CN102290991B - 一种电流模式的dc-dc变换器的频率补偿装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种频率补偿装置，尤其是涉及一种电流模式的DC-DC变换器的频率补偿装置。一种电流模式的DC-DC变换器的频率补偿装置，其特征在于，包括依次连接的误差放大器和频率补偿电路。因此，本发明具有如下优点：1.加快了频率补偿系统瞬态响应，且补偿电容可直接集成到片内，节省了整个电路的面积；2.能够产生一个随着负载电流的变化而变化的动态零点，抵消极点ω1；3.误差放大器采用折叠式共源共栅的结构，能提供一个高的直流增益和大的输出电阻，且只在运放的输出端产生一个低频主极点。

Description

一种电流模式的DC-DC变换器的频率补偿装置

技术领域

本发明涉及一种频率补偿装置，尤其是涉及一种电流模式的DC-DC变换器的频率补偿装置。

背景技术

随着电力电子技术的高速发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，进入90年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代，进入21世纪初年代开关电源（switch-mode power converter,SMPC）进入各种电子、电器设备领域，程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅速发展。

目前，开关电源的控制方式根据电路采样变量的不同，有单环控制和双环路控制。在DC/DC变换器中有两个独立的变量，即电感电流和电容电压。仅采样电容电压即输出电压的为电压模式控制；同时采样输出电压和电感电流的为电流模式控制。在电压型控制方式中，占空比D的变化只由输出电压的变化引起。当负载电流或者输入电压变化时，变换器必须先等输出电压相应的变化，然后延迟一个或者几个开关周期后，调制占空比D，最后使输出电压稳定，这种延时使得其在瞬态响应时速度很慢。且在电压模式中，LC输出滤波单元引入了双极点，其补偿环路中需要加入一个零点，或者引入一个频率更低的主极点。电流控制方式除了保留电压控制方式的电压反馈环外，还增加了一个电流反馈环，使占空比D由误差电压和输出的峰值电流共同决定。电流模式简化了过流保护电路，保证了变换器工作的可靠性，同时降低了成本；且瞬态响应较快，线性调整率和负载调整率都很好。因此，一般电流控制模式在DC-DC变换器中应用更广一些。

如图1所示的是电流控制模式的DC-DC变换器的结构图，该DC-DC变换器包括功率开关管、滤波电路单元、电阻反馈网络、电流检测单元、频率补偿网络、PWM调制器和逻辑控制与驱动电路。其工作原理打下：系统没有上电时，输出电压V_out和电感电流I_L均为0。当系统开始工作，输出端的反馈电压bV_Out与基准电压V_ref输入频率补偿网络的两端，因为系统刚上电，此时频率补偿网络可以看成一个比较器，且基准电压远大于反馈电压，因此频率补偿网络的输出电压V_a上升至电源电压；然后V_a和电流检测网络检测的电压V_s输入到PWM调制器的两端，输出控制信号d(t),控制逻辑驱动单元使开关管开启，变换器开始电流给输出电容充电，V_Out和I_L同是逐步增加。经过这样几个周期后，输出电压达到稳定。同时，又由于DC-DC变换器采用负反馈控制，故由输入电压或者负载电流的变化所引起的输出电压变化都可以通过负反馈来调节，使输出稳定。

在电流控制模式的DC-DC变换器中，由于电流控制环和电压控制环的使LC滤波器产生的一对复合极点分离成两个极点ω1和ω2，从而影响了变换器的稳定性。根据负反馈系统的稳定性理论，当系统的增益下降到0时，其相移应小于180°，否则系统将会变成正反馈，使系统振荡。为了使系统更稳定的工作，一般要求其相位裕度大于45°，所以为了使系统能稳定的工作，则必须使系统在单位增益带宽内只有一个极点，故频率补偿是必不可少的。

为了解决双极点所带来的不稳定性，一般常用的方法是采用主极点补偿法。这种方法是在误差放大器的输出端接一个大的电容，从而在系统的传输函数中引入一个低频主极点：

p₁=₁/R_aC_c

其中R_a为误差放大器的输出电阻，C_c为补偿电容。这样其单位增益带宽之前只有一个主极点p₁，保证其在单位增益带宽处的相位裕度为90°。

然而传统的主极点频率补偿方法限制了系统的瞬态响应。因为当输出电压因输入电压或者负载电流突变而变化时，则必须快速改变误差放大器的输出电压V_a，使PWM调制器给出调整后的占空比D使输出电压快速稳定。而V_a的变化是经过误差放大器对输出端的大补偿电容C_C的充放电来实现的，显然大的补偿电容C_C直接降低了V_a的变化速度，故系统的动态响应速度很慢。除此之外，大的补偿电容不能集成，增大了整个电路的面积。

在主极点补偿中，要保证在单位增益带宽内只有一个极点，则必须要使主极点的频率很低，否则就可能让极点ω₁进入GBW内，使系统不稳定。另一种方法是在主极点补偿的基础上，采取零极点抵消的方法来改善系统的稳定性，其原理是在补偿电容C_C之上加入一个串联的电阻R_C，这样引入一个零点z₀：

z₀=1/C_CR_C

引入该零点的目的是抵消极点ω₁，这样让系统的稳定性得到一定的改善。

然而进一步分析可知，采用零极点抵消的方法也不能很好的解决系统的稳定性问题。因为负载电阻R_L的大小与负载电流成反比关系，则极点ω₁就与负载电流成正比。即当负载电流变大时，极点ω₁也变大；反之亦然。这样零极点抵消的方法只能在某一固定的频率下很好的补偿系统。图2给出了在不同负载电流情况下，同时采用主极点补偿方法和固定零点抵消方法后系统的频率响应。

采用主极点频率补偿，虽然可以让单位增益带宽内只有一个极点，但是其缺点是带宽很小，大的补偿电容让系统的瞬态响应速度很慢；采用零极点抵消补偿的方法，在一定程度上提高了系统的带宽，但是其缺点是只能在某一负载电流下采用很好的补偿。

发明内容

本发明主要是解决现有技术所存在的传统的主极点频率补偿方法限制了系统的瞬态响应等的技术问题；提供了一种加快了频率补偿系统瞬态响应，且补偿电容可直接集成到片内，节省了整个电路的面积的一种电流模式的DC-DC变换器的频率补偿装置。

本发明还有一目的是解决现有技术所存在的采用主极点频率补偿，虽然可以让单位增益带宽内只有一个极点，但是其缺点是带宽很小，大的补偿电容让系统的瞬态响应速度很慢；采用零极点抵消补偿的方法，在一定程度上提高了系统的带宽，但是其缺点是只能在某一负载电流下采用很好的补偿等的技术问题；提供了一种能够产生一个随着负载电流的变化而变化的动态零点，抵消极点ω1；并且误差放大器采用折叠式共源共栅的结构，能提供一个高的直流增益和大的输出电阻，且只在运放的输出端产生一个低频主极点的一种电流模式的DC-DC变换器的频率补偿装置。

本发明的上述技术问题主要是通过下述技术方案得以解决的：

一种电流模式的DC-DC变换器的频率补偿装置，其特征在于，包括依次连接的误差放大器和频率补偿电路。

在上述的一种电流模式的DC-DC变换器的频率补偿装置，所述的误差放大器包括：

一差分输入电路：包括第一差分输入PMOS管M1、第二差分输入PMOS管M2以及电流镜PMOS管M11；

一共栅放大电路：包括第一共栅NMOS放大管M3、第二共栅NMOS放大管M4、第三共栅NMOS放大管M5以及第四共栅NMOS放大管M6；

一共源共栅电流镜负载：包括第一电流镜PMOS负载管M7、第二电流镜PMOS负载管M8、第三电流镜PMOS负载管M9以及第四电流镜PMOS负载管M10。

在上述的一种电流模式的DC-DC变换器的频率补偿装置，所述第一差分输入PMOS管M1的漏极连接到第三共栅NMOS放大管M5的漏极，栅极连接到反馈电压，源极连接到电流镜PMOS管M11的漏极；第二差分输入PMOS管M2的漏极连接到第四共栅NMOS放大管M6的漏极，栅极连接到基准电压，源极连接到电流镜PMOS管M11的漏极；第一共栅NMOS放大管M3的漏极连接到第三电流镜PMOS负载管M9的漏极，栅极连接到偏置电压Vb2，源极连接到第三共栅NMOS放大管M5的漏极；第二共栅NMOS放大管M4的漏极连接到第四电流镜PMOS负载管M10的漏极，栅极连接到偏置电压Vb2，源极连接到第四共栅NMOS放大管M6的漏极；第三共栅NMOS放大管M5的漏极连接到第一差分输入PMOS管M1的漏极，栅极连接到偏置电压Vb3，源极连接到地；第四共栅NMOS放大管M6的漏极连接到第二差分输入PMOS管M2的漏极，栅极连接到偏置电压Vb3，源极连接到地；第一电流镜PMOS负载管M7的漏极连接到第三电流镜PMOS负载管M9的源极，栅极连接到第三电流镜PMOS负载管M9的漏极，源极连接到电源电压；第二电流镜PMOS负载管M8的漏极连接到第四电流镜PMOS负载管M10的源极，栅极连接到第三电流镜PMOS负载管M9的漏极，源极连接到电源电压；第三电流镜PMOS负载管M9的漏极连接到第一共栅NMOS放大管M3的漏极，栅极连接到偏置电压Vb4，源极连接到第一电流镜PMOS负载管M7的漏极；第四电流镜PMOS负载管M10的漏极连接到第二共栅NMOS放大管M4的漏极，栅极连接到偏置电压Vb4，源极连接到第二电流镜PMOS负载管M8的漏极；电流镜PMOS管M11的漏极连接到第一差分输入PMOS管M1的源极，栅极连接到偏置电压Vb1，源极连接到电源电压。。

在上述的一种电流模式的DC-DC变换器的频率补偿装置，所述的频率补偿电路包括：

一密勒电容控制单元：包括补偿电容C_m以及N个频率补偿NMOS管即第一频率补偿NMOS管Mc1…第N频率补偿NMOS管McN；

一动态零点控制单元：包括线性区的NMOS管Mm以及零点控制电压电路。

在上述的一种电流模式的DC-DC变换器的频率补偿装置，所述第一频率补偿NMOS管Mc1…第N频率补偿NMOS管McN的漏极均连接到上述误差放大器的输出端，栅极连接到偏置电压Vb，源极连接到上述补偿电容C_m。

在上述的一种电流模式的DC-DC变换器的频率补偿装置，所述NMOS管Mm的漏极连接到所述补偿电容C_m，栅极连接到零点控制电压电路的输出，源极连接地。

在上述的一种电流模式的DC-DC变换器的频率补偿装置，所述零点控制电压电路包括：

一第一电压-电流的转换器：包括运放A1、电阻R1、第一NMOS管Mm1以及第四NMOS管Mm4；

一第二电压-电流的转换器：包括运放A2、电阻R3、第五NMOS管Mm5以及第八NMOS管Mm8；

一第一电流镜：包括第二NMOS管Mm2、第三NMOS管Mm3以及运放A3；

一第二电流镜：包括第六NMOS管Mm6、第七NMOS管Mm7以及运放A4；

一采样电阻R2；

一控制电压V_C产生电路：包括电阻R4、电阻Rs以及第九NMOS管Mm9。

在上述的一种电流模式的DC-DC变换器的频率补偿装置，所述运放A1的正负输入分别连接第M NMOS管Mm的漏极和第一NMOS管Mm1的源极；第一NMOS管Mm1的漏极连接到第二NMOS管Mm2漏极，栅极连接到运放A1的输出，源极连接到电阻R1；第四NMOS管Mm4的漏极连接到第三NMOS管Mm3漏极，栅极连接到运放A1的输出，源极连接到采样电阻R2；电阻R1的两端分别连接到第一NMOS管Mm1的源极和地；所述运放A2的正负输入分别连接第九NMOS管Mm9的栅极和第五NMOS管Mm5的源极；第五NMOS管Mm5的漏极连接到第六NMOS管Mm6漏极，栅极连接到运放A2的输出，源极连接到电阻R3；第八NMOS管Mm8的漏极连接到第七NMOS管Mm7漏极，栅极连接到运放A2的输出，源极连接到电阻R2；电阻R3的两端分别连接到第五NMOS管Mm5的源极和地。

在上述的一种电流模式的DC-DC变换器的频率补偿装置，所述第二NMOS管Mm2的漏极连接到第一NMOS管Mm1的漏极，栅极连接到运放A3的输出，源极接到电源电压上；第三NMOS管Mm3的漏极连接到第四NMOS管Mm4的漏极，栅极连接到运放A3的输出，源极接到电源电压上；运放A3的正负输入分别连接第二NMOS管Mm2的漏极和第三NMOS管Mm3的漏极；所述第六NMOS管Mm6的漏极连接到第五NMOS管Mm5的漏极，栅极连接到运放A4的输出，源极接到电源电压上；第七NMOS管Mm7的漏极连接到第八NMOS管Mm8的漏极，栅极连接到运放A4的输出，源极接到电源电压上；运放A4的正负输入分别连接第六NMOS管Mm6的漏极和第七NMOS管Mm7的漏极。

在上述的一种电流模式的DC-DC变换器的频率补偿装置，所述电阻R4连接到电源电压和第九NMOS管Mm9的漏极之间；电阻Rs连接到第九NMOS管Mm9的源极和地之间；第九NMOS管Mm9漏极连接到电阻R4，栅极连接到运放A2的同相输入端，源极连接到电阻Rs。

因此，本发明具有如下优点：1.加快了频率补偿系统瞬态响应，且补偿电容可直接集成到片内，节省了整个电路的面积；2.能够产生一个随着负载电流的变化而变化的动态零点，抵消极点ω1；3.误差放大器采用折叠式共源共栅的结构，能提供一个高的直流增益和大的输出电阻，且只在运放的输出端产生一个低频主极点。

附图说明

图1是电流模式的DC-DC变换器的结构图；

图2是不同负载电流情况下传统频率补偿网络的频率响应；

图3是本发明的频率补偿网络结构图；

图4是误差放大器的电路图；

图5是不同模式下的密勒效应，(a)电压模式；(b)电流模式；

图6是电流模式的密勒电容控制电路结构图；

图7是动态零点控制单元实现电路；

图8是本发明频率补偿方法的电路图；

图9是电流模式DC-DC变换器的交流小信号等效电路；

图10是电流模式DC-DC变换器的信号流图；

图11是不同负载电流情况下本发明补偿网络的频率响应；

图12是动态零点z_0dyn和极点ω₁随负载电流的变化曲线。

具体实施方式

下面通过实施例，并结合附图，对本发明的技术方案作进一步具体的说明。

实施例：

图3为本发明提高的频率补偿网络的电路，包括误差放大器和频率补偿电路。

图4给出了误差放大器的电路图，其采用折叠式共源共栅结构，由差分输入电路、共栅放大电路和电流镜负载组成。误差放大器包括：一差分输入电路：包括第一差分输入PMOS管M1、第二差分输入PMOS管M2以及电流镜PMOS管M11；一共栅放大电路：包括第一共栅NMOS放大管M3、第二共栅NMOS放大管M4、第三共栅NMOS放大管M5以及第四共栅NMOS放大管M6；一共源共栅电流镜负载：包括第一电流镜PMOS负载管M7、第二电流镜PMOS负载管M8、第三电流镜PMOS负载管M9以及第四电流镜PMOS负载管M10。

第一差分输入PMOS管M1的漏极连接到第三共栅NMOS放大管M5的漏极，栅极连接到反馈电压，源极连接到电流镜PMOS管M11的漏极；第二差分输入PMOS管M2的漏极连接到第四共栅NMOS放大管M6的漏极，栅极连接到基准电压，源极连接到电流镜PMOS管M11的漏极；第一共栅NMOS放大管M3的漏极连接到第三电流镜PMOS负载管M9的漏极，栅极连接到偏置电压Vb2，源极连接到第三共栅NMOS放大管M5的漏极；第二共栅NMOS放大管M4的漏极连接到第四电流镜PMOS负载管M10的漏极，栅极连接到偏置电压Vb2，源极连接到第四共栅NMOS放大管M6的漏极；第三共栅NMOS放大管M5的漏极连接到第一差分输入PMOS管M1的漏极，栅极连接到偏置电压Vb1，源极连接到地；第四共栅NMOS放大管M6的漏极连接到第二差分输入PMOS管M2的漏极，栅极连接到偏置电压Vb2，源极连接到地；第一电流镜PMOS负载管M7的漏极连接到第三电流镜PMOS负载管M9的源极，栅极连接到第三电流镜PMOS负载管M9的漏极，源极连接到电源电压；第二电流镜PMOS负载管M8的漏极连接到第四电流镜PMOS负载管M10的源极，栅极连接到第三电流镜PMOS负载管M9的漏极，源极连接到电源电压；第三电流镜PMOS负载管M9的漏极连接到第一共栅NMOS放大管M3的漏极，栅极连接到偏置电压Vb4，源极连接到第一电流镜PMOS负载管M7的漏极；第四电流镜PMOS负载管M10的漏极连接到第二共栅NMOS放大管M4的漏极，栅极连接到偏置电压Vb4，源极连接到第二电流镜PMOS负载管M8的漏极；电流镜PMOS管M11的漏极连接到第一差分输入PMOS管M1的源极，栅极连接到偏置电压Vb1，源极连接到电源电压。

运放以PMOS差分对M1和M2作为输入级，完成电压-电流的变换，同时由M11组成的电流源为差分输入对提供电流偏置。共栅放大器由M3、M4、M5和M6组成，电流镜M5和M6的栅级电压由Vb3来偏置，放大管M3和M4的栅电压由Vb2来偏置。单端输出电路即误差放大器的负载，是由M7、M8、M9和M10组成的共源共栅电流镜，其中M7和M8的栅极电压由Vb4来偏置，M9和M10采用自偏置，这样能使输出摆幅提高一个PMOS的阈值电压。折叠式共源共栅运放相对于其他结构的运放而言，其最主要的优点就是它的高增益，输入电压摆幅相对较大，但是这是以较大的功耗、较低的极点频率和较高的噪声代价得到的。

对于输入级，由于采用的是PMOS作为差分输入，其输入电压的低端为0，高端为V_DD-(|V_OD11|+|V_THP|)。对于输出级，由于采用了折叠式共源共栅结构，故其输出摆幅就相对比较小一些，其高端可以到V_DD-|V_OD10|-|V_OD8|，低端可以到V_OD4+V_OD6。进一步的分析可得，其输出电阻和增益为：

R_a=g_m4r_o4r_o6||g_m10r_o8r_o10

A_v=G_m1·R_a=G_m1·(g_m4r_o4r_o6||g_m10r_o8r_o10)

其中Gm1为M1的跨导，g_m4和g_m10为M4和M10的跨导，r_o4、r_o6、r_o8和r_o10分别为M4、M6、M8和M10的电阻。

在图3中的频率补偿电路中包括两个部分：一密勒电容控制单元：包括补偿电容C_m以及N个频率补偿NMOS管即第一频率补偿NMOS管Mc1…第N频率补偿NMOS管McN；一动态零点控制单元：包括线性区的NMOS管Mm以及零点控制电压电路。

第一频率补偿NMOS管Mc1…第N频率补偿NMOS管McN的漏极均连接到上述误差放大器的输出端，栅极连接到偏置电压Vb，源极连接到上述补偿电容C_m；NMOS管Mm的漏极连接到所述补偿电容C_m，栅极连接到零点控制电压电路的输出，源极连接地。

零点控制电压电路包括：一第一电压-电流的转换器：包括运放A1、电阻R1、第一NMOS管Mm1以及第四NMOS管Mm4；一第二电压-电流的转换器：包括运放A2、电阻R3、第五NMOS管Mm5以及第八NMOS管Mm8；一第一电流镜：包括第二NMOS管Mm2、第三NMOS管Mm3以及运放A3；一第二电流镜：包括第六NMOS管Mm6、第七NMOS管Mm7以及运放A4；一采样电阻R2；一控制电压V_C产生电路：包括电阻R4、电阻Rs以及第九NMOS管Mm9。

运放A1的正负输入分别连接第M NMOS管Mm的漏极和第一NMOS管Mm1的源极；第一NMOS管Mm1的漏极连接到第二NMOS管Mm2漏极，栅极连接到运放A1的输出，源极连接到电阻R1；第四NMOS管Mm4的漏极连接到第三NMOS管Mm3漏极，栅极连接到运放A1的输出，源极连接到采样电阻R2；电阻R1的两端分别连接到第一NMOS管Mm1的源极和地；所述运放A2的正负输入分别连接第九NMOS管Mm9的栅极和第五NMOS管Mm5的源极；第五NMOS管Mm5的漏极连接到第六NMOS管Mm6漏极，栅极连接到运放A2的输出，源极连接到电阻R3；第八NMOS管Mm8的漏极连接到第七NMOS管Mm7漏极，栅极连接到运放A2的输出，源极连接到电阻R2；电阻R3的两端分别连接到第五NMOS管Mm5的源极和地。

第二NMOS管Mm2的漏极连接到第一NMOS管Mm1的漏极，栅极连接到运放A3的输出，源极接到电源电压上；第三NMOS管Mm3的漏极连接到第四NMOS管Mm4的漏极，栅极连接到运放A3的输出，源极接到电源电压上；运放A3的正负输入分别连接第二NMOS管Mm2的漏极和第三NMOS管Mm3的漏极；所述第六NMOS管Mm6的漏极连接到第五NMOS管Mm5的漏极，栅极连接到运放A4的输出，源极接到电源电压上；第七NMOS管Mm7的漏极连接到第八NMOS管Mm8的漏极，栅极连接到运放A4的输出，源极接到电源电压上；运放A4的正负输入分别连接第六NMOS管Mm6的漏极和第七NMOS管Mm7的漏极。

电阻R4连接到电源电压和第九NMOS管Mm9的漏极之间；电阻Rs连接到第九NMOS管Mm9的源极和地之间；第九NMOS管Mm9漏极连接到电阻R4，栅极连接到运放A2的同相输入端，源极连接到电阻Rs。

在密勒效应中，根据电容的接法不同，可以分成电压模式和电流模式的密勒效应。图5分别给出了两种不同模式下的电路结构图。

在电压模式的密勒效应中，密勒电容跨接与运放的输入端和输出端之间，则在运放的输入端得到的等效电容C_IN等于：

C_IN=(1+A)C_F

同理对于电流模式的也一样。如图3-8(b)所示，设流过电容C_C的电容为I_C，而另一条与电容并联的支路电流为K_XI_C，则从节点A往下看，所看到的等效电流和电容为：

I_eq=k_xI_C+I_C

C_eq=(1+k_x)C_C

在本发明设计的密勒电容控制单元中，若采用电压模式，则又需要一个运放，这样使补偿电路的结构显得复杂，而且难于调试；相反电流模式，其结构简单，易于设计。故在论文中采用电流模式的密勒电容控制单元，图6给出了其电路结构图。

在图6中，密勒控制单元由Mc1～McN这N个NMOS组成，它们的漏极和源极电压都相等，选择合适的偏置电压Vb让它们都工作在饱和区，且Mc2-McN管与Mc1的宽长比均为k:1。在密勒电容控制单元中，设节点A和B之间的电压V_AB，流过第一个频率补偿管Mc1的电流为I₁，若无后面的Mc2-McN频率补偿管，忽略Mc1导通电阻，则从A节点往地所看到的补偿电容为：

$C_{\mathrm{eq}}^{\′}=\frac{I_{\mathrm{ceq}}^{\′}}{s{V}_{\mathrm{AB}}}=\frac{I_{c1}}{s{V}_{\mathrm{AB}}}=C_m$

这与传统的频率补偿网络一样。但是当把Mc2-McN频率补偿管加上去之后，则此时从节点A处所看到的等效电容为：

$C_{\mathrm{eq}}=\frac{I_{\mathrm{ceq}}}{s{V}_{\mathrm{AB}}}=\frac{I_{c1}+(N-1){\mathrm{kI}}_{c1}}{s{V}_{\mathrm{AB}}}=[1+(N-1)k]C_m$

若按照传统的频率补偿，在误差放大器的输出端加0.1μF的补偿电容以获得一个低频主极点，很显然这么大的电容是不能集成到PWM控制器里的，而且很占整个电路板的面积。然而，若采用密勒电容控制单元，当Mc2-McN与Mc1的宽长比k取10，后面的频率补偿管数目N取10时，用1nf的补偿电容就可以达到和传统的频率补偿一样的补偿效果。很显然采用新型的密勒电容控制单元节省了很大的芯片面积，同时因为补偿电容很小，其充放电时间很短暂，即系统的瞬态响应速度很快。

在MOS管中，根据MOS管的漏栅源极的电压不同，可以分成饱和区、线性区和截止区。其中当MOS工作在线性区时，其特性相当于一个电压控制的电阻，此时流过MOS的电流和漏源极的电阻为：

$I_D=\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_n{C}_{\mathrm{ox}}\frac{W}{L}[2(V_{\mathrm{GS}}-V_{\mathrm{THN}})V_{\mathrm{DS}}-V_{\mathrm{DS}}^2]$

$R_{\mathrm{DS}}={\left(\frac{{\∂I}_D}{{\∂V}_{\mathrm{DS}}}\right)}^{-1}={\left[{\mathrm{\μ}}_n{C}_{\mathrm{ox}}\frac{W}{L}(V_{\mathrm{GS}}-V_{\mathrm{THN}}-V_{\mathrm{DS}})\right]}^{-1}$

其中μ_n为NMOS管的平均迁移率，C_ox为单位面积的栅电容，W为NMOS管的宽度，L为NMOS管的长度，V_GS为NMOS管的栅-源电压，V_DS为NMOS的漏-源电压，V_THN为NMOS的阈值电压。

虽然工作在线性区的MOS管等效为一个电压控制的电阻，但是其线性度不好，因为其大小与电压V_GS和V_DS都有关系。为了让线性区的MOS满足线性控制关系，则必需让MOS的栅-源电压满足：

V_GS=V_C+V_DS/2

其中V_C为控制电压。则此时流过MOS的电流和漏源极的电阻可表示为：

$I_D={\mathrm{\μ}}_n{C}_{\mathrm{ox}}\frac{W}{L}\left[(V_C-V_{\mathrm{THN}})V_{\mathrm{DS}}\right]$

$R_{\mathrm{DS}}={\left(\frac{{\∂I}_D}{{\∂V}_{\mathrm{DS}}}\right)}^{-1}={\left[{\mathrm{\μ}}_n{C}_{\mathrm{ox}}\frac{W}{L}(V_C-V_{\mathrm{THN}})\right]}^{-1}$

此时，线性区的MOS管就变成了一个受电压V_C控制的线性电阻，其具体的电路实现如图7所示。在图7中，为了保证NMOS管Mm工作在线性区，必需满足关系：

V_GS-V_THN>V_DS

则有：

V_C=V_GS-V_DS/2≥V_THN+V_DS-V_DS/2=V_THN+V_DS2

由以上的分析可知，在采用密勒电容控制单元和动态零点控制单元的频率补偿方法后，动态零点的表达式为：

$z_{0\mathrm{dyn}}=\frac{1}{C_{\mathrm{eq}}{R}_V}=\frac{\left[{\mathrm{\μ}}_n{C}_{\mathrm{ox}}\frac{W}{L}(V_C-V_{\mathrm{THN}})\right]}{[1+(N-1)k]C_m}$

此动态零点用于抵消极点ω₁，故必须满足下列关系式：

$(I_O+{\mathrm{\Δi}}_L)/C_O{V}_O=\frac{[{\mathrm{\μ}}_n{C}_{\mathrm{ox}}\frac{W}{L}(V_C-V_{\mathrm{THN}})}{[1+(N-1)k]C_m}$

则有控制电压V_C与负载电流的关系为：

图8为本论文所设计的频率补偿方法的电路图，图中包括密勒电容控制单元的电路和动态零点控制单元的电路。前面已经详细的介绍了密勒电容控制单元的设计，下面重点介绍动态零点控制单元的设计及工作原理。

动态零点控制单元电路包括线性区的MOS管Mm、两个电压-电流的转换器、两个电流镜、采样电阻R2以及控制电压V_C产生电路构成。其中运放A1、电阻R1和M1构成第一个电压-电流转换器，运放A2、电阻R3和M5构成第二个电压-电流转换器，其转换后的电流大小为：

I₁=V_DS/R₁,I₂=V_C/R₃

Mm2和Mm3、Mm6和Mm7构成电流镜，为了保证电流I1和I2的准确镜像，在电流镜中加入了两个运放，其中A3的两个输入分别接在Mm2和Mm3的漏极，输出端接在它们的栅极，A4的接法类似。这样Mm2和Mm3、Mm6和Mm7的漏栅源极电压都相等，电流就能够准确的镜像。经过两路电流镜像后，流过电阻R2的电流为：

I_sum=I₁+I₂=V_DS/R₁+V_C/R₃

在本论文设计的动态零点控制单元电路中，M2和M3、M6和M7的宽长比都是相同的，且电阻R1、R2和R3的阻值分别为2R、R和R。则有：

V_GS=I_sumR₂=R₂(V_DS/R₁+V_C/R₃)=V_DS/₂+V_C

电阻R_S、R4和MOS管Mm9构成控制电压产生电路，图中R_S和I_S用来检测电感电流的大小。由图可知，此时控制电压为：

V_C=V_THN+I_SR_S

这样，最后的动态零点的表达式为：

$z_{0\mathrm{dyn}}=\frac{1}{C_{\mathrm{eq}}{R}_V}=\frac{{\mathrm{\μ}}_n{C}_{\mathrm{ox}}\frac{W}{L}{I}_S{R}_S}{[1+(N-1)k]C_m}$

为了更进一步的说明本发明提出的频率补偿网络对系统稳定性的改进，下面分析系统的传输函数。图9和图10分别为电流模式DC-DC变换器的交流小信号等效电路和信号流图，则电流模式的DC-DC变换器的传输函数为：

$T\left(s\right)=\frac{{\mathrm{bG}}_c\left(s\right)G_{\mathrm{vd}}\left(s\right)}{V_m}=A\left(s\right)\frac{1+s/z_{0\mathrm{dyn}}}{1+s/{\mathrm{\ω}}_0}\frac{b}{V_m}\frac{R_L\left|\right|R_{\mathrm{on}}}{R_f}\frac{1+s/z_1}{(1+s/{\mathrm{\ω}}_1)(1+s/{\mathrm{\ω}}_2)}$

$=\frac{G_{m1}{R}_a[1+s\frac{[1+(N-1)k]C_m}{{\mathrm{\μ}}_n{C}_{\mathrm{ox}}\frac{W}{L}{I}_S{R}_S}]}{1+s{R}_a[1+(N-1)k]C_c}\·\frac{b}{V_m}\·\frac{R_L\left|\right|R_{\mathrm{on}}}{R_f}\·\frac{1+s/z_1}{1+s(\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_1}+\frac{R_L\left|\right|R_{\mathrm{on}}}{R_f}\·\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_2})+s^2\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_1{\mathrm{\ω}}_2}}$

其中A(s)是频率补偿网络的传输函数，b为电阻反馈网络的反馈系数，R_L为负载电阻，R_f为电流检测单元的检测电阻，1/V_m是PWM调制器的增益，R_on为存储电感的等效电阻，Gm1为误差放大器的跨导，R_a为误差放大器的输出电阻，且

$b=\frac{R_{f2}}{R_{f1}+R_{f2}}$      $R_{\mathrm{on}}=\frac{L}{(n_1{D}^{\′}-D)T}$

由系统的传输函数，可以很容易的知道零极点为：

主极点ω₀=1/[1+(N-1)k]C_CR_a

第一非主极点ω₁≈1/R_LC_O≈(I_O+Δi_L)/C_OV_O

第二非主极点ω₂≈1/n₁D'T

零点z₁=1/R_esrC_O

动态零点 $z_{0\mathrm{dyn}}=\frac{1}{C_{\mathrm{eq}}{R}_V}=\frac{{\mathrm{\μ}}_n{C}_{\mathrm{ox}}\frac{W}{L}{I}_S{R}_S}{[1+(N-1)k]C_m}$

动态零点z_0dyn抵消极点ω₁；且零点z₁和极点ω₂都在单位增益带宽之外，这样整个系统就成了一个单级点系统。此时系统的单位增益带宽为：

$\mathrm{GBW}=G_{m1}{R}_a\frac{b}{V_m}\frac{R_L\left|\right|R_{\mathrm{on}}}{R_f}\·{\mathrm{\ω}}_0$

为了进一步说明频率补偿方法对电流模式的DC-DC变换器的稳定性的改善，本发明对系统在不同负载电流情况下的开环频率响应进行了仿真，图11为仿真的结果。由图11可知，系统的主极点ω₀为15Hz。当负载电流为10mA时，极点ω₁和零点z₀都约为1.4KHz左右；当负载电流为200mA时，极点ω₁大约为30KHz，零点z₀约为25KHz；当负载电流为400mA时，极点ω₁大约为57KHz，零点z₀约为53KHz。这样系统在单位增益带宽内只有一个主极点ω₀，故其相位欲度约为90°。因此，在全负载范围内的频率补偿方法都能保证系统稳定的工作。

除此之外，图12还给出了由动态零点控制单元产生的动态零点z_0dyn随负载电流的变化的曲线，同时为了说明动态零点z_0dyn抵消极点ω₁的情况，在图12中也给出了极点ω₁随负载电流的变化的曲线。由图12可知，在不同的负载电流情况下，动态零点都能够抵消极点ω₁。

本文中所描述的具体实施例仅仅是对本发明精神作举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种各样的修改或补充或采用类似的方式替代，但并不会偏离本发明的精神或者超越所附权利要求书所定义的范围。

Claims (7)

1.一种电流模式的DC-DC变换器的频率补偿装置，其特征在于，包括依次连接的误差放大器和频率补偿电路；

所述的误差放大器包括：

一差分输入电路：包括第一差分输入PMOS管M1、第二差分输入PMOS管M2以及电流镜PMOS管M11；

一共栅放大电路：包括第一共栅NMOS放大管M3、第二共栅NMOS放大管M4、第三共栅NMOS放大管M5以及第四共栅NMOS放大管M6；

一共源共栅电流镜负载：包括第一电流镜PMOS负载管M7、第二电流镜PMOS负载管M8、第三电流镜PMOS负载管M9以及第四电流镜PMOS负载管M10；

所述第一差分输入PMOS管M1的漏极连接到第三共栅NMOS放大管M5的漏极，栅极连接到反馈电压，源极连接到电流镜PMOS管M11的漏极；第二差分输入PMOS管M2的漏极连接到第四共栅NMOS放大管M6的漏极，栅极连接到基准电压，源极连接到电流镜PMOS管M11的漏极；第一共栅NMOS放大管M3的漏极连接到第三电流镜PMOS负载管M9的漏极，栅极连接到偏置电压Vb2，源极连接到第三共栅NMOS放大管M5的漏极；第二共栅NMOS放大管M4的漏极连接到第四电流镜PMOS负载管M10的漏极，栅极连接到偏置电压Vb2，源极连接到第四共栅NMOS放大管M6的漏极；第三共栅NMOS放大管M5的漏极连接到第一差分输入PMOS管M1的漏极，栅极连接到偏置电压Vb3，源极连接到地；第四共栅NMOS放大管M6的漏极连接到第二差分输入PMOS管M2的漏极，栅极连接到偏置电压Vb3，源极连接到地；第一电流镜PMOS负载管M7的漏极连接到第三电流镜PMOS负载管M9的源极，栅极连接到第三电流镜PMOS负载管M9的漏极，源极连接到电源电压；第二电流镜PMOS负载管M8的漏极连接到第四电流镜PMOS负载管M10的源极，栅极连接到第三电流镜PMOS负载管M9的漏极，源极连接到电源电压；第三电流镜PMOS负载管M9的漏极连接到第一共栅NMOS放大管M3的漏极，栅极连接到偏置电压Vb4，源极连接到第一电流镜PMOS负载管M7的漏极；第四电流镜PMOS负载管M10的漏极连接到第二共栅NMOS放大管M4的漏极，栅极连接到偏置电压Vb4，源极连接到第二电流镜PMOS负载管M8的漏极；电流镜PMOS管M11的漏极连接到第一差分输入PMOS管M1的源极，栅极连接到偏置电压Vb1，源极连接到电源电压；

所述的频率补偿电路包括：

一密勒电容控制单元：包括补偿电容C_m以及N个频率补偿NMOS管即第一频率补偿NMOS管Mc1…第N频率补偿NMOS管McN；

一动态零点控制单元：包括线性区的NMOS管Mm以及零点控制电压电路。

2.根据权利要求1所述的一种电流模式的DC-DC变换器的频率补偿装置，其特征在于，所述第一频率补偿NMOS管Mc1…第N频率补偿NMOS管McN的漏极均连接到上述误差放大器的输出端，栅极连接到偏置电压Vb，源极连接到上述补偿电容C_m。

3.根据权利要求2所述的一种电流模式的DC-DC变换器的频率补偿装置，其特征在于，所述NMOS管Mm的漏极连接到所述补偿电容C_m，栅极连接到零点控制电压电路的输出，源极连接地。

4.根据权利要求1所述的一种电流模式的DC-DC变换器的频率补偿装置，其特征在于，所述零点控制电压电路包括：

一第一电压-电流的转换器：包括运放A1、电阻R1、第一NMOS管Mm1以及第四NMOS管Mm4；

一第二电压-电流的转换器：包括运放A2、电阻R3、第五NMOS管Mm5以及第八NMOS管Mm8；

一第一电流镜：包括第二NMOS管Mm2、第三NMOS管Mm3以及运放A3；

一第二电流镜：包括第六NMOS管Mm6、第七NMOS管Mm7以及运放A4；

一采样电阻R2；

一控制电压V_C产生电路：包括电阻R4、电阻Rs以及第九NMOS管Mm9。

5.根据权利要求4所述的一种电流模式的DC-DC变换器的频率补偿装置，其特征在于，所述运放A1的正负输入分别连接第M NMOS管Mm的漏极和第一NMOS管Mm1的源极；第一NMOS管Mm1的漏极连接到第二NMOS管Mm2漏极，栅极连接到运放A1的输出，源极连接到电阻R1；第四NMOS管Mm4的漏极连接到第三NMOS管Mm3漏极，栅极连接到运放A1的输出，源极连接到采样电阻R2；电阻R1的两端分别连接到第一NMOS管Mm1的源极和地；所述运放A2的正负输入分别连接第九NMOS管Mm9的栅极和第五NMOS管Mm5的源极；第五NMOS管Mm5的漏极连接到第六NMOS管Mm6漏极，栅极连接到运放A2的输出，源极连接到电阻R3；第八NMOS管Mm8的漏极连接到第七NMOS管Mm7漏极，栅极连接到运放A2的输出，源极连接到电阻R2；电阻R3的两端分别连接到第五NMOS管Mm5的源极和地。

6.根据权利要求4所述的一种电流模式的DC-DC变换器的频率补偿装置，其特征在于，所述第二NMOS管Mm2的漏极连接到第一NMOS管Mm1的漏极，栅极连接到运放A3的输出，源极接到电源电压上；第三NMOS管Mm3的漏极连接到第四NMOS管Mm4的漏极，栅极连接到运放A3的输出，源极接到电源电压上；运放A3的正负输入分别连接第二NMOS管Mm2的漏极和第三NMOS管Mm3的漏极；所述第六NMOS管Mm6的漏极连接到第五NMOS管Mm5的漏极，栅极连接到运放A4的输出，源极接到电源电压上；第七NMOS管Mm7的漏极连接到第八NMOS管Mm8的漏极，栅极连接到运放A4的输出，源极接到电源电压上；运放A4的正负输入分别连接第六NMOS管Mm6的漏极和第七NMOS管Mm7的漏极。

7.根据权利要求4所述的一种电流模式的DC-DC变换器的频率补偿装置，其特征在于，所述电阻R4连接到电源电压和第九NMOS管Mm9的漏极之间；电阻Rs连接到第九NMOS管Mm9的源极和地之间；第九NMOS管Mm9漏极连接到电阻R4，栅极连接到运放A2的同相输入端，源极连接到电阻Rs。

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