CN101694962B - 一种用于开关稳压电源控制器的环路补偿电路 - Google Patents

Abstract

一种用于开关稳压电源控制器的环路补偿电路，属于电子技术领域，涉及一种应用于功率集成电路中PWM控制模式的开关稳压电源控制器的环路补偿电路。本发明提出的环路补偿电路包括相位超前补偿单元电路和低频增益单元电路，其中相位超前补偿单元电路实现相位超前补偿，通过运算放大器op1、电阻R1、R2和电容C1实现，相位超前的度数即是开关稳压电源控制环路的相位裕度；低频增益单元电路为开关稳压电源提供低频增益，通过运算放大器op2、电阻R3和R4实现，从而保证变换器较小的稳态误差。本发明可采用较小的电容和电阻实现环路补偿，有利于实现整个开关稳压电源的单芯片集成，可提高开关稳压电源的可靠性，并节约开关稳压电源的成本。

Description

一种用于开关稳压电源控制器的环路补偿电路

技术领域

一种应用于开关稳压控制器的环路补偿电路，属于电子技术领域，涉及一种应用于功率集成电路中PWM控制模式的开关稳压电源控制器的环路补偿电路。

背景技术

开关稳压电源(即开关变换器)中常采用脉冲宽度调制模式PWM(Pulse WidthModulation)，并通过负反馈控制环路来使变换器的输出电压保持稳定。具体实现方式是：如果输入电压或负载的变化引起输出电压变化，采样电路对输出电压进行采样，并将之与基准电压进行比较，进而根据变化来调节变换器开关的占空比，使得输出电压稳定；输出电压稳定的程度与负反馈放大器的开环增益相关。然而，对于任何负反馈系统，都存在环路稳定性的问题。控制系统的稳定性是由系统结构决定的，因为控制系统一般都含有储能元件和惯性元件，如电容和电感。由于这类元件的能量不能突变，当系统受到扰动或有输入量时，控制过程不会立即完成，而是有一定的延迟，如果这个延迟造成反馈回来的信号刚好同相地加到原扰动或输入信号，那么系统将出现振荡现象。如果这个振荡过程是逐渐减弱的，系统最终将趋于稳定；如果振荡过程维持恒定或逐步增强，系统将失控，即为不稳定系统。根据“巴克豪森判据”要求，控制系统稳定的准则是：在开环环路增益为1的频率(即剪切频率)处，系统所有环节的总开环相位延迟必须小于360°。另外，将系统在剪切频率处所对应的相位角与-180°之差定义为相位裕度。相位裕度太小，系统会出现减幅振荡；相位裕度太大则系统的响应速度变慢。为了减小反馈系统阶跃响应引起的振荡幅度，并提供快速的调节速度，一般相位裕度应设计在45°到70°之间。

以Buck变换器为例，如图1所示，输出电压被电阻R01和R02进行分压采样，采样得到的FB信号与基准vref信号之差经过误差放大器的放大，与三角波相比较后，产生可控的占空比信号来驱动功率管M1。SW节点相应会产生与占空比信号相关的方波电压。电路当中由电感L和电容C构成的LC滤波网络用于对SW点的方波电压进行滤波，产生一个具有一定纹波的相对稳定的输出电压。由于LC滤波网络是一个双极点网络，转折频率为

会产生180°的相位滞后，加上负反馈引入的180°相移，就有可能在环路增益达到剪切频率之前产生360°相位滞后，造成环路的不稳定。因此需要对环路进行相位补偿，使得环路在总的相位延迟小于360°，并且有大约60°左右的相位裕度。

如果LC网络中电容是低ESR的电容，那么传统的电压模式PWM控制环路中的误差放大器一般采用三型补偿误差放大器对环路进行补偿，如图1所示。由于三型补偿误差放大器具有3个大的电容和3个大电阻，无法实现在芯片上的集成，需要在片外实现。本发明提出一种补偿电路，补偿所需要的电容和电阻等无源器件较小，可实现全片上集成，无需片外无源器件，减少了开关稳压电源控制器的成本，还可提高开关稳压电源控制器的可靠性。

发明内容

本发明提供一种用于开关稳压电源控制器的环路补偿电路，与常规的三型误差放大器补偿方式相比，由于采用的电容和电阻等无源器件较小，故可将控制电路全部集成于芯片中，从而减少了外围元件的数量，能够提高开关稳压电源控制器的可靠性，并降低开关稳压电源控制器的成本。

本发明详细技术方案为：

一种用于开关稳压电源控制器的环路补偿电路，如图2所示，包括相位超前补偿单元电路和低频增益单元电路。所述相位超前补偿单元电路由运算放大器op1、电阻R1、电阻R2和电容C1构成；所述低频增益单元电路由运算放大器op2、电阻R3和电阻R4构成。运算放大器op1的同相输入端接开关稳压电源的反馈电压FB(反馈电压FB一般由开关稳压电源的输出电压通过两个分压电阻采样获得)；电阻R2的一端接运算放大器op1的反相输入端，另一端接运算放大器op1的输出端；电阻R1的一端接在运算放大器op1的反相输入端，另一端接电容C1的上极板，电容C1的下极板接运算放大器op2的同相输入端；运算放大器op2的同相输入端接带隙基准电压vref；电阻R3接在运算放大器op1的输出端和运算放大器op2的反相输入端之间；电阻R4接在运算放大器op2的反相输入端和输出端之间；运算放大器op2的输出端即为EA节点，接开关稳压电源控制器中后级PWM比较器的同相输入端。

上述方案中，所述相位超前补偿单元电路由运算放大器实现反馈，由两个电阻和一个电容产生一个相对低频的零点及一个相对高频的极点，在该零点与该极点之间可以实现相位提升，从而实现相位超前补偿。

上述方案中，所述低频增益电路由一个运算放大器、两个电阻组成，形成一个反相比例运算放大器。由运算放大器实现反馈，两个电阻实现反相比例放大。

所述的运算放大器op1和op2可采用相同结构的运算放大器，从而简化设计。图3所示为运算放大器op1和op2的一种实现方案。所述运算放大器op1和op2采用折叠式差分放大器做第一级，源级跟随器做第二级，由5个PMOS管MP1、MP2、MP3、MP4、MP5和6个NMOS管MN1、MN2、MN3、MN4、MN5、MN6以及1个电容C2构成。MP2和MP3作为运算放大器的输入对管，其中MP2的栅极作为运算放大器的同相输入端VP，MP3的栅极作为运算放大器的反相输入端VN。MP2和MP3的源极接MP1的漏极，MP2和MP3的漏极分别接MN1和MN2的源极。MP1的栅极接偏置电压VBIAS1，MP1管的源极接电源VDD。MN3和MN4的栅极接偏置电压VBIAS3；MN1和MN2的栅极接偏置电压VBIAS2，MN1和MN2的源极分别接MN3和MN4的漏极，MN3和MN4的源极接地。MP4和MP5构成电流镜：MP4和MP5的源极接电源VDD，MP4和MP5的栅极相连并接MP4的漏极。MP4和MP5的漏极分别接MN1和MN2的漏极。MN6的栅极接MP5和MN2的漏极的同时通过电容C2接地。MN6与MN5构成源级跟随放大器：MN6的源极接MN5的漏极并作为运算放大器的输出端OUT，MN6的漏极接电源VDD，MN5的栅极接VBIAS3，MN5的源极接地。

本发明的有益效果是：

本发明提供的用于开关稳压电源控制器的环路补偿电路，与常规的三型误差放大器补偿方式相比，由于采用的电容和电阻等无源器件较小，故可将控制电路全部集成于芯片中，从而减少了外围元件的数量，能够提高开关稳压电源控制器的可靠性，并降低开关稳压电源控制器的成本。并且根据具体的设计参数，可以调节电容、电阻的数值，合理设计运算放大器，可得到需要的相位裕度和较小的面积占用。

附图说明：

图1Buck开关稳压电源及其控制电路图。

图2本发明提出的用于开关稳压电源控制器的环路补偿电路图。

图3本发明提出的用于开关稳压电源控制器的环路补偿电路中运算放大器的电路图。

图4应用本发明提出的环路补偿电路的Buck开关稳压电源的电路图。

图5相位超前补偿电路的相频特性和幅频特性。

图6本发明提出的环路补偿电路的相频特性和幅频特性。

图7图4所示变换器控制环路的幅频特性和相频特性，相位裕度为50°。

具体实施方案

通常开关稳压电源的控制环路由PWM控制器、LC滤波网络、采样网络、误差放大器补偿电路组成，如图1所示。若设从EA到SW的增益为A_PWM，从SW到OUT的增益A_LC，从OUT到FB的增益为A_S，从FB到EA的增益为A_EA，那么环路开环增益A为(A_PWM*A_LC*A_S*A_EA)。其中A_PWM和A_S增益跟频率无关，提供了小幅度的增益衰减，下面对将忽略这两部分增益的影响。A_LC在转折频率处贡献了180°的相移，同时环路的负反馈贡献了180°的相移。可见环路当中除去A_EA其他部分在环路开环增益下降到0db之前已经达到了360°相移，如果不加以补偿，系统将出现振荡。因此需要提供一个补偿网络在环路开环增益到达剪切频率之前对相位进行超前补偿，补偿网络贡献相位超前的度数即为环路的相位裕度。另外，开关稳压电源输出的稳态误差与环路开环的低频增益的大小有关，所以补偿网络还需要提供足够的增益，以保证输出稳态误差满足要求。

本发明所述的环路补偿电路如图2所示。其中的op1、R1、R2、C1构成相位超前补偿单元电路，提供相位超前补偿；op2、R3、R4构成低频增益单元电路，提供环路的低频增益。以下推导过程以小写下标表示对应节点的小信号变量。

对相位超前补偿单元电路，分析其传输函数，有

$\frac{[v_{\mathrm{fb}}-v_{\mathrm{pl}}/A\left(S\right)]}{R1+1/\mathrm{SC}1}=\frac{v_{\mathrm{pl}}-[v_{\mathrm{fb}}-v_{\mathrm{pl}}/A\left(S\right)]}{R2}---\left(1\right)$

其中，v_fb和v_pl均表示小信号变量，A(S)分别表示op1和op2的增益，其大小为

(A₀表示运算放大器的开环低频增益，w_p表示运算放大器的开环负3dB带宽)，整理上式，有

$\frac{v_{\mathrm{pl}}}{v_{\mathrm{fb}}}\≈\frac{1+\mathrm{SC}1(R1+R2)}{S^2\left(\frac{C1(R1+R2)}{w_p*A_0}\right)+\mathrm{SC}1R1+1}---\left(2\right)$

从公式中可以得到相位超前部分提供两个极点，一个零点，将它们分别列出如下：

$f_{P1}\≈\frac{1}{2\mathrm{\πR}1C1}---\left(3\right)$

$f_{Z1}=\frac{1}{2\mathrm{\π}(R1+R2)C1}---\left(4\right)$

$f_{P2}\≈\frac{R1}{R1+R2}{A}_0{w}_p\≈\frac{R1}{R1+R2}\mathrm{GB}---\left(5\right)$

公式(5)中的GB表示运放op1和op2的单位增益带宽。当极点f_P2比较低，会影响相位超前补偿，所以R1、R2、C1和GB要提供合适的值，使得该极点的位置大于相位补偿网络的第一个极点f_P1。运放的一种实现方式如图4所示，由折叠式差分放大器做第一级，源级跟随器做第二级。设计的结果须满足f_z1＜f_p1＜f_p2，具体波特图如图5所示，可以提供60°的相位超前。

对于低频增益单元电路，分析其传输函数，有

$\frac{v_{\mathrm{ea}}}{v_{\mathrm{pl}}}=\frac{-(R4/R3)}{1+S\left(\frac{R3+R4}{R3}\right)*\frac{1}{A_0{w}_p}}---\left(6\right)$

从公式(6)可以得到低频增益为R4/R3，极点值为

同样当该极点比较低，会影响第一部分的相位超前补偿，所以要在低频增益和GB进行折中，使得该极点的位置大于第一部分电路中的第一个极点。

综合考虑两部分电路，结合公式(2)和公式(6)，那么有源补偿误差放大的传输函数为：

$A_{\mathrm{EA}}\left(S\right)=\frac{v_{\mathrm{ea}}}{v_{\mathrm{fb}}}\≈[-(R4/R3)]*\frac{1+\mathrm{SC}1(R1+R2)}{\left\{S^2\right[\frac{C1(R1+R2)}{w_p*A_0}]+\mathrm{SC}1R1+1\}}*\frac{1}{1+S\left(\frac{R3+R4}{R3}\right)*\frac{1}{A_0{w}_p}}---\left(7\right)$

从公式(7)中可知，本发明提出的环路补偿电路的低频增益为R4/R3，另外还贡献了一个零点和3个极点，其中最后两个极点为高频极点，对相位补偿的影响可以忽略。应用本发明的一种具体设计的波特图如图6所示，在此设计中可以提供60°的相位超前。结合LC网络，忽略A_PWM和A_S的影响。那么整体控制环路的波特如图7所示，它提供了50°的相位裕度。根据具体的设计参数，可以调节电容、电阻的数值，合理设计运算放大器，可得到需要的相位裕度和较小的面积占用。

Claims (3)

1.一种用于开关稳压电源控制器的环路补偿电路，包括相位超前补偿单元电路和低频增益单元电路；所述相位超前补偿单元电路由运算放大器op1、电阻R1、电阻R2和电容C1构成；所述低频增益单元电路由运算放大器op2、电阻R3和电阻R4构成；运算放大器op1的同相输入端接开关稳压电源的反馈电压FB；电阻R2的一端接运算放大器op1的反相输入端，另一端接运算放大器op1的输出端；电阻R1的一端接在运算放大器op1的反相输入端，另一端接电容C1的上极板，电容C1的下极板接运算放大器op2的同相输入端；运算放大器op2的同相输入端接带隙基准电压vref；电阻R3接在运算放大器op1的输出端和运算放大器op2的反相输入端之间；电阻R4接在运算放大器op2的反相输入端和输出端之间；运算放大器op2的输出端即为EA节点，接开关稳压电源控制器中后级PWM比较器的同相输入端。

2.根据权利要求1所述的用于开关稳压电源控制器的环路补偿电路，其特征在于，所述运算放大器op1和op2采用相同结构的运算放大器。

3.根据权利要求2所述的用于开关稳压电源控制器的环路补偿电路，其特征在于，所述相同结构的运算放大器采用折叠式差分放大器做第一级，源级跟随器做第二级，由5个PMOS管MP1、MP2、MP3、MP4、MP5和6个NMOS管MN1、MN2、MN3、MN4、MN5、MN6以及1个电容C2构成；MP2和MP3作为运算放大器的输入对管，其中MP2的栅极作为运算放大器的同相输入端VP，MP3的栅极作为运算放大器的反相输入端VN；MP2和MP3的源极接MP1的漏极，MP2和MP3的漏极分别接MN1和MN2的源极；MP1的栅极接偏置电压VBIAS1，MP1管的源极接电源VDD；MN3和MN4的栅极接偏置电压VBIAS3；MN1和MN2的栅极接偏置电压VBIAS2，MN1和MN2的源极分别接MN3和MN4的漏极，MN3和MN4的源极接地；MP4和MP5构成电流镜：MP4和MP5的源极接电源VDD，MP4和MP5的栅极相连并接MP4的漏极；MP4和MP5的漏极分别接MN1和MN2的漏极；MN6的栅极接MP5和MN2的漏极的同时通过电容C2接地；MN6与MN5构成源级跟随放大器：MN6的源极接MN5的漏极并作为运算放大器的输出端OUT，MN6的漏极接电源VDD，MN5的栅极接VBIAS3，MN5的源极接地。

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