CN102681581A - 一种基于大摆率误差放大器的高精度高速ldo电路 - Google Patents

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本发明公布了一种基于大摆率误差放大器的高精度高速LDO电路，包括OTA电路、第二级push-pull输出电路、密勒补偿和动态零点补偿电路、负载电流检测电路、超级源级跟随器、动态偏置管、反馈网络和输出及负载电路。本发明效解决了传统LDO低增益、低精度、低电源抑制比以及响应速度慢的问题。

Description

一种基于大摆率误差放大器的高精度高速 LDO 电路
技术领域
本发明涉及一种基于高摆率误差放大器的高精度高速低压差线性稳压器(LDO)电路，属于电源管理芯片类模拟集成电路技术领域。
背景技术
低压差线性稳压器LDO是一种降压型直流线性稳压器，随着便携设备的广泛应用，计算机、通讯和汽车等行业的迅速发展，电源管理类芯片技术不断发展。与DC-DC开关电压转换器相比，由于具有成本低、电路结构简单、占用芯片面积小、低噪声和高纹波抑制能力等优点，LDO已成为电源管理芯片中的一类重要电路。随着电子系统对电源要求的提高，传统的LDO已不能满足人们对芯片效率、噪声、精度、瞬态性能等指标的要求。因而，高性能LDO的研究成了电源管理芯片领域的研究热点。
传统LDO稳压器系统框图如图1所示，系统由两个跨导放大器gm1、gMP，一个buffer以及反馈网络构成。为了有较强的带负载能力，一般调整管MP的面积较大，在调整管的栅极形成一个高达数十pF的输入电容。利用buffer电路，可以隔离gm1级的高输出阻抗和调整管栅极的大输入电容，buffer的低输出电阻与调整管栅极的大输入电容将会产生一个高频极点，从而提高了系统的带宽，保证了环路的稳定性。框图中的Cc为密勒补偿电容，Rc的作用是用来消除由于前馈通路而产生的右半平面零点。此时整个系统在单位增益带宽内还有两个极点：
Figure 201210163384X100002DEST_PATH_IMAGE002
，
Figure 201210163384X100002DEST_PATH_IMAGE004
 (1)
式中
Figure 201210163384X100002DEST_PATH_IMAGE006
。为保证系统的稳定性，就必须选取合适的Cc使得wP2> wP1，但是当负载电流增大时，次级增益gMProut减小，密勒效应减弱，这样就会导致wP1向wP2靠近，导致系统稳定性变差。为保证大负载条件下系统的稳定性，就需要增大密勒电容，这将导致系统带宽降低和芯片面积的增加。由于该系统只有一个恒定的主放大级gMP，导致系统的开环电压增益很小，导致系统的负载调整率和线性调整率较差，不能应用于对电源要求很高的场合。
发明内容
本发明目的是针对现有技术存在的缺陷提供一种基于大摆率误差放大器的高精度高速LDO电路，采用基于高摆率误差放大器和负载检测动态自适应补偿以及超级源级跟随器的系统架构，解决了传统LDO的低增益、低精度、低电源抑制比以及响应速度慢的问题，有效的降低了系统在负载突变时产生的电压过冲和欠冲。
本发明为实现上述目的，采用如下技术方案：
本发明一种基于大摆率误差放大器的高精度高速LDO电路，包括OTA电路、第二级push-pull输出电路、密勒补偿和动态零点补偿电路、负载电流检测电路、超级源级跟随器、动态偏置管、反馈网络和输出及负载电路，OTA电路的输出端分别接接第二级push-pull输出电路和密勒补偿和动态零点补偿电路的输入端，第二级push-pull输出电路的输出端接超级源级跟随器的输入端，密勒补偿和动态零点补偿电路的输出端接负载电流检测电路的输入端，超级源级跟随器输出端分别接动态偏置管的栅极和漏极、负载电流检测电路的输出端以及输出及负载电路的输入端，输出及负载电路的输出端接反馈网络的输入端，OTA电路、第二级push-pull输出电路、密勒补偿和动态零点补偿电路、负载电流检测电路、超级源级跟随器、动态偏置管和输出及负载电路共外部电源，OTA电路、第二级push-pull输出电路、负载电流检测电路、超级源级跟随器、反馈网络和输出及负载电路共地连接。
所述OTA电路包括尾电流源、输入差分对和负载电流镜，其中负载电流镜传输输出级由八个N型MOS管NM3至NM10构成，N型MOS管NM3的漏极分别接差分输入级的一个输出端和N型MOS管NM5、NM8、NM9的栅极，N型MOS管NM3的漏极分别接差分输入级的另一个输出端和N型MOS管NM6、NM7、NM10的栅极，N型MOS管NM3的源极分别接N型MOS管NM5、NM7的漏极，N型MOS管NM4的源极分别接N型MOS管NM6、NM8的漏极，N型MOS管NM5、NM6、NM7、NM8、NM9、NM10的源极分别连接接地，N型MOS管NM9漏极构成负载电流镜传输输出级的第一输出端，N型MOS管NM10漏极构成负载电流镜传输输出级的第二输出端。
相对于传统的LDO，本发明通过采用基于自适应非线性电流镜的高速高精度的OTA、第二级Push-Pull结构、超级源级跟随器以及动态零点补偿和密勒补偿相结合的方法, 首先确保的系统稳定性，其中动态零点跟踪补偿输出极点，Miller电容效应压缩主极点和带宽，扩展第二级次极点，超级缓冲器扩展功率级输入极点，从而使单位增益带宽内仅保留一个主极点，系统稳定；其次，电路中因采用新型低功耗高增益、宽带高摆率OTA，再加上Push-Pull CS的增益调节作用，有效解决了传统LDO低增益、低精度、低电源抑制比以及响应速度慢的问题。
附图说明
图1为传统LDO系统框图。
图2为本发明的LDO系统框图。
图3为本发明所采用的高速高精度OTA电路。
图4为本发明的整体电路图。
图5为5V重载情况下的增益相位曲线图。
图6为5V轻载情况下的增益相位曲线图。
图7为5V负载1us由轻载跳重载的瞬态特性图。
图8为5V负载1us由重载跳轻载的瞬态特性图。
图9为5V重载情况下系统的电源抑制比特性图。
具体实施方式
下面结合附图对发明的技术方案实现方法进行说明：
本发明的系统框图如图2所示，误差放大器为两级结构，输出漏全摆幅驱动，输入级自适应高摆率结构，输出级驱动采用Push-Pull结构；由于补偿不考虑ESR零点的作用，ESR电阻取5mW, 在CL=4.7mF下的零点频率为6.78MHz，一般远大于环路单位增益带宽，其影响可忽略。
误差放大器的差分输入级采用如图3所示的OTA系统架构，采用了两对自适应非线性电流镜的改进结构，由M3、M5和M9构成一组，M4、M6和M10构成另外一组。在静态小信号工作的情况，两对电流镜作为线性电流源，而M7/M8的分流作用提高了误差放大器的小信号增益；在动态大信号工作情况下，M5或M6进入线性区，且其源漏电流近似为MA1的尾电流，这样使得M9或M10在大信号情况下流过更大的电流，对应的大信号输出摆率也得到提高。解决了传统的误差放大器高摆率和小增益(大电流)之间的矛盾。
误差放大器的第二级采用Push-Pull推挽驱动的共源(CS)增益结构，用以提高误差放大器(EA)的增益，提高系统电源抑制比(PSRR)性能。但第二级增益级新增加了一个低频极点，需多增加一个相应的零点进行补偿。电路采用密勒补偿结构消除这个低频极点的影响；同时，为进一步减小电压缓冲级输出阻抗，采用负反馈结构的电压缓冲级，从而更好地隔离误差放大器高输出电阻和功率管大寄生电容。如图2和图4所示，在第三级采用由MBF1、MBF2、MBF3和MBF4构成的超级源级跟随器结构，此类跟随器的输出阻抗比传统共漏电压跟随器的输出阻抗更低，与调整管栅极大输入电容产生的极点频率被推向高频段，减小了对系统带宽的影响。
由图2和图4可知，未补偿前系统包含4个极点和1个ESR零点，其中第一级误差放大器的低频主极点频率为
Figure 201210163384X100002DEST_PATH_IMAGE008
(2)
Push-Pull 放大器的低频次极点频率为
Figure 201210163384X100002DEST_PATH_IMAGE010
(3)
电压跟随器即缓冲器输出的高频极点频率为：
(4)
LDO输出极随负载变化的极点频率为：
Figure 201210163384X100002DEST_PATH_IMAGE014
(5)
ESR高频零点频率为：
Figure 201210163384X100002DEST_PATH_IMAGE016
(6)
由于采用超级源级跟随随器，Pbuffer远在GBW外，Resr=5mΩ，产生的Zesr也远在GBW外。此时，GBW内有3个极点。加入补偿电容CC1、CC2和Mc1后，系统零极点为：
Figure 201210163384X100002DEST_PATH_IMAGE018
(7)
式中Am为电流检测电路在电流线性传输下的电压增益，AV2为次极CS增益值，即 ：
Figure 201210163384X100002DEST_PATH_IMAGE020
(8)
在Miller电容效应作用下，Push-Pull放大器极点频率为
Figure 201210163384X100002DEST_PATH_IMAGE022
，其中Cc2»0.6pF，动态零点频率近似为：
Figure 201210163384X100002DEST_PATH_IMAGE024
(9)
由Mc1~Mc4、和Cc1构成动态零点补偿电路，利用工作在饱和区的Mc1 Diode管阻抗1/gm与输出电流的关系跟踪输出端极点的变化。相比于传统的利用工作在线性区MOS管的跟踪输出极点技术，饱和区状态设置的跟踪补偿效果更好。如果功率管在所有负载电流情况下都工作在饱和区，那么输出端极点随负载电流线性变化。经仿真验证表明，若Mc1管工作在饱和区域，gmc1µ(Io)1/2; 进入亚阈区后， gmc1µIo，调节电容CC1和负载电流的取样系数，使动态零点Zc可以在GBW内跟踪LDO输出极点；同时由于CC1的密勒效应，将本来Push-Pull放大级的低频极点变为一个高频极点，推出带宽外，电流检测电路消除了前馈，因此右半平面零点被取消。加入小电容C C2是因为源跟随器在高频和不同负载情况下会产生复极点，在增益频率特性曲线上产生尖峰，在跟随器前加此电容可以消除此尖峰，有利于保持电路的稳定。表1给出了负载电流变化时动态零点的变化情况，以此反映动态零点对LDO输出极点的跟踪性能。
表1、不同负载时动态零点跟踪情况
Iload (mA) 补偿管跨导 动态零点理论值 仿真值
200 3.0µ 104KHz 100KHz
100 2.2µ 76KHz 71KHz
50 1.6µ 55KHz 53KHz
25 1.2µ 42KHz 40KHz
10 804n 27.7KHz 27.2KHz
5 586n 20.3KHz 19.9KHz
1 245n 8.5KHz 8.4KHz
0.1 51n 1.8KHz 1.8KHz
1 0 4.8n 166Hz 164Hz
上表说明该零点可以随负载电流变化而变化，但变化并不是线性的，因为Mc1管始终处于饱和区，饱和区的跨导gm和电流并不是线性关系。当负载电流降低使Mc1管感应的电流很小时，动态感应管将进入亚阈值区，线性度变好，但有效的跟踪范围很小。考虑宽的动态范围要求，在有效电流跟踪的大部分电流变化范围内将感应管设置在强反型饱和区，此动态零点可满足稳定性要求。
本发明采用CSMC0.5mm标准CMOS工艺设计，经Cadence的EDA工具进行仿真验证，发明的LDO输入电压为3.5V-5V，输出3.3V，静态电流40mA，在提供200mA负载电流情况下电压差为200mV，负载瞬态变化时最大输出电压过冲在5V电源电压时为16mV、在3.5V电源电压时为30mV,负载调整率和线性调整率分别为0.009%/A和0.012%/V，电源抑制比低频时为102dB，10kHz时为97dB，1MHz时为58dB。
功率调整管在低压差条件下通常工作在线性电阻区，有：
Figure 201210163384X100002DEST_PATH_IMAGE026
(10)
当VSG-VTP>>VSD，管子处于深度线性区，公式可简化为：
Figure 201210163384X100002DEST_PATH_IMAGE028
(11)
导通电阻Ron为：
Figure 201210163384X100002DEST_PATH_IMAGE030
(12)
则宽长比为：
Figure 201210163384X100002DEST_PATH_IMAGE032
(13)
由最大电流200mA，最小压差200mV，得Ron»1Ω。设MA16管的VDS»200mV，则VSG为3.5-(0.95+0.2+0.2)»2.15V。由此得到的宽长比约为13K，后经反复调试，考虑寄生效应和一定余量，功率管宽长比定为30K。
如图4所示，误差放大器由一个高摆率的OTA和一级推挽输出(MA15、MA16)构成，MBF1-MBF4构成超级源跟随器，MDBF为动态偏置。Mc2、Mc3、Mc4为电流采样电路。Mc1为补偿管，Cc1和Cc2为补偿电容。
感应电流检测和补偿电路的设计：取电流检测管Mc2与调整管的宽长比为1/20000，这样Mc2在重载下均流过10mA的电流，Mc4再按1/5取样，因此Mc3取与MA11、MA12相同的W/L, Mc4为Mc3的1/5。在1mA的轻载条件下，感应支路电流下降到10nA和2nA，各感应MOS管必然进入亚阈值区。因此重载下为饱和区，接近空载的轻载则进入亚阈值区。Mc1应保持与其余三管近似同步的状态变化，同时考虑补偿的需要，适当减小W/L，增大电阻，缓解对CC1过大的需求。
通过电路仿真，发明的LDO的增益相位曲线如图5、图6所示，瞬态特性如图7、图8所示，系统的电源抑制比特性曲线如图9所示。
通过上述仿真可得到本设计的主要性能参数，并将本设计与相关设计进行比较，如表3所示，其中第三列为本设计的主要性能参数，第一列为Mohammad Al-Shyoukh等人采用密勒补偿和缓冲级输出阻抗衰减技术设计的性能参数,第二列为Yi Wang等人采用嵌套式密勒补偿加瞬态响应增强电路设计的性能参数。通过对比可知本发明在线性调整率、负载调整率、瞬态响应过冲电压、瞬态响应欠冲电压和电源抑制比PSRR等方面都有明显的改善。
表2 LDO性能汇总与比较
Figure 201210163384X100002DEST_PATH_IMAGE034

Claims (2)

1. 一种基于大摆率误差放大器的高精度高速LDO电路，其特征在于包括OTA电路（1）、第二级push-pull输出电路（2）、密勒补偿和动态零点补偿电路（3）、负载电流检测电路（4）、超级源级跟随器（5）、动态偏置管（6）、反馈网络（7）和输出及负载电路（8），OTA电路（1）的输出端分别接接第二级push-pull输出电路（2）和密勒补偿和动态零点补偿电路（3）的输入端，第二级push-pull输出电路（2）的输出端接超级源级跟随器（5）的输入端，密勒补偿和动态零点补偿电路（3）的输出端接负载电流检测电路（4）的输入端，超级源级跟随器（5）输出端分别接动态偏置管（6）的栅极和漏极、负载电流检测电路（4）的输出端以及输出及负载电路（8）的输入端，输出及负载电路（8）的输出端接反馈网络（7）的输入端，OTA电路（1）、第二级push-pull输出电路（2）、密勒补偿和动态零点补偿电路（3）、负载电流检测电路（4）、超级源级跟随器（5）、动态偏置管（6）和输出及负载电路（8）共外部电源，OTA电路（1）、第二级push-pull输出电路（2）、负载电流检测电路（4）、超级源级跟随器（5）、反馈网络（7）和输出及负载电路（8）共地连接。
2.根据权利要求1所述的一种基于大摆率误差放大器的高精度高速LDO电路，其特征在于所述OTA电路（1）包括尾电流源（101）、输入差分对（102）和负载电流镜（103），
其中负载电流镜传输输出级由八个N型MOS管NM3至NM10构成，N型MOS管NM3的漏极分别接差分输入级的一个输出端和N型MOS管NM5、NM8、NM9的栅极，N型MOS管NM3的漏极分别接差分输入级的另一个输出端和N型MOS管NM6、NM7、NM10的栅极，N型MOS管NM3的源极分别接N型MOS管NM5、NM7的漏极，N型MOS管NM4的源极分别接N型MOS管NM6、NM8的漏极，N型MOS管NM5、NM6、NM7、NM8、NM9、NM10的源极分别连接接地，N型MOS管NM9漏极构成负载电流镜传输输出级的第一输出端，N型MOS管NM10漏极构成负载电流镜传输输出级的第二输出端。
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