CN104052270A - 一种控制直流-直流转换器的方法和系统 - Google Patents

Abstract

用于在负载的可调电压等级提供输出电流的开关式稳压器方法和系统。所述稳压器具有与次级侧电气隔离的初级侧。所述稳压器包括变压器，所述变压器具有在所述初级侧的一次绕阻和在所述次级侧的与负载连接的二次绕阻。与所述一次绕阻耦合的开关，控制电流流经所述一次绕阻。仅对初级侧信号值进行响应的一次反馈控制回路，调整所述输出节点的恒定平均电压。仅对初级侧信号值进行响应的可选的第二反馈控制回路，减少所述输出节点的电压震荡。

Description

一种控制直流-直流转换器的方法和系统

技术领域

本发明一般地涉及电气技术，尤其涉及电源的稳压。

背景技术

近年来人们努力提升稳压器的准确性和可靠性。稳压器是即使在使用可能较差指定（poorly specified）的输入电压源时，仍提供预定的并且大体恒定的输出电压的供电线路。此外，许多电子产品使用稳压器将输入电压转换为可能高于或低于所述输入电压的稳定输出电压。因此，稳压器既可以用作电压转换器也可以用作电压稳定器。

有两种主要类别的稳压器，即线性稳压器和开关式稳压器。在线性稳压器中，通过调整无源元件（例如，可变电阻器）或有源元件（例如，双极性晶体管）来调整输出电压，从而控制从电压源至负载的持续的电流。

另一方面，开关式稳压器本质上是直流-直流转换器，通过开启和关闭电流来操作以控制输出电压。开关式稳压器可以在采用一个或多个开关设备的同时采用一个电感和一个电容，以便用来存储能量并向负载传递能量。此种稳压器通过开启和关闭开关元件来控制提供给负载的电压，从而调节经由电感以离散电流脉冲的形式传输的能量的值。例如，所述电感和所述电容将提供的电流脉冲过滤为一个大体恒定的负载电流，以使负载电压被调整。相应的，输出电压的调整可以基于表明输出电压和负载电流的反馈信号，通过所述开关元件的开-关占空比调整来实现。

开关式稳压器可以根据电路拓扑学来分类。隔离式和非隔离式稳压器之间具有一个区别。隔离式稳压器与非隔离式稳压器的区别在于其包括一个变压器。因此，变压器的初级侧与次级侧电气隔离。例如，输入源和供电轨间的电气隔离经常被用于满足安全需求或减少系统噪声。

隔离式稳压器包括正激和反激拓扑转换器。反激拓扑转换器在转换器的开关元件（如，晶体管）导通时，如同电感的空气隙的磁场一样存储能量。当开关关闭，存储的磁场能瓦解并且能量作为电流被传递至所述反激拓扑转换器的输出。所述反激拓扑转换器可以被视作共用一个通用磁芯的两个电感。

相反的，所述正激拓扑转换器（其基于一个变压器）在开关元件的导通时间内并不存储能量。而是在开关导通阶段通过变压器动作将能量直接传递到所述正激拓扑转换器的输出。因此，所述正激拓扑转换器是一个使用变压器来升高或降低输出电压（依赖于变压器的变压比）并为负载提供电气隔离的直流-直流转换器。由于具有多个输出线圈，因此所述正激拓扑转换器有可能提供更高和更低的电压输出。

隔离式正激拓扑直流-直流转换器典型的依赖两种常见控制方法中的一种方法：（i）电压模式控制和（ii）电流模式控制。关于此，图1示出了正激拓扑直流-直流电压模式转换器。在图1中的电压模式控制电路100中，节点102处的参考信号V_REF和节点132处的输出反馈信号V’_OUT的差值被提供为节点104处的误差信号V_ERR。节点132处的反馈信号V’_OUT由节点130处的输出信号V_OUT在其传输经过光耦合器驱动和回路补偿模块140并且经由光耦合器144传输通过隔离势垒142时形成。节点104处的所述误差信号V_ERR由积分器106进行时间积分以便提供节点108处的控制信号V_CTRL。比较器110比较V_CTRL信号和由定时斜坡电路112提供的V_RAMP信号，并向锁存器116提供复位信号。时钟脉冲生成器118在锁存器116的设置节点120提供一个时钟信号（CLK）。锁存器116在其输出端提供一个占空比信号（DUTYsignal）（比如，脉冲），该输出端通过时钟CLK边缘被锁存为开启并且在发出复位信号（RESET）时被锁存为关闭。

本领域技术人员所能理解的是，电路100的其余部分是正激转换器的一部分。驱动U1，开关M1，变压器X1，以及正向二极管D₁在开关M1开启时（例如，当占空比信号为高时）施加穿过输出电感L₁的正电压差来提升其电流，并且保护二极管D₂在开关M1关闭时（例如，当占空比信号为低时）施加穿过输出电感L₁的负电压差来降低其电流。电容C₁过滤波纹电感L₁电流并产生节点130处的输出信号V_OUT。电压前馈技术经常被应用，其中定时斜坡坡度与节点150的输入电压V_IN成比例以减少环路增益变化并提升线性响应。

对于许多应用，特别需要在电流模式下工作的开关式稳压器。关于此，图2示出了正激拓扑直流-直流电流模式转换器。例如，电流模式开关式稳压器能够提供良好的线路和负载瞬态信号抑制，并能在故障状态下（例如，输出短路）提供内在的电流限制功能。进一步的，一些传统的电流模式开关式稳压器监视电感电流并将其与一个峰值电感电流等级做比较，从而确定何时适于关闭主开关元件，进而消除过电流的供给。

在图2中的电流模式控制电路200中，参考信号（V_REF）和节点232处的输出反馈信号V’_OUT的差值被提供作为节点204处的误差信号V_ERR。节点232处的反馈信号V’_OUT通过节点230处的输出信号V_OUT在其传输经过光耦合器驱动和回路补偿模块240并且经由光耦合器244传输通过隔离势垒242时形成。节点204处的所述误差信号V_ERR由积分器206进行时间积分并被电路254放大（即，零被放入转移函数）以便提供节点208处的控制信号V_CTRL。比较器210在每个时钟周期比较节点208处的控制信号V_CTRL和峰值开关电流（例如，V_SENSE=I_S·R_S）与斜坡补偿电路212的总和。可选的，形成平均开关电流，并将其用于电流比较。比较器210的输出给锁存器216提供了复位信号（RESET）。时钟脉冲生成器218在锁存器216的设置节点220提供一个时钟信号（CLK）。锁存器216在其输出端提供一个占空比信号（DUTY signal），该输出端通过时钟CLK边缘被锁存为开启并且在发出复位信号时被锁存为关闭。

电路200的其余部分是正激转换器的一部分。驱动器U1，开关M1，变压器X1，以及正向二极管D1在开关M1开启时（例如，当占空比信号为高时）使用施加穿过输出电感L₁的正电压差来提升其电流，并且保护二极管D₂在开关M1关闭时（例如，当占空比信号为低时）施加使用穿过输出电感L₁的负电压差来降低其电流。电容C₁过滤波纹电感L₁电流并在产生节点230处的产生输出信号V_OUT。例如，信号V_SC(在斜坡补偿电路212的输出端)在每个周期的整个过程中缓慢降低有效控制水平，从而校正占空比的次谐波的不稳定性50%以上。

上述讨论的电压模式和电流模式稳压器依赖于输出电压反馈。具有输出电压反馈的隔离式转换器典型的包括在反馈路径上的一个光隔离器（例如，244）。然而，在反馈路径上添加任意元件将导致误差和回路延迟。此外，额外的元件将提升功率损耗，提升零件/成本，并增加电路复杂性和不稳定性。确实的，光隔离器的性能随着偏压、温度、年限的变化而广泛的变化，由此增加了设计的复杂度并降低了系统可靠性。因此，使用传统的输出电压反馈回路来确定占空比很容易受到经由隔离势垒的不可靠的和复杂的反馈影响。

初级侧检测技术的最新发展——其通过仅监控电源初级侧的信息来调整输出电压和电流——通过消除二次反馈电路（例如，来自变压器的次级侧）简化了电压调整。规定的正激转换器的初级侧检测可能限制开关占空比以避免使变压器铁芯的磁通量（即，基于V_IN的伏秒钳位）饱和。伏秒钳位用作为基于输出电压反馈的调整的初级模式提供的（并且可能因此不如该初级模式精确）后备或安全限值（并且可能因此不如该初级模式精确）。伏秒钳位典型的被实现为具有一个来源于V_IN的充电电流的电容定时器，其中测量所述电流以提供与整个开关周期一致的独立的定时器功能，该开关周期由其固定频率振荡器设置。虽然初级侧检测能够减少电路复杂性，但使用所述电容定时器伏秒钳位方法来作为调整的主要模式，直流电压调整精度通常很弱。由两个独立计时器模块（即，一个用于占空比钳位，另一个用于振荡频率）间设备匹配引起的误差，进一步与比较器沉降和开关延迟混合，导致相对不精确的占空比。并且，伏秒钳位方法的双重电容定时器方法可能需要开关式振荡器周期的精确细分，这导致与外部时钟的同步并使得共享多相输出难以实施。

鉴于前述事项，期望经由带有改良的直流调整精确度的初级侧控制为稳定输出电压提供电路和方法。也期望通过提升由负载变化产生的输出电压震荡，负载变化在输出电压反馈没有被采用时发生。

发明内容

一种开关式稳压器，具有初级侧和电气隔离的次级侧，并被配置为用于为负载提供可调整的电压等级，所述开关式稳压器包括：

变压器，在所述初级侧具有一次绕阻并在所述次级侧具有二次绕阻；

输入节点，位于所述初级侧；

输出节点，位于所述次级侧并耦合到所述负载；

位于所述初级侧的开关，被配置为用于控制电流流经所述变压器的所述一次绕阻；以及

第一反馈控制回路，被配置为用于调整所述开关的占空比以在所述输出节点提供恒定平均值，其中所述第一反馈控制回路仅对初级侧信号值进行响应。

附图说明

附图是对实施例的解释。附图不解释所有的实施例。除此之外或可替代的可以使用其他实施例。为节省空间或做更有效的图示，明显的或不必要的细节可能被忽略。一些实施例可能需要额外的组件或步骤来实现和/或不需要图示的所有的组件或步骤来实现。当相同的附图标记出现在不同的附图时，它指的是相同或类似的组件或步骤。

图1示出了传统的正激拓扑直流-直流电压模式转换器；

图2示出了传统的正激拓扑直流-直流电流模式转换器；

图3示出了与本发明的实施例一致的直流-直流开关式电压稳压器；

图4示出了与本发明的实施例一致的示例的时序图；

图5示出了与本发明的实施例一致的示例的V_REF电路，占空比信号开关，积分器和V_IN电路；

图6示出了表示本发明实施例的系统函数；

图7示出了与本发明的实施例一致的表示包括震荡补偿的电路的系统函数。

具体实施方式

在下述详细描述中，通过举例的方式提出许多具体细节以便于提供对相关教导的彻底理解。然而，明显的是现有教导没有这些细节也能实行。在其他例子中，众所周知的方法、流程、组件，和/或电路已经以相当上位的水平被不带细节的描述，以避免现有教导的不必要的模糊方面。

下面讨论的各种例子涉及初级侧可调开关式稳压器。一方面，稳压器包括一个与次级侧电气隔离的初级侧。所述稳压器进一步包括在所述初级侧具有一次绕阻和在所述次级侧具有二次绕阻的变压器。在所述初级侧具有输入节点并且在所述次级侧具有输出节点，其中所述输出节点耦合到负载。开关耦合到所述一次绕阻并被配置为经由所述二次绕阻控制电流。仅基于初级侧信号值的第一反馈控制环路在所述输出节点调整恒定的平均电压。由此，稳压器的输入和输出之间的电气隔离势垒间的反馈被消除。

在一方面，脉宽调制（PWM）占空比和所述输入电压的乘积被用于生成可调输出的经调制的功率路径信号的复制品。另一方面，监控在电气隔离势垒的初级侧上的开关元件的电流以提升输出阶跃响应（例如，由负载变化导致的输出震荡）。

现在详细参考在附图示出的以及下文讨论的例子。图3示出了与本发明一个实施例一致的直流-直流开关式电压稳压器。例如，电路300被配置在正激拓扑结构中，（例如，降压拓扑结构（buck topology）的形式），但可以理解的是也能够支持其他已知拓扑结构。电路300包括初级侧（即，隔离势垒342的左侧）和次级侧（隔离势垒342的右侧）。因此，图3的例子描绘的拓扑结构可以被描述为“降压衍生的正激转换器”。该正激拓扑包括在隔离势垒342的初级侧的开关M1，跨越隔离势垒342的变压器X1，以及在隔离势垒342的次级侧的二极管D₁和D₂、电感L₁、电容C₁和负载380。

电路300包括两个反馈回路：（i）包含V_IN经由路径374的第一回路，和（ii）包含L_S经由路径376的第二回路。根据V_IN设置占空比的所述第一回路，如后文所述，是能容易补偿的单级回路。所述第二反馈回路阻尼输出震荡并且能通过选择匹配系统中的另一时间常数的第一回路时间常数来设定。在一个实施例中，通过选择匹配系统中的另一时间常数的第一回路时间常数以及第二反馈回路增益，更好的控制阻尼响应。在另一实施例中，所述反馈回路增益可以固定在一个值以在操作范围内提供充足的阻尼控制。

在一个实施例中，所述第一反馈回路控制依赖其自身（即，没有第二反馈回路），这在如果输出电压震荡被限（例如，被负载电阻限制）或输出电压震荡能被容忍时提供了便利。可以选择回路带宽来创建一个快速回路，以便占空比紧密跟随V_IN的变化，或创建一个慢速回路，以便V_IN的变化被高度过滤。后者提升了输入噪声以及高频抑制，而前者通过维持一个恒定的伏秒乘积，即使在快速V_IN变换中也缓解了变压器铁芯饱和度问题。

在图3的电路300中，节点302处的参考信号V_REF和节点374处的第一回路反馈信号的差值被提供作为节点304处的误差信号V_ERR。节点374处的第一回路反馈信号是节点350处的输入电压V_IN和占空比信号开关370提供的占空比的函数。后文将对第一反馈信号进行更细节的探讨。积分器306对节点304处的误差信号V_ERR进行时间积分以提供节点308处的控制信号V_CTRL。比较器310比较V_CTRL信号和定时斜坡电路312提供的V_RAMP信号，并提供一个复位信号给锁存器316。时钟脉冲生成器318在锁存器316的设置（SET）节点320提供一个时钟信号（CLK）。锁存器316在其输出端提供一个占空比信号（DUTY），该占空比信号通过第一（例如，正向）时钟（CLK）边缘被锁存为开启并且在发出复位信号时（例如，复位信号的第一边缘）被锁存为关闭。

驱动器U1与锁存器316的输出端耦合并由此接收占空比信号（DUTY）以驱动开关晶体管M1的占空比。开关M1被配置为用于在第一状态下允许电流流经晶体管X1的一次绕阻，并且在第二状态下不允许电流流入。在一个实施例中，晶体管M1是金属氧化物半导体场效应管（MOSFET）。驱动器U1，开关M1，变压器X1以及正向二极管D₁，在开关M1开启时施加穿过输出电感L₁的正电压差来提升其电流，并且保护二极管D₂在开关M1关闭时施加穿过输出电感L₁的负电压差来降低其电流。电容C₁过滤波纹电感L₁电流并产生节点330处的输出信号V_OUT。

如上所述，电路300还可以包括一个可选的第二反馈回路以控制（比如，阻尼）输出330处的震荡。例如，开关晶体管M1的源极耦合到检测电阻R_S378以在开关M1关闭时监控流经变压器X1的一次线圈的电流I_S。一次电流代表了当开关M1关闭时流经变压器X1、二极管D1和电感L1的二次线圈的电流。检测电阻378将电流I_S转变为电压并将电压提供给放大器（即，V_SENSE372）。放大的V_SENSE信号与定时斜坡电路312提供的斜坡信号叠加并提供给比较器310。第二反馈回路的操作将会在后续部分更详细的讨论。

应注意的是变压器的性能被铁芯的磁通量限制。铁磁材料不能支持很高的磁感应强度。它们甚至倾向于在某一水平（例如，被材料和铁芯尺寸限定）饱和。就此而言，典型的正激转换器通常包括独立的伏秒钳位电路以便通过限制每个开关周期中输入电压施加于变压器的时间来限制磁通量。因为现有技术的转换器典型的关注于输出感应，因此现有技术的电压模式和电流模式控制器没有适用于变压器的伏秒的固有极限，尤其在瞬态中。

就此而言，在一个实施例中，在此讨论的第一回路控制本身维持一个常量DUTY·VIN。例如，在现有技术中，如果突然的负载电流变化改变了输出电压，电压模式或电流模式控制可以瞬时驱动占空比至一个点，在该点变压器X1的铁芯可以最终饱和。相反的，在一个实施例中，变压器X1铁芯的饱和本身就通过相对于输入电压VIN350反比例调整变压器X1的占空比被阻止。对最大伏秒的更严格的控制允许使用体积上更小的变压器。

通过前述对系统的概述，可能对于现在描述开关式稳压器电路300的一些功能建筑模块有所帮助。占空比信号开关370在节点374处提供输出信号，节点374与驱动器U1、开关M1、变压器X1、二极管D1和D2形成的PWM功率路径类似。例如，节点374处的输出信号和PWM功率路径都提供了由输入电压V_IN缩放的PWM信号。换言之，节点374处的信号提供了复制调制路径（减去变压器），从而利用在初级侧（例如，次级侧节点340的信号的代表性副本）的节点374的本地信号替代经由传统方式的电气隔离势垒342的输出反馈。

积分器306和其他回路增益元件（例如，比较器310，斜坡电路312，锁存器316，驱动器U1，以及占空比信号开关370）建立了一个简单的单极控制回路。相反的，前文探讨的现有技术中的电压模式控制电路100具有带有两极（例如，L-C滤波器的两极）的反馈路径，这复杂化并限制了回路补偿。例如，电路300的积分器306提供了理论上无限的（例如，实际中非常高）直流回路增益，该直流回路增益驱动节点304处的每个周期的误差信号（V_ERR）至零。图4提供了电路300的典型时序图，与于此讨论的操作的一个实施例相一致。图形上，参考信号V_REF将节点374处的第一回路反馈信号（即，DUTY·V_IN）切割为一个负脉冲区域和一个正脉冲区域以使环路尝试相等（见下述公式1_a和1b）。

(V_REF–V_IN)·DT_CLK+(V_REF–0V)·(1-D)T_CLK=0     [1a]

$D=\frac{V_{\mathrm{REF}}}{V_{\mathrm{IN}}}---\left[1b\right]$

在上述公式1a和1b中，“D”表示占空比并且“T_CLK”表示时钟信号320的周期，并从而表示转换器的开关周期。

有限的输出阻抗和积分器306的任何漏电流都有助于PWM占空比误差，该误差转化为输出330的电压误差。

定时斜坡电路312和比较器310执行电压到时间的转换。例如，节点308的控制电压V_CTRL越高，节点313的V_RAMP信号斜坡延续的时间越长，直到比较器310跳变。在不同的实施例中，一个单调的，非线性的斜坡是有功能的，但是线性斜坡保证了回路带宽和对占空比的抗干扰度。在一个实施例中，电压前馈用于维持对输入电压V_IN(节点350处)恒定的带宽。例如，通过改变正比例于V_IN350的参考坡度V_RAMP313的斜率来提供电压前馈。由此，电压到时间模块的时间输出于是反比例于V_IN350的变化而变化。比较器310和定时斜坡电路312补偿提供恒定误差以使积分器306增益变弱。定时斜坡电路312斜率误差（节点313处的V_RAMP）改变第一回路带宽。上文讨论的误差改变控制信号（节点308处的V_CTRL）级别的稳态值。非线性斜坡313类似可变的斜率，其改变第一回路带宽和占空比。

例如，只要比较器310在电噪声和比较器位移存在时，能正确区分超过实际范围和控制信号308的波纹的控制信号308（V_CTRL）和斜坡信号313（V_RAMP），V_RAMP信号313的大小和斜率就是重要的。因此，只要V_RAMP313是单调的并且几乎没有周期到周期的变化，斜坡电路312的V_RAMP313无需提供完美的斜率或定时以实现合适的占空比（例如，计时晶体管M1的栅极的信号是开启到关闭）。

电路300的锁存器316被配置用于时间到占空比转换。例如，连续时钟脉冲之间的时间（开关周期T_CLK）表示占空比的100%。在每个周期与“设置（set）”时钟时钟（CLK）320脉冲有关的复位（RESET）信号位置提供了占空比的百分率。在一个实施例中，积分器306弱化占空比上的任意恒定锁存延迟的效果。在一个实施例中，锁存器316是S-R锁存器。

在一个实施例中，锁存器316输出端的占空比信号（DUTY）驱动实际功率路径调制器，该调制器包括晶体管开关驱动U1，晶体管开关M1，变压器X1，二极管D1和D2（例如，用于非同步运行）。对于锋利的开关和理想的二极管（例如，D1和D2），输出V_OUT330是一个具有如下公式2提供的幅度的PWM信号：

$V_{\mathrm{OUT}}=\frac{D\·V_{\mathrm{IN}}}{N_{\mathrm{pri}}/N_{\sec }}---\left[2\right]$

在上述公式2中，N_pri是变压器X1的一次线圈的匝数，N_sec是变压器X1的二次线圈的匝数。

至于L-C滤波器，包括在次级侧的电感L₁和电容C₁，该滤波器提取在输出V_OUT330的时间平均电压和由负载380的阻抗和电感L₁及电容C₁的寄生电阻控制的阻尼因子。

在一个实施例中，第一回路反馈可变因素包括节点350的输入电压V_IN和节点317的预门驱动信号（DUTY）的乘积，预门驱动信号在占空比信号开关370的输出端形成。对每一个周期，PWM开启时段在系统时钟CLK320设置锁存器316时开始。在图3的例子中，从参考等级（V_REF）中减去第一回路反馈乘积（DUTY·V_IN）以形成节点304的误差信号V_ERR。误差信号V_ERR被时间（被积分器306）积分至节点308的控制等级V_CTRL。将定时斜坡信号V_RAMP(由斜坡电路312生成)和被放大的开关电流（A·I_S）相加。例如，比较器310提供节点311的复位信号（RESET），该复位信号在控制等级V_CTRL308超过相加之和时清除开启时间（例如，S-R）锁存。至于驱动器(U1)，开关（M1）,晶体管(X1)，二极管(D₁，D₂)，电感(L₁)，电容(C₁)，它们形成开环正激转换器。正激转换器调制由PWM控制器指示的输入源电压V_IN350，并经由L-C滤波器传递结果（在次级侧的L₁和C₁）。

在不同的实施例中，第一回路反馈信号（DUTY·V_IN）可以用不同的方式获取。如图3所示，开关M1的栅节点的信号可以简单的控制V_IN350或地（比如，零伏特）到积分器306的求和节点302的连接。类似的，占空比信号开关370可以在栅极信号为高(例如，当开关M1处于第一状态)时经由串联电阻（未示出）或电压到电流转换器子电路（未示出）提供与V_IN350成比例的电流至积分器的求和节点302，并且在栅极信号为低(例如，当开关M1处于第二状态)时断开到V_IN的路径。在上文描述的两种实施例中，占空比信号317可以取代栅极信号（未示出），以作为对占空比信号开关370的控制或输入信号。进一步的，与V_IN350成比例的电压可以取代V_IN(未示出)。在一个实施例中，跨导线性模拟乘法器电路（未示出）通过使用恰当条件的占空比信号信号317（DUTY）或栅极信号（GATE）以及V_IN350作为输入，可以提供乘积（DUTY·V_IN）信号。

在另一个实施例中，具有正向二极管及保护二极管的变压器X1的三次绕阻和一个小负载（未示出）也可以提供一信号，该信号是输入电压和占空比的乘积。例如，加入输出L-C到此乘积可以创建输出节点V_OUT330的电压的复制品。

在一方面，恒定的平均负载电流I_L增加一个固定偏移量到定时斜坡V_RAMP313以使第一反馈回路积分器306吸收入V_CTRL308的稳态(平均)等级。然而，导致输出电压V_OUT330震荡的载荷步（例如，负载380中的变化）也引起电感L₁的震荡电流。该震荡电流还经由变压器X1体现到主开关M1。相应的，由输出电压V_OUT330震荡引起的该变化电流也经在隔离势垒342的初级侧的电流检测电阻R_S被体现。由此，电流I_S的瞬时部分通过检测电阻R_S378被转换为电压并被放大到斜坡等级V_RAMP313的震荡变化中。通过适当缩放反馈的放大以及积分器310的时间常数到输出谐振时间常数[平方根(L₁·C₁)]，所述占空比被调制以便阻尼（例如，严格的阻尼）输出电压V_OUT330的波纹。在一个实施例中，所述占空比被调制以用于阻尼前文所述第二反馈回路产生的波纹。

在第二反馈回路的一个实施例中，源于电感电流（I_S）的信号被高通滤波并被用于减少驱动电感L₁的电压。就此而言，第一反馈回路正好在积分器（例如，向比较器310输入）后面提供信号输入点，其提供高通滤波器（HPF）功能以及减少功能（即，占空比的减少）。

例如，如果没有经由在隔离势垒342的初级侧的检测电阻R_S378的I_S电流检测反馈，输出级可能显得像驱动低通L-C滤波器（L₁和C₁）的脉冲电压源（例如，使用转换的V_IN的变压器X1的初级侧和驱动二极管D1和D2开关的次级侧）。输出负载电流I_L的变化改变V_OUT330的电压，从而通过改变穿过电感电流I_L的电压来改变经由电感电流I_L的电流，从而在没有足够的阻尼电阻时唤起L-C电路振动。

电感L₁电流迫使节点340的电压追踪节点330的电压。因此，穿过电感L₁的电压改变较少，所以穿过电感L₁的电流改变较少，从而抑制L-C谐振振动刺激。电感电流的高通滤波可以检测出更高频率的震荡组件并使更低频率以及DC电流组件通过。电感平均电流可以改变以匹配带有更少振荡的新负载电流I_L。例如，高通滤波器与L-C谐振共振频率的角关系决定阻尼的量。

相应的，在第二反馈回路中，由唤起输出L-C谐振的负载电流I_L变化所导致的输出电压330的振动被开关电流反馈所阻尼。开关电流的上升增加到定时斜坡中，暂时的减少了占空比并维持了通过电感L₁的相同的平均电流，这使得L-C谐振（例如，2-极）表现的更像是驱动电容（例如，1-极）的电流源。第一回路恢复占空比并将新的直流电流等级吸收入控制（V_CTRL）等级。

图5提供了与本发明的一个实施例相一致的V_REF电路501、加法器502、占空比信号开关570、积分器506和V_IN电路507的更详细的视图。例如，参考电压V_REF可以由带隙参考电压（未示出）提供。在图5的例子中，V_REF电路501包括两个（即，505和507）被配置作为单位增益缓冲器的运算放大器。由于穿过运算放大器505的正极和负极的虚拟短路，因此提供穿过电阻R₁（511）的电压V_REF。相应的，通过R₁的电流是V_REF/R₁。通过电阻R₂（513）的电流实质上与R₁(511)的电流类似。因此，第二运算放大器507的正极电压是V_SUPPLY减去经过R₂下降的电压。由于穿过第二运算放大器507的正极和负极的虚拟短路，节点519的电压实质上与节点517的电压类似。产生的电流I_REF由下述公式3提供：

$I_{\mathrm{REF}}=\frac{V_{\mathrm{REF}}}{R_3}\×\frac{R_2}{R_1}---\left[3\right]$

V_IN电路507将输入电压V_IN550转换至电流I_VIN。在图5的例子中，V_IN电路507包括电流镜，该电流镜包括数个双极型晶体管和两个电阻R₀（521）和R₁₀（523）。例如，电阻R₁₀（523）的阻值是电阻R₀（521）阻值的一半。在一个实施例中，V_IN电路507的电流镜配置为具有补充电阻R₁₀(523)的威尔森电流镜（Wilson current mirror）。

$I_{\mathrm{VIN}}=\frac{V_{\mathrm{IN}}}{R_O}---\left[4\right]$

在图5的例子中，占空比信号开关570包括一个开关驱动503和双极型晶体管525和527。在一个实施例中，当占空比信号开关570的栅极电压为高时，双极型晶体管525被关闭同时双极型晶体管527被开启。当占空比信号开关570的栅极电压为低时，双极型晶体管525被开启同时双极型晶体管527被关闭。

在一个实施例中，积分器506如同电容（例如，C_CTRL529）一样简单。在其他不同的实施例中，积分器506包括一个具有电阻性输入和电容性反馈的运算放大器，或一个跨导放大器，其中输出电流驱动电容性负载。在图5的一个例子中，分别被V_REF电路501和V_IN电路507转换为电流的V_REF和V_IN电压被相加（例如通过加法器502）并提供给电容C_CTRL529进行积分。

现在参考图6，其示出了本发明一个实施例的系统函数表示。在图6的例子中，积分器606（例如，电路300的积分器306的代表）具有缩放常数K₀。电流检测反馈信号V_SENSE664（如图所示，其可被放大）减去控制信号V_CTRL608（例如，其表示增加到电路300的斜坡信号V_RAMP313中）。例如电路300中的定时斜坡电路312和比较器310可以定义一个由模块660表示的电压-时间的函数，该模块乘以一个时间并除以一个电压，（即，T₁/V₁），具有以开启时间变量为输出结果的T_ON。T₁和V₁表示该电压到时间的函数的任意缩放常数。如后文所述，在一个实施例中，缩放中的特殊选择可能是有益的。比如，转换的斜率与V_IN/T_CLK成比例，以使得时间常数（例如，Tau）稳定（例如，保持不变）。在一个实施例中，通过复制内部电流、电容和设置震荡周期的阈值电压，使T₁与T_CLK成比例。

电路300的时钟318和S-R锁存器316将时间转化为占空比，该占空比由缩放模块662表示，该缩放模块662通过时钟周期T_CLK划分开启时间（ON-time）。平均在每个开关周期，通过标准化脉冲和占空比百分比，占空比信号开关有效增加输入电压V_IN650。次级侧的开关具有类似的增加作用，除非变压器X1的匝比被包括在来自节点617的占空比信号DUTY的输出电压V_OUT630的缩放比例内。

在图6的系统函数的正向路径中的电压到时间660模块和时间到占空比662模块之前，积分器606的无限（实际中，非常高）直流增益，降低了这些模块的非理想效果（例如，位移、延迟、不精确参量）。

在一个实施例中，从模块参数中定义一个特定时间周期（τ₀），如下述公式5所提供：

${\mathrm{\τ}}_0=\frac{1}{K_0}\·\frac{T_{\mathrm{CLK}}}{T_1}\·\frac{V_1}{V_{\mathrm{IN}}}---\left[5\right]$

在一个实施例中，由下述公式6提供用于结合的第一和第二反馈回路的系统函数：

$\mathrm{DUTY}\left(s\right)=\frac{1}{V_{\mathrm{IN}}}\·[V_{\mathrm{REF}}\·\left(\frac{1}{{\mathrm{\τ}}_{0}s+1}\right)-A\·V_{\mathrm{SENSE}}\·\frac{T_1}{T_{\mathrm{CLK}}}\·\frac{V_{\mathrm{IN}}}{V_1}\·\left(\frac{{\mathrm{\τ}}_{0}s}{{\mathrm{\τ}}_{0}s+1}\right)]---\left[6\right]$

在上述例子中作为第一件事项，占空比与输入电压V_IN成反比例。第二，系统时间常数τ₀可以是输入电压V_IN和时钟周期T_CLK的函数。在一个实施例中，通过将定时斜坡的斜率调整为与输入电压V_IN650（例如，电压前馈）和时钟频率（1/T_CLK）成正比例，τ₀可以被设置为一个常量。

在一个实施例中，占空比与可以被低通滤波的固定参考（V_REF）成正比例。在一个实施例中，V_REF由带隙参考电压源提供。在一个实施例中，电流检测反馈通过高通滤波器影响占空比以从节点617移除噪声。稳态电流等级（例如，电路300的I_S）不应影响理想占空比（例如，直流和低频电流不影响占空比）。动态负载电流I_L（例如，流经电路300的负载380），特别是在快速步骤（fast step）中的高频组件，被反馈回隔离势垒342的初级侧以抵消震荡。就此而言，在与L-C（L₁和C₁）谐振自然频率、变压器匝比N_pri/N_sec、和节点376的放大电流检测信号A·V_SENSE有恰当关系的积分器参数K₀被提供时，合适的阻尼被提供。

图7示出了与本发明的一个实施例相一致的包括震荡补偿的电路的系统函数表示。在图7的例子中，如上所述，如果负载有变化，瞬时响应（例如，在输出730）节点会被影响。通过驱动基于穿过检测电阻778的测量的电流的电感电压（穿过变压器747），系统图700减少节点730的V_LOAD的震荡。在图7中，反馈系统由放大电流检测702节点（例如，I到V）表示，该反馈系统提供节点704的高通滤波器（HPF）。

在稳态运行中，除了由开关式电压稳压器固有的电感电流波纹引起的无关紧要的量之外，HPF704为稳态直流等级V_REF提供零驱动电压调整。为了正向载荷步，反相HPF704提供一个减少电感L₁两端的电压差的负电压脉冲。为了负向载荷步，一个类似的正电压脉冲被用于电感L₁。

例如，在典型的开关式稳压器中，反馈回路使用电感L₁电流和负载电压370的知识来有效的将电感变为可控电流源。例如，控制电感L₁两端的电压，由此控制电感L₁电流。

然而，没有实际负载电压730的知识（例如，在电感L₁的右侧），该第二反馈回路监控变压器初级侧（例如，在隔离势垒的初级侧）的电流的变化，该变化表明电感L₁电流的变化。就此而言，补偿被提供（例如，补偿电压）给电感的左侧以阻尼在变压器次级侧的波纹。HPF704为稳态运行维持反馈常数（比如，零）并提供修正以避免节点730的大量震荡。应注意的是这里使用的“震荡”这个词是用于描述输出电压（在节点730）振荡，而“波纹”这个词描述了电感电流的斜升和斜降（例如，当外施电压从开启变为关闭）。

在这里只是示例性探讨了组件、步骤、特征、对象、利益和优点。这些内容以及关于这些内容的讨论不用于限定保护的范围。除非另作说明，本说明书（包括后文的权利要求）提出的所有测量值、数值、等级、位置、量级、大小和其他规格参数，为近似值，而非精确值。它们是为了获得一个合理的范围，该范围与和它们相关的功能相一致，并与它们所符合的现有技术惯用手段相一致。

还可以预期许多其他的实施例。这些实施例包括的实施例具有更少的、更多的、和/或不同的组件、步骤、特征、对象、利益和优点。这些实施例还包括实施例，其具有的组件和/或步骤被差异化的安排和/或预定。例如，在无需实质上改变基本控制方法的情况下，于此讨论的一个信号可以被缩放，缓存，缩放并缓存，转换为另一模式（如，电压、电流、电荷、时间，等等），或转换为另一状态（例如，从高到低以及从低到高）。此外，双极型晶体管（例如，PNP或NPN）可以替换MOS晶体管。PNP可以替换NPN，PMOS可以替换NMOS。相应的，其意图是本发明仅依据从属权利要求被限定。于此描述的系统可以被转换为等效的数字逻辑功能并仍在同一个方法的范围内。例如，乘法器可以被替换为数字乘法器或查找表；积分器可替换为累加器；斜坡计时器可替换为（例如，可清除式的）升计数器。比较器可替换为比特位测试信号；PWM可以被数字化；等等。

从属权利要求的范围意在并应该解读为当根据本说明书以及后续的诉讼历史解释时与在权利要求中使用的语言的通常含义一样宽，并包含所有的结构和功能上的等价。

除了上述直接说明的以外，不论是否在权利要求中被指出，没有任何被陈述或图示出的内容被用于或被解读为引起任意组件、步骤、对象、利益、优点或其等价物对公众的贡献。

需要理解的是这里使用的术语和表达，具有如同这些术语和表达所各自对应的调查研究领域之意义的通常意义，除非其特殊意义在此被说明。关系术语如第一和第二及类似物可以被唯一的使用以区分一个实体（或动作）与另一个，而无需对此类实体（或动作）间的实际的此种关系（或顺序）进行必要的要求或暗示。术语“包括”或该术语的其他变化形式，用于覆盖一个非排他的包含，以使包含一系列元素的过程、方法、系统或装置不但包含这些元素而且还可以包含该过程、方法、系统或装置中没被明确列出的或固有的其他元素。由“一个”进行修饰的某元素，在没有进一步约束的情况下，不构成对包含该某元素的过程、方法、系统或装置中的额外的系统元素之存在的排除。

本发明的摘要提供给读者以使其快速确定本技术公开的性质。该摘要不能用于解释或限定权利要求的范围，基于此理解，该摘要被提交。此外，在前文详细描述中，可以看到不同的特征在不同的实施例中被集合在一起以精简说明书公开。这种公开方式不能被解释为反映了此种意图：要保护的实施例需要比每个权利要求中清楚叙述的特征更多的特征；而是，如权利要求所反映的，发明主题表现在少于一个单独公开的实施例中所有特征的特征中。这样，权利要求以此并入到具体的详细说明中，其中每个权利要求作为一个独立要求的主题都代表其自身。

Claims (24)

1.一种开关式稳压器，具有初级侧和电气隔离的次级侧，并被配置为用于为负载提供可调整的电压等级，所述开关式稳压器包括：

变压器，在所述初级侧具有一次绕阻并在所述次级侧具有二次绕阻；

输入节点，位于所述初级侧；

输出节点，位于所述次级侧并耦合到所述负载；

位于所述初级侧的开关，被配置为用于控制电流流经所述变压器的所述一次绕阻；以及

第一反馈控制回路，被配置为用于调整所述开关的占空比以在所述输出节点提供恒定平均值，其中所述第一反馈控制回路仅对初级侧信号值进行响应。

2.如权利要求1所述的开关式稳压器，其中所述初级侧信号值包括所述输入节点的电压和所述开关的所述占空比。

3.如权利要求2所述的开关式稳压器，其中所述开关的所述占空比和所述输入节点的电压的乘积表示所述输出节点的电压。

4.如权利要求1所述的开关式稳压器，进一步包括积分器，所述积分器被配置为用于：

（i）接收参考信号和所述初级侧信号值的乘积之间的差值；以及

（ii）根据对所述差值的积分提供控制信号。

5.如权利要求4所述的开关式稳压器，其中所述参考信号由带隙参考提供并且所述初级侧信号值的乘积包括所述占空比乘以所述输入节点的电压。

6.如权利要求1所述的开关式稳压器，进一步包括第二反馈控制回路，被配置为用于调整所述输出节点的震荡，其中所述第二反馈控制回路仅对一个或多个初级侧信号值进行响应。

7.如权利要求6所述的开关式稳压器，进一步包括位于所述初级侧的检测电阻，其中所述检测电阻：

（i）被配置为用于检测流经所述变压器的一次绕阻的电流；以及

（ii）是所述第二反馈控制回路的一部分。

8.如权利要求7所述的开关式稳压器，其中由所述检测电阻检测的电流表示流经所述负载的电流。

9.如权利要求7所述的开关式稳压器，进一步包括：

斜坡电路，被配置为用于根据所述输入节点的电压和时钟信号来提供斜坡信号；

积分器，被配置为用于：

（i）接收参考信号和所述初级侧信号值的乘积之间的差值；以及

（ii）根据所述差值的积分提供控制信号；

比较器，被配置为用于：

（i）比较所述斜坡信号和由所述检测电阻检测的放大电流之和与所述积分器的所述控制信号；

（ii）根据比较结果提供复位信号。

10.如权利要9所述的开关式稳压器，进一步包括锁存器电路，所述锁存器电路具有耦合到所述开关的控制输入端的输出端，并且所述锁存器电路被配置为用于：

接收作为输入的所述时钟信号和所述复位信号；以及

根据接收的时钟信号和控制信号控制所述开关的占空比。

11.在一种开关式稳压器中，所述开关式稳压器包括：与次级侧电气隔离的初级侧；在所述初级侧具有一次绕阻并在所述次级侧具有二次绕阻的变压器；位于所述初级侧的输入节点；位于所述初级侧的累加节点；位于所述次级侧并耦合到负载的输出节点；耦合到所述一次绕阻且被配置用于控制电流流经所述一次绕阻的开关，所述开关被配置用于控制电流流经所述变压器的所述一次绕阻；

一种用于调整所述输出节点的电压的方法，所述方法包括：

确定所述输入节点的电压；

确定所述开关的占空比；以及

向所述累加节点提供第一反馈信号以生成用于建立所述开关的占空比的误差信号，其中所述第一反馈信号是：

（i）基于所述输入节点的电压和所述开关的占空比的；

和

（ii）表示所述输出节点的电压。

12.如权利要求11所述的方法，进一步包括：

通过积分所述误差信号提供控制信号，其中所述误差信号是参考信号和所述反馈信号之差；

比较所述控制信号和斜坡信号，其中所述斜坡信号基于时钟信号和所述输入点的电压；以及

基于比较结果提供复位信号，其中所述复位信号用于改变所述开关的状态。

13.如权利要求12所述的方法，进一步包括控制所述开关：

在所述时钟信号的第一边缘处于第一状态；以及

在所述复位信号的第一边缘处于第二状态。

14.如权利要求12所述的方法，进一步包括从带隙参考接收所述参考信号。

15.如权利要求11所述的方法，进一步包括提供被配置为用于调整所述输出节点震荡的第二反馈控制回路，其中所述第二反馈控制回路仅基于一个或多个初级侧信号值。

16.如权利要求15所述的方法，进一步包括：

检测流经所述变压器一次绕阻的电流，所述电流代表流经所述负载的电流。

17.如权利要求15所述的方法，进一步包括：

基于所述输入点的电压和时钟信号提供斜坡信号；

确定参考信号与所述输入点的电压和所述占空比乘积之间的差值；

基于所述差值的积分提供控制信号；

比较斜坡信号和流经所述一次绕阻的放大电流检测电流之和与所述控制信号；以及

基于比较结果提供复位信号，其中所述复位信号用于改变所述开关的状态。

18.如权利要求17所述的方法，进一步包括基于所述时钟信号和所述复位信号控制所述开关的占空比。

19.一种开关式稳压器，其具有初级侧和电气隔离次级侧，并被配置为用于为负载提供可调整的电压等级，所述开关式稳压器包括：

变压器，在所述初级侧具有一次绕阻并在所述次级侧具有二次绕阻；

位于所述初级侧的输入节点；

位于所述次级侧并耦合到所述负载的输出节点；

耦合到所述一次绕阻的开关，被配置为用于控制电流流经所述一次绕阻；

位于所述初级侧与所述一次绕阻耦合的检测电阻，被配置为用于检测流经的所述变压器的所述一次绕阻的电流；以及

被配置为用于通过调整所述开关的占空比来控制所述输出端震荡的反馈控制回路，其中所述反馈控制回路仅对初级侧信号值进行响应。

20.如权利要求19所述的开关式稳压器，其中：

所述初级侧信号值包括由所述检测电阻检测的电流，以及

由所述检测电阻检测的电流表示流经所述负载的电流。

21.如权利要求19所述的开关式稳压器，进一步包括积分器，所述积分器被配置为用于：

（i）接收参考信号和所述开关的占空比乘以所述输入节点的电压的乘积之间的差值；以及

（ii）根据对所述差值的积分提供控制信号。

22.如权利要求21所述的开关式稳压器，其中根据带隙参考提供所述参考信号并且所述初级侧信号值的乘积包括所述占空比乘以所述输入节点的电压。

23.如权利要求20所述的开关式稳压器，进一步包括：

斜坡电路，被配置为用于根据所述输入节点的电压和时钟信号来提供斜坡信号；

积分器，被配置为用于：

（i）接收参考信号和所述开关的占空比乘以所述输入节点的电压的乘积之间的差值；以及

（ii）根据所述差值的积分提供控制信号；以及

比较器，被配置为用于：

（i）比较所述斜坡信号和由所述检测电阻检测的放大电流之和与所述积分器的所述控制信号；

（ii）根据比较结果提供复位信号。

24.如权利要求23所述的开关式稳压器，进一步包括锁存器电路，所述锁存器电路具有连接到所述开关的控制输入端的输出端，并且所述锁存器电路被配置为用于：

接收作为输入的所述时钟信号和所述复位信号；以及

根据接收的时钟信号和控制信号控制所述开关的占空比。