时间结束时，重新启动步骤B，开始下一个周期。

2.如权利要求1所述的LLC谐振变换器控制方法，其特征是：所述D步骤还包括死区时间配置步骤，使所述关断时间(Toff)接近等于导通时间(Ton)，从而使开关管(Q1、Q2)的控制信号占空比等于0.5。

3.如权利要求1所述的LLC谐振变换器控制方法，其特征是：所述采样是反比例采样。

4.如权利要求1所述的LLC谐振变换器控制方法，其特征是：所述复位步骤通过窄脉冲发生器实现，窄脉冲发生器产生的窄脉冲宽度(Tpulse)始终与对应的导通时间(Ton)成比例。

5.一种LLC谐振变换器控制装置，所述LLC谐振变换器包括原边(30)、副边(40)和控制电路(10)，所述原边含有互补对称驱动的第一开关管(Q1)和第二开关管(Q2)，所述副边包含有第一整流二极管(DR1)和第二整流二极管(DR2)，所述控制电路产生控制信号输入到所述第一开关管(Q1)和第二开关管(Q2)的控制端，控制所述第一开关管(Q1)和第二开关管(Q2)的通断；其特征在于，所述控制电路包括：

采样单元，对所述第二整流二极管(DR2)的压降信号进行采样；

积分单元，用于对采样的所述第二整流二极管(DR2)的压降信号进行积分；

比较单元，用于将积分单元的输出信号与一电压基准(Vref)进行比较，比较结果控制驱动信号去驱动原边开关管(Q1、Q2)的导通和关断；

复位单元，用于产生一个复位信号(pulse)，该复位信号(pulse)与导通时间(Ton)成比例，用于控制积分器的复位开关，将积分后的输出信号复位；

时间控制单元，用于控制原边开关管(Q1、Q2)的关断时间(Toff)的大小，使关断时间(Toff)等于或接近等于导通时间(Ton)，从而使占空比等于或接近等于0.5，并在关断时间(Toff)结束时产生时钟信号(clock)，触发下一个周期的导通时间(Ton)阶段。

6.如权利要求5所述的LLC谐振变换器控制装置，其特征是：还包括死区配置单元(20)，所述控制电路的控制信号经死区配置单元(20)后再接入到原边的开关管(Q1、Q2)的控制端；所述死区配置单元(20)使所述关断时间(Toff)接近等于导通时间(Ton)。

7.如权利要求5或6所述的LLC谐振变换器控制装置，其特征是：所述控制电路还包括RS触发器(4)，所述控制电路产生驱动信号是通过RS触发器(4)进行的；所述RS触发器(4)的输入端与比较单元的输出端相连，RS触发器(4)的输出端分别与时间控制单元、复位单元的输入端相连，并且与原边开关管的控制端相连或通过死区配置单元(20)与原边开关管的控制端相连。

8.如权利要求5所述的LLC谐振变换器控制装置，其特征是：所述复位单元是窄脉冲发生器，窄脉冲发生器产生的窄脉冲宽度(Tpulse)始终与对应的导通时间(Ton)成比例。

9.如权利要求5所述的LLC谐振变换器控制装置，其特征是：所述时间控制单元是包含有计时部件的脉冲clock发生器(5)，以产生触发脉冲(clock)。

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