CN105071651A - 一种环路补偿方法及电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种环路补偿方法，包括的步骤为：开关电路受一个预设占空比的控制信号控制接收开关电源反馈网络输出的误差放大信号并输出给滞后补偿电路；所述的滞后补偿电路生成补偿后的信号并传送给采样电路；所述的采样电路受另一个预设占空比的控制信号控制将接收到的所述的补偿后的信号传送给开关电源主功率开关管的占空比控制电路。本方法实现了控制电路全部集成于控制器中，减少了外围元件的数量，降低了电源成本，同时还使得补偿后的信号得以完整保存，避免在开关电路截止时，补偿后的信号发生信号失真现象。此外，本发明还公开了一种对应上述方法的环路补偿电路。

Description

一种环路补偿方法及电路

技术领域

本发明涉及一种环路补偿方法及电路，适合应用在开关变换器领域。

背景技术

开关变换器(又称开关电源)一般都是通过负反馈控制环路来使变换器的输出电压保持稳定。然而，对于任何负反馈系统，都存在环路稳定性的问题。控制系统的稳定性是由系统结构决定的，因为控制系统一般都含有储能元件和惯性元件，如电容和电感。由于这类元件的能量不能突变，当系统受到扰动或有输入量时，控制过程不会立即完成，而是有一定的延迟，如果这个延迟造成反馈回来的信号刚好同相地加到原扰动或输入信号，那么系统将出现振荡现象。如果这个振荡过程是逐渐减弱的，系统最终将趋于稳定；如果振荡过程维持恒定或逐步增强，系统将失控，即为不稳定系统。根据“巴克豪森判据”要求，控制系统稳定的准则是：在开环环路增益为1的频率(即穿越频率)处，系统所有环节的总开环相位延迟必须小于360°。另外，将系统在穿越频率处所对应的相位角与-180°之差定义为相位裕度。相位裕度太小，系统会出现减幅振荡；相位裕度太大则系统的响应速度变慢。为了减小反馈系统阶跃响应引起的振荡幅度，并提供快速的调节速度，一般将相位裕度设计在45°到70°之间。

为了满足相位裕度的要求，在开关变换器中常常会采用滞后补偿电路。如图1所示，无源滞后补偿电路通常由两个电阻R₁、R₂和一个电容C₁依次串联组成，它的传递函数G_c(s)由式(1)给出，

$G_c\left(s\right)=\frac{R_2+\frac{1}{{\mathrm{sC}}_1}}{R_1+R_2+\frac{1}{{\mathrm{sC}}_1}}=\frac{1+{\mathrm{sR}}_2{C}_1}{1+s(R_1+R_2)C_1}---\left(1\right)$

式(1)中s是s域的自变量，又称为“复频率”。

设则式(1)变换为：

$G_c\left(s\right)=\frac{1+Ts}{1+\mathrm{\α}Ts}---\left(2\right)$

根据公知常识可知补偿的零点频率f_z和极点频率f_p分别为：

$f_z=\frac{1}{2\mathrm{\π}T}=\frac{1}{2{\mathrm{\πR}}_2{C}_1}---\left(3\right)$

$f_p=\frac{f_z}{\mathrm{\α}}==\frac{1}{2\mathrm{\π}(R_1+R_2)C_1}---\left(4\right)$

上述滞后补偿电路传递函数的相关公式推导及其频率特性在化学工业出版社出版的，由孙优贤和王慧主编的《自动控制原理》第1版中有详细的分析，该书的ISBN号为978-7-122-11607-9，特别地，在《自动控制原理》中253页至256页中作者描述了应用频域法设计滞后补偿电路的步骤。为了保证滞后补偿电路在系统截止频率f_c(在开关变换器中又称为穿越频率)处的滞后角度不大于-6°，一般取补偿的零点频率为穿越频率的十分之一，而在开关变换器系统中，穿越频率一般设计为开关频率的1/6～1/10以满足稳定性需求。环路稳定性在人民邮电出版社出版的，由SanjayaManiktala著写，王志强等人翻译的《精通开关电源设计》第一版中有详细的分析，该书的ISBN号为978-7-115-18500-6，在《精通开关电源设计》第1版的第7章，尤其是201页的7.24节给出了一个目前最流行最简单的判断环路稳定性方法。

若一个电源系统的开关频率为100kHz，则其穿越频率最大为16.7kHz，那么采用滞后补偿设计的零点频率可取为1.67kHz，由式(3)和式(4)可以算出，当R₂＝68kΩ时，C₁≈1.4nF，若α取6，则R₁＝340kΩ。

若该电源系统采用的是PFM控制，那么在轻载时开关频率还会减小，特别是空载开关频率将降至最低，以空载开关频率为1kHz为例，根据上述滞后补偿电路设计方法，分别计算出满载和轻载情况下，所需的补偿元件R₁、R₂、C₁的规格，如下表一：

表一

一般要兼顾空载的环路稳定性，补偿电容C₁应该取140nF，但是不论是1.4nF，还是140nF的电容都是不易于在控制器中集成的，而且因为补偿电容较大，还严重影响了补偿电路输出信号的摆率，给系统造成较差且较难校正的动态特性。

虽然在集成电路中电阻可以使用折叠的画法来减小面积，因此在集成电路中通常会在RC常数不变的前提下，使用较大的电阻来减小电容已获得较小的面积，但是就算这样操作，将现有技术直接延伸到集成电路上仍然是难以实现的，如下表二所示：

表二

由表二可见，即使将电阻放大近44倍，电容C₁也只能缩小至3.17nF，仍然不易于集成，不利于提高系统动态特性。

发明内容

鉴于上述现有技术的缺点和局限性，本发明要解决的第一个技术问题是：提供一种环路补偿方法，可以采用较小的电容和电阻等无源器件来实现滞后补偿，故可将控制电路全部集成于控制器中，从而减少了外围元件的数量，降低电源成本。特别的，本发明提供的环路补偿方法在脉冲频率调制(PFM)控制方式的应用场合中，还可以实现动态零点和极点补偿，故只需要一个相对小的电容就能够同时满足满载(较高的开关频率)和空载(较低的开关频率)等条件下的开关电源环路稳定性要求。更特别的，本发明提供的环路补偿方法在保证系统稳定性的同时，还能提高系统的动态特性。

与此相应，本发明要解决的第二个技术问题是：提供一种利用上述方法的环路补偿电路。

本发明解决上述第一个技术问题的技术方案是：

一种环路补偿方法，包括如下步骤：

开关电路受一个预设占空比的控制信号控制接收开关电源反馈网络输出的误差放大信号并传送给滞后补偿电路，所述的预设占空比能将所述的滞后补偿电路的RC常数进行放大；

所述的滞后补偿电路生成补偿后的信号并传送给采样电路；

所述的采样电路受另一个预设占空比的控制信号控制将接收到的所述的补偿后的信号传送给开关电源主功率开关管的占空比控制电路。

以上为环路补偿方法的原始技术方案。下文具体实施方式部分将会以简单的RC滤波电路来说明利用开关电路增大RC常数的原理，通过相关分析我们能够预知上述技术方案可以根据开关电路控制信号的占空比将滞后补偿电路的RC常数进行放大，从而实现滞后补偿电路的可集成化；与此同时，还能减小滞后补偿电路中第一电容，以便通过所述的快速响应电路来提高现有技术的动态特性。

优选地，所述的采样电路完整地保存所述的补偿后的信号后并完整地传送给所述的开关电源主功率开关管的占空比控制电路。

作为开关电路的一种具体的实施方式，所述的开关电路的预设占空比都是一个固定值。这样在电源开关频率较高且不会负载变化时，能够使用一固定占空比将补偿电容集成。

优选地，所述的开关电路的控制信号是基于所述的开关电源主功率开关管的驱动信号产生的。

更优地，所述的控制信号的频率与开关电源主功率开关管的开关频率成正比。那么在脉冲频率调制(PFM)控制方式的应用场合中，所述的控制信号的频率就能够与开关频率一起随着负载变化而变化，以实现动态的零点和极点补偿，即只需要一个相对小的补偿电容就能够同时满足满载(较高的开关频率)和空载(较低的开关频率)等条件下的开关电源环路稳定性要求。

作为采样电路的一种具体的实施方式，所述的采样电路的预设占空比与所述的开关电路的预设占空比相同，且所述的采样电路的控制信号和所述的开关电路的控制信号是一对同步信号。这样以便能同步完成环路补偿功能，更便捷、更有效地避免发生所述的补偿后的信号采样失真的问题。

本发明解决上述第二个技术问题的技术方案是：

一种环路补偿电路，包括：开关电路、滞后补偿电路和采样电路；

所述的开关电路受一个预设占空比的控制信号控制接收开关电源反馈网络输出的误差放大信号并传送给滞后补偿电路，所述的预设占空比能将所述的滞后补偿电路的RC常数进行放大；

所述的滞后补偿电路生成补偿后的信号并传送给采样电路；

所述的采样电路受另一个预设占空比的控制信号控制将接收到的所述的补偿后的信号传送给开关电源主功率开关管的占空比控制电路。

优选地，所述的采样电路完整地保存所述的补偿后的信号后并完整地传送给所述的开关电源主功率开关管的占空比控制电路。

作为开关电路的一种具体的实施方式，所述的开关电路的预设占空比是一个固定值。

优选地，所述的开关电路的控制信号是基于所述的开关电源主功率开关管的驱动信号产生的。

作为采样电路的一种具体的实施方式，所述的采样电路的预设占空比与所述的开关电路的预设占空比相同。

更优地，所述的采样电路的控制信号和所述的开关电路的控制信号是一对同步信号。

上述电路原始的技术方案和优选的技术方案与方法方案对应，各方案或技术特征的原理、作用及带来的有益效果相同，在此不再赘述。

作为开关电路的一种具体的实施方式，所述的开关电路包括PMOS管PM1和NMOS管NM1组成的传输门电路，以及非门111，所述的PMOS管PM1的漏极与所述的NMOS管NM1的源极连接组成所述的开关电路的第一端与所述的开关电源反馈网络输出的误差放大信号连接，所述的PMOS管PM1的源极与所述的NMOS管NM1的漏极连接组成所述的开关电路的第二端与所述的滞后补偿电路连接，所述的非门111的输入端与所述的NMOS管NM1的栅极连接形成所述的开关电路的第三端与所述的开关电路的控制信号连接；所述的非门111的输出端与所述的PMOS管PM1的栅极连接。

作为滞后补偿电路的一种具体的实施方式，所述的滞后补偿电路包括电阻R₁₀₁、电阻R₁₀₂和电容C₁₀₁，所述的电阻R₁₀₁的第一端与所述的开关电路连接，所述的电阻R₁₀₁的第二端、所述的电阻R₁₀₂的第一端与所述的采样电路连接，所述的电阻R₁₀₂的第二端与所述的电容C₁₀₁的第一端连接，所述的电容C₁₀₁的第二端接参考电位(或称接“地”)。

作为滞后补偿电路的更优地一种具体的实施方式，所述的滞后补偿电路包括电阻R_201a、电阻R_201b、电阻R₂₀₂和电容C₂₀₁，所述的电阻R_201a、电阻R_201b、电阻R₂₀₂和电容C₂₀₁依次串接后接参考电位(或称接“地”)，所述的电阻R_201a的两端还并联了一个快速响应电路。所述的快速响应电路能够在开关电源负载发生突变时，提高了滞后补偿电路的响应速度，有效地避免了由于补偿极点频率低引起的动态性能差的问题，提高环路的动态响应特性。

作为上述快速响应电路的具体的实施方式，所述的快速响应电路至少包含两个相同或不同类型的双极型晶体管，或者是两个相同或不同类型的MOS管，又或者是两个二极管。

作为上述快速响应电路的一种具体的实施方式，所述的快速响应电路包括NMOS管NM2和NM3，所述的NMOS管NM2的栅极、漏极与所述的NMOS管NM3的漏极连接形成所述的快速响应电路的第一端，所述的NMOS管NM2的源极与所述的NMOS管NM3的栅极、源极连接形成所述的快速响应电路的第二端；所述的快速响应电路的第一端与所述的电阻R_201a的连接于所述的开关电路的一端连接，所述的快速响应电路的第二端与所述的电阻R_201a的另一端连接。

为了满足集成电路的工艺要求，上文提到的NMOS管NM1、NM2和NM3以及下文描述的NMOS管NM4的衬底都与所在集成电路的最低电位连接，而PMOS管PM1和PM2的衬底都与所在集成电路的最高电位连接，若所在集成电路存在两个或两个以上不同的高电位，则PMOS管的衬底电位需参照工艺说明书进行选取。

作为采样电路的具体的实施方式，所述的采样电路至少包含一个缓冲器、一个采样开关和一个电容。

作为采样电路的一种具体的实施方式，所述的采样电路包括缓冲器204、采样开关205和电容C₂₀₂，所述的缓冲器204的输入端与所述的滞后补偿电路连接，所述的缓冲器204的输出端与所述的采样开关205的第一端连接，所述的采样开关205的第二端与占空比控制电路的输入端连接，所述的采样开关205的第二端还经过所述的电容C₂₀₂接参考电位，所述的采样开关205的第三端与采样开关205的控制信号连接。

优选地，所述的采样开关205的控制信号与所述的开关电路的控制信号采用同一个控制信号。

作为上述缓冲器的一种具体的实施方式，所述的缓冲器204为一个差分放大器，所述的差分放大器的正相输入端形成所述的缓冲器204的输入端，所述的差分放大器的反相输入端与所述的差分放大器的输出端连接形成所述的缓冲器204的输出端。

作为上述采样开关的一种具体的实施方式，所述的采样开关205，包括PMOS管PM2和NMOS管NM4组成的传输门电路，第二非门211，所述的PMOS管PM2的漏极与所述的NMOS管NM4的源极连接组成所述的采样开关205的第一端，所述的PMOS管PM2的源极与所述的NMOS管NM4的漏极连接组成所述的采样开关205的第二端，所述的非门211的输入端与所述的NMOS管NM4的栅极连接形成所述的采样开关205的第三端；所述的第二非门211的输出端与所述的PMOS管PM2的栅极连接。

可见，所述的采样开关与所述的开关电路的具体结构可以类似，第二非门的位置可以根据采样开关的控制信号类型进行改变，上述采样开关的连接关系是建立在采样开关和开关电路采用同一个的控制信号的前提下的。

以上对本发明的方法和电路各技术方案及技术特征的原理、作用等进行了分析，现将本发明的有益效果总结如下：

1、可以根据开关电路控制信号的占空比将滞后补偿电路的RC常数进行放大，从而实现滞后补偿电路的可集成化；

2、能减小滞后补偿电路中第一电容，以便通过所述的快速响应电路来提高现有技术的动态特性；

3、所述控制信号的频率还可以与开关电源的开关频率相同，在脉冲频率调制(PFM)控制方式的应用场合中，可以实现动态零点和极点补偿，即只需要一个相对小的补偿电容就能够同时满足满载(较高的开关频率)和空载(较低的开关频率)等条件下的开关电源环路稳定性要求；

4、在保证系统稳定性的同时，还能提高系统的动态特性；

5、能同步并有效地完成环路补偿功能，避免发生所述的补偿后的信号的信号失真问题；

6、能够在开关电源负载发生突变时，提高滞后补偿电路的响应速度，有效地避免了由于补偿极点频率低引起的动态性能差的问题，提高环路的动态响应特性。

附图说明

图1为现有技术的滞后补偿电路的电路示意图；

图2(a)为本发明实施例1中的离散时间RC滤波电路的电路示意图；

图2(b)为图2(a)的等效连续时间RC滤波电路的电路示意图；

图3为应用了本发明环路补偿电路的控制器的原边反馈应用的控制电路示意图；

图4为本发明实施例1中应用了本发明环路补偿电路的控制器的原理框图；

图5为本发明实施例1环路补偿电路中的开关电路的电路示意图；

图6为应用了本发明环路补偿电路的控制器的副边反馈应用的控制电路示意图；

图7为本发明实施例2中应用了本发明环路补偿电路的控制器的原理框图；

图8为本发明实施例2环路补偿电路中采样开关的电路示意图；

图9为本发明实施例2环路补偿电路中的快速响应电路的电路示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。在本发明的实施例中，环路补偿电路中所用的NMOS管和PMOS管的衬底都没有示出，若没有特殊强调，NMOS管的衬底接所在集成电路的最低电位，PMOS管的衬底接所在集成电路的符合工艺要求的高电位，且NMOS管和PMOS管皆为对称器件。

在说明本发明的环路补偿电路之前，先以简单的RC滤波电路来说明一下利用开关电路增大RC常数的原理。

如图2(a)所示为本发明实施例1中的离散时间RC滤波电路的电路示意图，离散时间RC滤波电路包括一个电流源I_gm，一个开关电路S、一个电阻R和一个电容C_r，电流源I_gm依次经过开关电路S、电阻R和电容C_r接地。开关电路S由一个脉冲宽度为T_p，周期为T_sw的控制信号控制，即开关电路的占空比为T_p/T_sw<1，此处控制信号的频率1/T_sw远大于电流源I_gm的电流信号频率和RC滤波电路的截止频率。若在离散时间RC滤波电路的一个周期T_sw中，电容C_r的电压增量为ΔV，那么在周期T_sw电容C_r储存的电荷量Q为：

Q＝I_gm·T_p＝C_r·ΔV(5)

现将离散时间RC滤波电路等效为连续时间RC滤波电路，如图2(b)所示，图2(b)为图2(a)的等效连续时间RC滤波电路的电路示意图，电流源I_gm依次经过电阻R和电容C_eq接地。若在时间T_sw内，电容C_eq的电压增量亦为ΔV，则有：

I_gm·T_sw＝C_eq·ΔV(6)

联立式(5)和式(6)可得：

$C_{eq}=\frac{T_{sw}}{T_p}\&CenterDot;C_r---\left(7\right)$

可见在满足开关电路的控制信号频率1/T_sw远大于电流源I_gm的电流信号频率和RC滤波电路的截止频率的条件下，离散时间电容C_r可以小于等效的连续时间电容C_eq，因此在已知RC常数的情况下可以通过开关电路减小电容C_r。通过开关电路的特点，我们同样也能实现滞后补偿电路的片内集成。

实施例1

如图3所示为应用了本发明环路补偿电路的控制器的原边反馈应用的控制电路示意图，输入电压V_IN的正极经过变压器原边绕组N_P与主功率开关管SW的漏极连接，主功率开关管SW的源极经过电阻R_CS与输入电压V_IN的负极连接(又称为“接地”)，主功率开关管SW的源极还与控制器100的电流感测引脚连接，主功率开关管SW的栅极连接控制器100输出的驱动信号；变压器副边绕组N_S依次经过整流二极管D的阳极、阴极后并联在输出电容C_OUT的两端，输出电容C_OUT的两端还并联了一个假负载R_PL，输出电压即为输出电容C_OUT的电压；变压器辅助绕组N_A的第一端依次经过电阻R_S1和R_S2与输入电压V_IN的负极、辅助绕组N_A的第二端连接，电阻R_S1和R_S2的连接节点与控制器100的反馈引脚FB连接。可见，图3省略了部分与环路控制无关的电路，输入电压V_IN在一个实施例中是已被整流和滤波后的ac线路电压，而在另一个实施例中是dc输入电压。

如图4所示为本发明实施例1中应用了本发明环路补偿电路的控制器的原理框图，在控制器100中，反馈引脚FB经过一个拐点采样模块101与跨导放大器102的反相输入端连接，跨导放大器102的正相输入端连接基准电压V_FBR，跨导放大器102的输出端与开关电路103的第一端连接形成节点①，开关电路103的第二端与第一电阻R₁₀₁的第一端连接形成节点②，开关电路103的第三端与脉冲发生器107连接形成节点③，第一电阻R₁₀₁的第二端与电阻R₁₀₂的第一端连接形成节点④，节点④还与差分放大器104的正相输入端连接，电阻R₁₀₂的第二端经过第一电容C₁₀₁接地(即输入电压V_IN的负极)，差分放大器104的反相输入端与差分放大器104的输出端、采样开关105的第一端连接，采样开关105的第二端与占空比控制电路106的第一端连接，采样开关105的第二端还经过第二电容C₁₀₂接地，采样开关105的第三端与节点③连接，占空比控制电路106的第二端输出驱动信号，控制主功率开关管SW。

本发明的环路补偿电路(图4虚线框内)包括了开关电路103，电阻R₁₀₁、R₁₀₂，电容C₁₀₁、C₁₀₂，差分放大器104和采样开关105。电阻R₁₀₁、R₁₀₂和电容C₁₀₁组成了滞后补偿电路，差分放大器104、采样开关105和电容C₁₀₂组成采样电路。

进一步的，开关电路103与采样开关105采用相同的电路结构，此处以开关电路103为例说明电路结构，采样开关105不再单独说明。如图5所示，开关电路103包括第一PMOS管PM1、第一NMOS管NM1和第一非门111，第一PMOS管PM1的漏极与第一NMOS管NM1的源极连接组成开关电路的第一端与节点①连接，第一PMOS管PM1的源极与第一NMOS管NM1的漏极连接组成开关电路的第二端与节点②连接，第一非门111的输入端与第一NMOS管NM1的栅极连接形成开关电路的第三端与节点③连接；第一非门111的输出端与第一PMOS管PM1的栅极连接。

图3所示反激变换器的反馈环路控制原理可以简单描述为：控制器在主功率开关管SW的关断时间内对辅助绕组N_A上的波形进行拐点采样(根据原边反馈的原理，波形拐点电压近似等于输出电压)，得到采样电压V_OS，再通过误差放大器将采样电压V_OS与基准电压V_FBR进行比较，输出两者的误差放大信号V_EA，最后经环路补偿电路传送给占空比控制电路以调节主功率开关管SW的占空比，稳定输出电压。

在这里，环路补偿电路的作用就是在反馈传递函数中加入合适的零点和极点，使得整个开环传递函数(前馈传递函数与反馈传递函数的乘积)具有足够的相位裕度以满足环路稳定性要求。

而由于在开关电路103导通时，信号才能正常传输，即环路补偿电路补偿的零点和极点只在开关电路103导通时，才能完成地加入到开环传递函数中，故需要在开关电路103的导通时间内，将节点④的信号保存起来。在实施例1中，节点④的信号经差分放大器104、采样开关105保存到电容C₁₀₂中，由于采样开关的控制信号与开关电路的控制信号相同，节点④的信号不会发生失真。

因此本发明的环路补偿电路的传递函数为：

$G_c\left(s\right)=\frac{1+Ts/D}{1+\mathrm{\&alpha;}Ts/D}---\left(8\right)$

其中 $D=\frac{T_p}{T_{sw}}<1,T=R_{102}{C}_{101},\mathrm{\&alpha;}=\frac{R_{101}+R_{102}}{R_{102}}>1.$

故补偿的零点频率f_z和极点频率f_p分别为：

$f_z=\frac{D}{2\mathrm{\&pi;}T}=\frac{T_p}{2{\mathrm{\&pi;R}}_{102}{C}_{101}{T}_{sw}}---\left(9\right)$

$f_p=\frac{f_z}{\mathrm{\&alpha;}}==\frac{T_p}{2\mathrm{\&pi;}(R_{101}+R_{102})C_{101}{T}_{sw}}---\left(10\right)$

在图3所示的反激变换器中，为了减小空载功耗，采用了PFM和PWM混合控制，使得空载频率为1kHz，而满载频率为100kHz。为了同时满足空载和满载的稳定性要求，将开关电路的控制信号的频率取为该反激变换器的开关频率，这样环路补偿电路就能够实现动态零点和极点补偿，因此我们在设计环路补偿电路的零点和极点时，只需要考虑一个负载下的开关频率即可，大大降低的设计难度，避免了现有技术由于折衷而引起动态性能较差的问题。以下将对环路补偿电路的零点和极点设计过程进行简要说明，并依据相关公式计算出来的数据说明本发明的有益效果。

首先为了提高对高频噪声信号的衰减作用，将比例系数α设置为6，然后根据开关电源环路补偿和滞后补偿的一般设计经验，我们将环路补偿电路的零点频率设置在开关频率的1/60处。现取开关电路控制信号周期T_sw与开关周期一致，控制信号脉冲宽度T_p为200ns，则按照满载开关频率为100kHz来计算(即周期T_sw也是100kHz)，则补偿的零点频率f_z为1.67kHz，根据式(9)可得T＝1.91×10^-6，则电容C₁₀₁可取6.4pF，电阻R₁₀₂取298kΩ，由式(10)和α＝6可得极点频率f_z为0.278kHz，电阻R₁₀₁可取1.49MΩ；在这一参数下，按空载开关频率为1kHz来计算，补偿的零点频率变为0.0167kHz，仍是1kHz的1/60，同样满足空载的稳定性要求。将所得参数结合表二进行分析，如下表三所示：

表三

由表三可见，本发明与现有技术相比，只需要将补偿电阻R₁₀₁、R₁₀₂放大4.4倍，就能够将补偿电容C₁₀₁减小了4个数量级，大大降低了集成化的难度。

实施例2

图6表示的是集成了本发明环路补偿电路的控制器200在副边反馈反激变换器中的控制部分简化示意图，与图3类似，省略了部分与环路控制无关的电路。如图6所示，输入电压V_IN的正极经过变压器原边绕组N_P与主功率开关管SW的漏极连接，主功率开关管SW的源极经过电阻R_CS与输入电压V_IN的负极连接，主功率开关管SW的源极还与控制器200的电流感测引脚连接，主功率开关管SW的栅极连接控制器200输出的驱动信号；变压器副边绕组N_S依次经过整流二极管D的阳极、阴极并联在输出电容C_OUT的两端，输出电容C_OUT的两端还并联了一个假负载R_PL，输出电压即为输出电容C_OUT的电压。图6所示反激变换器还包括了一个反馈电路，反馈电路里面至少包括一个输出电压V_OUT采样电路和一个误差放大器，与实施例1类似，误差放大器输出的误差放大信号V_EA输入到控制器200内，经环路补偿电路传送给占空比控制电路以调节主功率开关管SW占空比，稳定输出电压。

如图7所示为本发明实施例2中应用了本发明环路补偿电路的控制器的原理框图，实施例2中的控制器200与实施例1中的控制器100的不同之处在于，控制器200的输出电压采样和误差放大等功能都在控制器200外部的反馈电路中实现了，且实施例1中的电阻R₁₀₁在实施例2中拆分电阻R_201a和R_201b两部分，电阻R_201a的第一端与开关电路203的第二端连接形成节点②，电阻R_201a的第二端与电阻R_201b的第一端连接形成节点⑤，电阻R_201b的第二端与电阻R₂₀₂的第一端连接形成节点④，电阻R_201a两端还并联了一个快速响应电路206。

本实施例的采样开关205如图8所示，包括PMOS管PM2和NMOS管NM4组成的传输门电路，第二非门211，该电路和图5元器件对应，连接关系相同，具体的连接关系在此不再赘述。

进一步的，快速响应电路206如图9所示，由两个NMOS管组成，NMOS管NM2的栅极和漏极、NMOS管NM3的漏极以及节点②连接，NMOS管NM2的源极、NMOS管NM3的栅极和源极以及节点⑤连接。

快速响应电路206只在变换器负载突然变化时才会工作。当变换器的负载突然变化，控制器外部的误差放大器将瞬速响应，改变误差放大信号V_EA。例如变换器负载突然变大，输出电压减小，误差放大信号V_EA变大，则当开关电路203导通时，节点②的电压将远大于节点⑤，此时NMOS管NM2导通，将电阻R_201a短路，提高了滞后补偿电路的响应速度，有效地避免了由于极点频率低引起的动态性能差等问题，提高环路的动态响应特性；同理，若负载突然变小，误差放大信号V_EA变小，NMOS管NM3导通，同样提高了环路补偿电路的响应速度。

在实施例2的反激变换器中，控制器只使用了PWM控制，没有降频功能而且开关频率较高(300kHz)，因此不需要像实施例1那样采用动态零点和极点补偿。可以将开关电路的控制信号频率设置为一个固定频率，如18.75kHz(开关频率的16分频)，控制信号脉冲宽度T_p仍取200ns。环路补偿电路的设计方法与实施例1类似，不再赘述。

以上仅是本发明的优选实施例，应当指出的是，上述优选实施例不应视为对本发明的限制，还应认识到，本发明可应用于其它更为广泛的范围中。按照本发明的上述内容，利用本领域的普通技术知识和惯用手段，在不脱离本发明上述基本技术思想前提下，本发明还可以做出其它多种形式的修改、替换或变更，均落在本发明权利保护范围之内。

Claims (24)

1.一种环路补偿方法，包括如下步骤：

开关电路受一个预设占空比的控制信号控制接收开关电源反馈网络输出的误差放大信号并传送给滞后补偿电路，所述的预设占空比能将所述的滞后补偿电路的RC常数进行放大；

所述的滞后补偿电路生成补偿后的信号并传送给采样电路；

所述的采样电路受另一个预设占空比的控制信号控制将接收到的所述的补偿后的信号传送给开关电源主功率开关管的占空比控制电路。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：所述的采样电路完整地保存所述的补偿后的信号后并完整地传送给所述的开关电源主功率开关管的占空比控制电路。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：所述的开关电路的预设占空比是一个固定值。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：所述的开关电路预设占空比的控制信号是基于所述的开关电源主功率开关管的驱动信号产生的。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于：所述的控制信号的频率与所述的开关电源主功率开关管的开关频率成正比。

6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：所述的采样电路的预设占空比与所述的开关电路的预设占空比相同。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于所述的采样电路的控制信号和所述的开关电路的控制信号是一对同步信号。

8.一种环路补偿电路，包括：开关电路、滞后补偿电路和采样电路；

所述的开关电路受一个预设占空比的控制信号控制接收开关电源反馈网络输出的误差放大信号并传送给滞后补偿电路，所述的预设占空比能将所述的滞后补偿电路的RC常数进行放大；

所述的滞后补偿电路生成补偿后的信号并传送给采样电路；

所述的采样电路受另一个预设占空比的控制信号控制将接收到的所述的补偿后的信号传送给开关电源主功率开关管的占空比控制电路。

9.根据权利要求8所述的电路，其特征在于：所述的采样电路完整地保存所述的补偿后的信号后并完整地传送给所述的开关电源主功率开关管的占空比控制电路。

10.根据权利要求8所述的电路，其特征在于：所述的开关电路的预设占空比是一个固定值。

11.根据权利要求8所述的电路，其特征在于：所述的开关电路预设占空比的控制信号是基于所述的开关电源主功率开关管的驱动信号产生的。

12.根据权利要求11所述的电路，其特征在于：所述的控制信号的频率与所述的开关电源主功率开关管的开关频率成正比。

13.根据权利要求8所述的电路，其特征在于：所述的采样电路的预设占空比与所述的开关电路的预设占空比相同。

14.根据权利要求13所述的电路，其特征在于：所述的采样电路的控制信号和所述的开关电路的控制信号是一对同步信号。

15.根据权利要求8所述的电路，其特征在于：所述的开关电路包括PMOS管PM1和NMOS管NM1组成的传输门电路，以及非门111，所述的PMOS管PM1的漏极与所述的NMOS管NM1的源极连接组成所述的开关电路的第一端与所述的开关电源反馈网络输出的误差放大信号连接，所述的PMOS管PM1的源极与所述的NMOS管NM1的漏极连接组成所述的开关电路的第二端与所述的滞后补偿电路连接，所述的非门111的输入端与所述的NMOS管NM1的栅极连接形成所述的开关电路的第三端与所述的开关电路的控制信号连接；所述的非门111的输出端与所述的PMOS管PM1的栅极连接。

16.根据权利要求8所述的电路，其特征在于：所述的滞后补偿电路包括电阻R₁₀₁、电阻R₁₀₂和电容C₁₀₁，所述的电阻R₁₀₁的第一端与所述的开关电路连接，所述的电阻R₁₀₁的第二端、所述的电阻R₁₀₂的第一端与所述的采样电路连接，所述的电阻R₁₀₂的第二端与所述的电容C₁₀₁的第一端连接，所述的电容C₁₀₁的第二端接参考电位。

17.根据权利要求8所述的电路，其特征在于：所述的滞后补偿电路包括电阻R_201a、电阻R_201b、电阻R₂₀₂和电容C₂₀₁，所述的电阻R_201a、电阻R_201b、电阻R₂₀₂和电容C₂₀₁依次串接后接参考电位，所述的电阻R_201a的两端还并联了一个快速响应电路。

18.根据权利要求8所述的电路，其特征在于：所述的快速响应电路至少包含两个相同或不同类型的双极型晶体管，或者是两个相同或不同类型的MOS管，又或者是两个二极管。

19.根据权利要求18所述的电路，其特征在于：所述的快速响应电路包括NMOS管NM2和NM3，所述的NMOS管NM2的栅极、漏极与所述的NMOS管NM3的漏极连接形成所述的快速响应电路的第一端，所述的NMOS管NM2的源极与所述的NMOS管NM3的栅极、源极连接形成所述的快速响应电路的第二端；所述的快速响应电路的第一端与所述的电阻R_201a的连接于所述的开关电路的一端连接，所述的快速响应电路的第二端与所述的电阻R_201a的另一端连接。

20.根据权利要求8所述的电路，其特征在于：所述的采样电路至少包含一个缓冲器、一个采样开关和一个电容。

21.根据权利要求20所述的电路，其特征在于：所述的采样电路包括缓冲器204、采样开关205和电容C₂₀₂，所述的缓冲器204的输入端与所述的滞后补偿电路连接，所述的缓冲器204的输出端与所述的采样开关205的第一端连接，所述的采样开关205的第二端与占空比控制电路的输入端连接，所述的采样开关205的第二端还经过所述的电容C₂₀₂接参考电位，所述的采样开关205的第三端与采样开关205的控制信号连接。

22.根据权利要求20所述的电路，其特征在于：所述的采样开关205的控制信号与所述的开关电路的控制信号采用同一个控制信号。

23.根据权利要求20所述的电路，其特征在于：所述的缓冲器204为一个差分放大器，所述的差分放大器的正相输入端形成所述的缓冲器204的输入端，所述的差分放大器的反相输入端与所述的差分放大器的输出端连接形成所述的缓冲器204的输出端。

24.根据权利要求20所述的电路，其特征在于：所述的采样开关205，包括PMOS管PM2和NMOS管NM4组成的传输门电路，第二非门211，所述的PMOS管PM2的漏极与所述的NMOS管NM4的源极连接组成所述的采样开关205的第一端，所述的PMOS管PM2的源极与所述的NMOS管NM4的漏极连接组成所述的采样开关205的第二端，所述的非门211的输入端与所述的NMOS管NM4的栅极连接形成所述的采样开关205的第三端；所述的第二非门211的输出端与所述的PMOS管PM2的栅极连接。