CN104682704A - 基于可变零点的反馈补偿电路及应用其的开关电源 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于可变零点的反馈补偿电路及应用其的开关电源，包括第一误差放大器、第二误差放大器、补偿电容和补偿电阻，所述第一误差放大器的第一极性端和所述第二误差放大器的第一极性端均接收第一信号，所述第一误差放大器的第二极性端和所述第二误差放大器的第二极性端均接收第二信号，所述补偿电容串联在第一误差放大器的输出端和第二误差放大器的输出端之间，在所述的第一误差放大器的输出端形成补偿电压；所述的补偿电阻一端与第二误差放大器的输出端连接，另一端接地；所述第一误差放大器设置有可变偏置电流源，第一误差放大器的跨导与可变偏置电流源的大小成正比例关系。本发明能够自适应调整零点，从而提高了相位裕度，保障了系统的稳定性。

Description

基于可变零点的反馈补偿电路及应用其的开关电源

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，具体涉及一种基于可变零点的反馈补偿电路及应用其的开关电源。

背景技术

相位裕度是电路设计中的一个重要指标，主要用来衡量负反馈系统的稳定性，并能用来预测闭环系统阶跃响应的过冲。相位裕度可以看作是系统进入不稳定状态之前可以增加的相位变化，通常情况下，相位裕度越大，系统越稳定，因此需要一个比较合适的相位裕度，相位裕度一般需大于45°。

在电源变换器中，往往需要对输出电压进行采样，并与基准信号进行比较(一般通过误差放大器实现)，以产生反馈补偿信号。在满载工况下，续流开关管或二极管的占空比最大(推理可知：该占空比与反馈补偿信号成正比)，相位裕度也较大，此时闭环系统较为稳定，由于现有技术误差放大器的增益恒定，当负载减小时，续流开关管的占空比减小，相位裕度也会相应减小，无法对相位裕度进行自适应调整，导致此时系统稳定性较差。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种基于可变零点的反馈补偿电路及应用其的开关电源，用以解决现有技术存在的无法进行自适应调整相位裕度的技术问题。

本发明的技术解决方案是，提供一种以下结构的基于可变零点的反馈补偿电路，包括第一误差放大器、第二误差放大器、补偿电容和补偿电阻，所述第一误差放大器的第一极性端和所述第二误差放大器的第一极性端均接收第一信号，所述第一误差放大器的第二极性端和所述第二误差放大器的第二极性端均接收第二信号，所述补偿电容串联在第一误差放大器的输出端和第二误差放大器的输出端之间，在所述的第一误差放大器的输出端形成补偿电压；所述的补偿电阻一端与第二误差放大器的输出端连接，另一端接地；

所述第一误差放大器设置有可变偏置电流源，第一误差放大器的跨导与可变偏置电流源的大小成正比例关系。

优选地，反馈补偿电路还包括可变偏置电流源产生电路，所述可变偏置电流源产生电路接收补偿电压，输出与补偿电压成正比例的所述可变偏置电流源，以使第一误差放大器的跨导与补偿电压成正比。

优选地，所述的可变偏置电流源产生电路包括电压跟随模块和电流镜像模块，所述的电压跟随模块接收补偿电压，并将补偿电压施加于电阻上，由电流镜像模块对流经电阻的电流进行镜像，得到可变偏置电流源。

本发明另一技术解决方案是，提供一种以下结构的应用基于可变零点的反馈补偿电路的开关电源，包括上述任意一种基于可变零点的反馈补偿电路。

采用本发明的电路结构，与现有技术相比，具有以下优点：由于续流开关管或二极管的占空比(续流二极管在一个开关周期内导通时间与周期的比值)与补偿电压成正比，当电源变换器负载减小时，续流开关管或二极管的导通占空比减小，补偿电压也相应降低，将第一误差放大器中的偏置电流源设置成与补偿电压成正比例关系的可变偏置电流源，第一误差放大器的跨导随所述占空比减小而减小，使得反馈补偿电路的零点可变，并随占空比作自适应调整，从而提高了相位裕度，保障了系统的稳定性。

附图说明

图1为电源变压器的结构示意图；

图2为反馈补偿电路实施例1的结构示意图。

图3为实施例1中第一误差放大器的结构示意图。

图4为可变偏置电流源产生电路的结构示意图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的优选实施例进行详细描述，但本发明并不仅仅限于这些实施例。本发明涵盖任何在本发明的精神和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。

为了使公众对本发明有彻底的了解，在以下本发明优选实施例中详细说明了具体的细节，而对本领域技术人员来说没有这些细节的描述也可以完全理解本发明。

在下列段落中参照附图以举例方式更具体地描述本发明。需说明的是，附图均采用较为简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。

参考图1所示，示意了包括反馈补偿电路的电源变换器。图1中采用了反激式变换器作为具体例子，但本发明的反馈补偿电路并不局限于这种类型的变换器，还可适用于降压型、升压型等电源变换器中，在此不作一一举例。电感L3与变压器(由原边电感L1和副边电感L2组成)产生互感，能够用于表征电源变换器的输出电压，经由电阻R1和R2组成的分压电路分压后，得到表征输出电压的输出采样信号V_FB，所述的反馈补偿电路分别接收输出采样信号V_FB和基准电压V_REF，从而得到补偿电压V_C。由采样电阻R_SEN采样流经原边的电感电流，得到表征该电感电流值的电压C_S。补偿电压V_C与C_S进行比较控制主功率开关管M的PWM信号。

参考图2所示，示意了本发明实施例1的结构示意图，也即示意了反馈补偿电路的具体结构示意图。反馈补偿电路包括第一误差放大器EA1、第二误差放大器EA2、补偿电容C_C和补偿电阻R_C，所述第一误差放大器EA1的第一极性端(同相端)和所述第二误差放大器的第一极性端(同相端)均接收第一信号(基准电压V_REF)，所述第一误差放大器EA1的第二极性端(反相端)和所述第二误差放大器EA2的第二极性端(反相端)均接收第二信号(输出采样信号V_FB)，所述补偿电容C_C串联在第一误差放大器EA1的输出端和第二误差放大器EA2的输出端之间，在所述的第一误差放大器EA1的输出端形成补偿电压V_C；所述的补偿电阻R_C一端与第二误差放大器EA2的输出端连接，另一端接地。

其中， $\frac{{\hat{v}}_c}{{\hat{v}}_i}{g}_{m1}\·\frac{1+(1+g_{m2}/g_{m1})\mathrm{RCcs}}{\mathrm{Ccs}},{\hat{v}}_i=V_{\mathrm{REF}}-V_{\mathrm{FB}},$

gm1为第一误差放大器的跨导，gm2为第二误差放大器的跨导。

C_Cs为补偿电容的容抗。该函数的零点为

在跨导gm1和gm2不变的情况下，其零点位置也是不变的，因此当出现负载减轻导致相位裕度减小时，无法通过改变零点来进行自适应调整。

V_C扰动到输出采样信号V_FB的功率级传递函数为:

$\frac{{\hat{v}}_{\mathrm{FB}}\left(s\right)}{{\hat{v}}_c\left(s\right)}=k\·\frac{D_2}{R_{\mathrm{SEN}}}\·\frac{R_{\mathrm{out}}}{R_{\mathrm{out}}{C}_{\mathrm{out}}s+1},k=\frac{N_1}{N_2}\·\frac{N_3}{N_2}\·\frac{R_2}{R_1+R_2}$

采用自适应零点控制(通过调节EA1的跨导gm1实现)后，误差信号V_i到V_C的传递函数为:

$\frac{{\hat{v}}_c}{{\hat{v}}_{\mathrm{FB}}}{g}_{m1}\·\frac{1+(1+g_{m2}/g_{m1})R_C{C}_{C}s}{C_{C}s}$ V_i＝V_FB-V_C

环路增益如下：

$G\left(s\right)=k\·\frac{D_2}{R_{\mathrm{SEN}}}\·\frac{R_{\mathrm{out}}}{R_{\mathrm{out}}{C}_{\mathrm{out}}s+1}{\·g}_{m1}\·\frac{1+(1+g_{m2}/g_{m1})R_C{C}_{C}s}{C_{C}s}$

假设左半平面零点在单位增益带宽上，此时系统相位裕度为45度。系统的单位增益带宽位置为：

${\mathrm{\ω}}_c=\sqrt{1.4\frac{K\·D_2}{R_{\mathrm{SEN}}\·C_{\mathrm{OUT}}}\·\frac{g_{m1}}{C_C}}$

零点位置为：

${\mathrm{\ω}}_z=\frac{g_{m1}}{g_{m2}}\·\frac{1}{R_C{C}_C}$

满足大于45度相位裕度的条件为：

ω_z≤ω_c

联立上面三个公式，满足大于45度相位裕度的条件为：

$\frac{1}{g_{m2}}\·\frac{1}{R_C{C}_C}\≤\sqrt{1.4\frac{K\·D_2}{R_{\mathrm{SEN}}\·C_{\mathrm{OUT}}\·C_C}\·\frac{D_2}{g_{m1}}}$

满载条件下，D₂(续流二极管在一个开关周期内导通时间与周期的比值)最大。此时设计环路参数使系统稳定。如果gm1和gm2恒定，则当负载减小时，D₂减小，相位裕度减小。为了提高相位裕度，当gm2恒定时，使gm1跟随D₂减小而减小，根据以下D₂的表达式，让gm1随补偿电压V_C变化而变化，即可实现其与D₂的同步变化。

$D_2=\frac{T_{\mathrm{OUT}}}{T_S}=V_C\·\frac{N_1}{N_2}\·\frac{L_2}{R_{\mathrm{SEN}}\·T_S}$

参考图3所示，示意了本发明第一误差放大器的内部结构。所述第一误差放大器内设置有偏置电流源I_B，现有技术中偏置电流源为恒定的，为了实现上述所述的跨导gm1随补偿电压V_C变化而变化，使所述偏置电流源I_B为可变偏置电流源，第一误差放大器的跨导gm1与可变偏置电流源I_B的大小成正比例关系。

Mp1和Mp2如果偏置在深线性区则有：

V_T为热电压，常温下为26mv，0.085mv/k。

再通过可变偏置电流源产生电路产生所述的可变偏置电流源I_B，使可变偏置电流源I_B与补偿电压V_C成正比，从而达到让跨导gm1随补偿电压V_C变化而变化的目的，因D₂与V_C成正比，故误差放大器的跨导gm1与D₂成正比，二者为同一变化趋势。

参考图4所示，示意了可变偏置电流源产生电路的结构。所述的可变偏置电流源产生电路包括电压跟随模块和电流镜像模块，所述的电压跟随模块接收补偿电压V_C，并将补偿电压V_C施加于电阻R3上，由电流镜像模块对流经电阻R3的电流进行镜像，得到可变偏置电流源I_B，作为第一误差放大器EA1内部的可变偏置电流源。

因此， $g_{m1}=\frac{V_C}{2\·V_T\·R_3}.$

以上所述的实施方式，并不构成对该技术方案保护范围的限定。任何在上述实施方式的精神和原则之内所作的修改、等同替换和改进等，均应包含在该技术方案的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种基于可变零点的反馈补偿电路，包括第一误差放大器、第二误差放大器、补偿电容和补偿电阻，其特征在于：所述第一误差放大器的第一极性端和所述第二误差放大器的第一极性端均接收第一信号，所述第一误差放大器的第二极性端和所述第二误差放大器的第二极性端均接收第二信号，所述补偿电容串联在第一误差放大器的输出端和第二误差放大器的输出端之间，在所述的第一误差放大器的输出端形成补偿电压；所述的补偿电阻一端与第二误差放大器的输出端连接，另一端接地；

所述第一误差放大器设置有可变偏置电流源，第一误差放大器的跨导与可变偏置电流源的大小成正比例关系。

2.根据权利要求1所述的基于可变零点的反馈补偿电路，其特征在于：反馈补偿电路还包括可变偏置电流源产生电路，所述可变偏置电流源产生电路接收补偿电压，输出与补偿电压成正比例的所述可变偏置电流源，以使第一误差放大器的跨导与补偿电压成正比。

3.根据权利要求2所述的基于可变零点的反馈补偿电路，其特征在于：所述的可变偏置电流源产生电路包括电压跟随模块和电流镜像模块，所述的电压跟随模块接收补偿电压，并将补偿电压施加于电阻上，由电流镜像模块对流经电阻的电流进行镜像，得到可变偏置电流源。

4.一种开关电源，其特征在于：包括上述权利要求1-3中任意一种基于可变零点的反馈补偿电路。