CN101026341A - 一次侧控制的切换调节器 - Google Patents

Abstract

一种切换调节器包括切换元件与控制电路，切换元件用于切换从一次侧转换到二次侧的变压器。控制电路产生用于调节切换调节器的输出的切换信号。控制电路包括第一电路、第二电路、第一反馈电路、第二反馈电路和切换控制电路。第一电路通过测量变压器的反射信号来产生第一信号和时序信号，而第二电路通过积分电流信号与时序信号来产生第二信号，其中电流信号表示变压器的一次侧切换电流。第一反馈电路根据第一信号和参考信号而产生第一反馈信号，其中参考信号根据第二信号的变化而改变。第二反馈电路根据第二信号而产生第二反馈信号。切换控制电路根据反馈信号而产生切换信号。

Description

一次侧控制的切换调节器

技术领域

本发明涉及一种切换调节器，且更确切地说其涉及一种隔离式切换调节器。

背景技术

各种切换调节器已被广泛用于提供调节电压和电流。为了安全起见，离线式(off-line)切换调节器必须提供其一次侧(primary side)和二次侧(secondary side)之间的隔离。因此，在切换调节器的一次侧装备一控制电路，需要一光学耦合器(optical-coupler)和二次侧电路以调节切换调节器的输出电压和输出电流。为减小切换调节器的尺寸和成本，除去光学耦合器和二次侧电路的需要是当前趋势。

在进来的发展中，已揭示许多一次侧控制方案，诸如杨大勇(Ta-yungYang)等人的题为“调节一次侧的输出电压和输出电流的脉宽调制(PWM)控制器”的美国专利第6,721,192号、杨大勇等人的题为“具改进负载调节的一次侧调节的PWM控制器”的美国专利第6,836,415号、和杨大勇等人的题为“在一次侧PWM控制下具有恒定电压和恒定电流输出的反驰式(flyback)功率转换器”的美国专利第6,862,194号。然而，前述现有习知的一次侧控制方案的缺点是输出电压和输出电流的不精确控制。

本发明的目标是提供一种能精确控制切换调节器的一次侧的输出电压和输出电流的切换调节器。因此，减小所述切换调节器的尺寸和成本。

发明内容

一种一次侧控制的切换调节器(切换调节器)包括一切换元件，以切换变压器来将能量从所述切换调节器的一次侧传递到二次侧。一控制电路耦合到所述变压器，用于产生切换信号，以进行切换所述切换元件并调节切换调节器的输出。所述控制电路中包括耦合到变压器的第一电路，用于通过测量变压器的反射信号来产生第一信号和时序信号。时序信号表示变压器的放电时间。第二电路与第三电路通过积分电流信号和所述时序信号来产生第二信号，其中所述电流信号表示变压器的一次侧切换电流。此外，第三电路的时间常数与切换信号的切换周期相关联。具有第一参考信号的第一误差放大器用于根据第一信号而产生第一反馈信号。为改进负载调节，根据第二信号的增加而增加第一参考信号。第二反馈信号是由一具有第二参考信号的第二误差放大器根据第二信号而产生。因此，切换信号是由切换控制电路根据第一反馈信号和第二反馈信号而产生。当启用切换信号时，切换信号具有最小导通时间(on-time)，进而确保了放电时间的最小值，用于对反射信号进行多重取样。

应了解，前述一般性描述和下列详细描述均为示范性的，且希望如所主张的为本发明提供进一步解释。从随后描述和附图的考虑，将明了更进一步目标和优势。

附图说明

图1是绘示一现有习知一次侧控制的切换调节器的电路图。

图2是绘示一现有习知切换调节器的关键波形。

图3是根据本发明的一实施例的控制电路。

图4是根据本发明的一实施例的第一电路。

图5是根据本发明的一实施例的振荡器。

图6是根据本发明的一实施例的第二电路。

图7是根据本发明的一实施例的第三电路。

图8是根据本发明的一实施例的PWM电路。

图9是根据本发明的一实施例的加法器的电路示意图。

图10是根据本发明的一实施例的用于编程参考信号的调整电路。

具体实施方式

请参阅图1所示，说明一现有习知一次侧控制的切换调节器。所述切换调节器包括变压器10，其具有辅助绕组N_A、一次绕组N_P、和二次绕组N_S。为调节切换调节器的输出电压V_O和输出电流I_O，控制电路70产生切换信号V_PWM到晶体管20，用于切换变压器10。

请参阅图2所示，说明图1中说明的现有习知切换调节器的信号波形。由于切换信号V_PWM为高电位(logic-high)，可相应产生一次侧切换电流I_P。一次侧切换电流I_P的峰值I_PI由以下公式给出：

$I_{P1}=\frac{V_{\mathrm{IN}}}{L_P}{\×T}_{\mathrm{ON}}------------------------------------------------\left(1\right)$

其中，V_IN是施加到变压器10的输入电压，L_P是变压器10的一次绕组N_P的电感值，且T_ON是切换信号V_PWM的导通时间。

一旦切换信号V_PWM降到低电位(logic-low)，存储在变压器10中的能量将传送到变压器10的二次侧，且经由整流器40到切换调节器的输出端。相应地产生二次侧切换电流I_S。二次侧切换电流I_S的峰值I_S1由以下公式表达：

$I_{S1}=\frac{(V_O+V_F)}{L_S}{\×T}_{\mathrm{DS}}------------------------------------------------------\left(2\right)$

其中，V_O是切换调节器的输出电压，V_F是整流器40的正向压降，且L_S是变压器10的二次绕组N_S的电感值，且T_DS是二次侧切换电流I_s的放电时间。

同时，变压器10的辅助绕组N_A处产生反射信号V_AUX。所述反射信号V_AUX由以下公式给出：

$V_{\mathrm{AUX}}=\frac{T_{\mathrm{NA}}}{T_{\mathrm{NS}}}\×(V_O+V_F)--------------------------------------\left(3\right)$

其中，T_NA和T_NS分别是变压器10的辅助绕组N_A和二次绕组N_S的绕组匝数。

当二次侧切换电流I_S降为零时，反射信号V_AUX开始降低。这也显示出变压器10的能量此刻完全释放。因此，如图2所示，从切换信号V_PWM的下降边缘到反射信号V_AUX开始下降的点测量等式(2)中的放电时间T_DS。二次侧切换电流I_S由一次侧切换电流I_P和变压器10的绕组匝数所决定。二次侧切换电流I_S由以下公式表达：

$I_S=\frac{T_{\mathrm{NP}}}{T_{\mathrm{NS}}}\×I_P---------------------------------------\left(4\right)$

其中，T_NP是变压器10的一次绕组N_P的绕组匝数。

请再参阅图1所示，控制电路70包括用于接收电力的电源端VCC和接地端GND。一分压器连接在变压器10的辅助绕组N_A与接地参考电位之间，且分压器是由电阻器50和电阻器51所形成。控制电路70的一检测端DET连接到电阻器50和电阻器51的接合点。检测端DET处产生的电压V_DET由以下公式给出：

$V_{\mathrm{DET}}=\frac{R_{51}}{R_{50}+R_{51}}\×V_{\mathrm{AUX}}--------------------------------------\left(5\right)$

其中，R₅₀和R₅₁是电阻器50和51的电阻值。

通过整流器60，电容器65进一步被反射信号V_AUX充电，以为控制电路70提供电力。电流感应电阻器30为电流感应元件。电流感应电阻器30从晶体管20的源极连接到接地参考电位，以将一次侧切换电流I_P转换成电流感应信号V_CS。控制电路70的感应端CS连接到电流感应电阻器30，以检测电流感应信号V_CS。

控制电路70的输出端OUT产生切换信号V_PWM来切换变压器10。电压补偿端COMV连接到第一补偿网络，用于第一误差放大器的频率补偿。第一补偿网络可以是一连接到接地参考电位的电容器，诸如电容器31。电流补偿端COMI具有第二补偿网络，用于对第二误差放大器的频率补偿。第二补偿网络也可以是一连接到接地参考电位的电容器，诸如电容器32。可编程端COMR具有连接到地的电阻器33，以根据输出电流I_O为控制电路70的电压反馈回路调整参考信号V_REF参考信号V_REF的调整在于补偿输出电缆46的压降，从而实现较好的负载调节。

请参阅图3所示，说明了根据本发明的一实施例的控制电路70。第一电路(V-LOOP)100通过对电压V_DET进行多重取样来产生第一信号V_V和时序信号S_DS时序信号S_DS表示二次侧切换电流I_S的放电时间T_DS。第二电路(I-LOOP)300通过测量电流感应信号V_CS来产生电流波形信号V_W。振荡器(OSC)200产生振荡信号PLS以用于决定切换信号V_PWN的切换频率。第三电路(π)400通过积分电流波形信号V_W与时序信号S_DS来产生第二信号V_I。运算放大器71和参考信号V_REF形成第一误差放大器，以用于放大第一信号V_V并为输出电压控制提供第一反馈回路电路。运算放大器72和参考信号V_REF2形成第二误差放大器，以用于放大第二信号V_I并为输出电流控制提供第二反馈回路电路。调整电路(ADJ)700耦合到可编程端COMR，以根据第一参考信号V_REF1和第二信号V_I调整参考信号V_REF。脉宽调制(PWM)电路500和比较器73、75形成切换控制电路，以产生切换信号V_PWM，且根据第一误差放大器和第二误差放大器的输出来控制切换信号V_PWM的脉宽。运算放大器71和72均具有跨导(trans-conductance)输出。运算放大器71的输出端连接到电压补偿端COMV和比较器73的正输入端。运算放大器72的输出端连接到电流补偿端COMI和比较器75的正输入端。比较器73的负输入端连接到加法器600的输出端。比较器75的负输入端供应有从振荡器200产生的斜坡信号(ramp signal)RMP。

加法器600通过使电流感应信号V_CS与斜坡信号RMP相加来产生斜率信号(slope signal)V_SLP。比较器74的正输入端供应有参考信号V_REF3。比较器74的负输入端连接到感应端CS，从而实现周期性的(cycle-by-cycle)电流限制。NAND门79的三个输出端分别连接到比较器73、74和75的输出端。复位信号(reset signal)RST由NAND门79的输出端产生。复位信号RST供应到PWM电路500，以用于控制切换信号V_PWM的占空周期(duty cycle)。

对一次侧切换电流I_P进行检测到对切换信号V_PWM进行脉宽调制形成电流控制回路，其根据参考信号V_REF2而控制一次侧切换电流I_P的振幅值(magnitude)。如等式(4)所示，二次侧切换电流I_S与一次侧切换电流I_P成比例。根据图2的信号波形，切换调节器的输出电流I_O为二次侧切换电流I_S的平均值。其由以下公式表达：

$I_O=I_S\×\frac{T_{\mathrm{DS}}}{2T}----------------------------------------\left(6\right)$

由此，切换调节器的输出电流I_O得以调节。

第二电路300检测电流感应信号V_CS，且产生电流波形信号V_W。第三电路400通过积分电流波形信号V_W与放电时间T_DS进而产生第二信号V_I。因此第二信号V_I表示为以下公式：

$V_I=\frac{V_W}{2}\×\frac{T_{\mathrm{DS}}}{T_I}----------------------------------------\left(7\right)$

其中，电流波形信号V_W由以下公式表达：

$V_W=\frac{T_{\mathrm{NS}}}{T_{\mathrm{NP}}}\×R_S\×I_S--------------------------------------\left(8\right)$

 其中T_I是第三电路400的时间常数。

从等式(6)-(8)可见，第二信号被重新表达如下：

$V_I=\frac{T}{T_I}\×\frac{T_{\mathrm{NS}}}{T_{\mathrm{NP}}}\×R_S\×I_O-------------------------------------\left(9\right)$

可见第二信号V_I与切换调节器的输出电流I_O成比例。第二信号V_I随输出电流I_O增大而增大。然而，第二信号V_I的最大值通过电流控制回路的调节而被限制到参考信号V_REF2的值。在电流控制回路的反馈控制下，最大输出电流I_O(max)由以下公式给出：

$I_{O\left(\max \right)}=\frac{T_{\mathrm{NP}}}{T_{\mathrm{NS}}}\×\frac{G_A\×G_{\mathrm{SW}}\×V_{\mathrm{REF}2}}{1+(G_A\×G_{\mathrm{SW}}\×\frac{R_S}{K})}------------------------------------\left(10\right)$

其中K是等于T_I/T的常数，G_A是第二误差放大器的增益，且G_SW是切换电路的增益。

当电流控制回路的回路增益(loop gain)很高(G_A×G_SW＞＞1)，最大输出电流I_O(max)可简要定义为以下公式：

$I_{O\left(\max \right)}=K\×\frac{T_{\mathrm{NP}}}{T_{\mathrm{NS}}}\×\frac{V_{\mathrm{REF}2}}{R_S}-------------------------------------\left(11\right)$

由此，根据参考信号V_REF2而将切换调节器的最大输出电流I_O(max)调节为恒定电流。

此外，对反射信号V_AUX进行取样到对切换信号V_PWM进行脉宽调制而形成电压控制回路，其根据参考信号V_REF而控制反射信号V_AUX的振幅值。如等式(3)所示，反射信号V_AUX与输出电压V_O成比例。反射信号V_AUX进而被衰减到如等式(5)所示的电压V_DET。第一电路100通过对电压V_DET进行多重取样产生第一信号V_V。根据参考信号V_REF的值，通过电压控制回路的调节而控制第一信号V_V的值。第一误差放大器和切换电路提供电压控制回路的回路增益。因此，输出电压V_O简要定义为以下公式：

$V_O=(\frac{R_{50}+R_{51}}{R_{50}}\×\frac{T_{\mathrm{NS}}}{T_{\mathrm{NA}}}\×V_{\mathrm{REF}})-V_F------------------------------------\left(12\right)$

第一电路100对反射信号V_AUX进行多重取样。在二次侧切换电流I_S降为零之前，立即对电压进行取样和测量。因此，二次侧切换电流I_S的变化不影响整流器40的正向压降V_F的值。然而，当输出电流I_O变化时，输出电缆46的压降随之改变。调整电路700的形成是用以补偿输出电缆46的压降。电阻器33用来编程斜率，以根据第二信号V_I的变化而决定参考信号V_REF的变化。因此，压降得以与输出电流I_O成比例地补偿。使用不同值的电阻器33，补偿作用可为多种输出电缆46作编程。

请参阅图4所示，说明了根据本发明一实施例的第一电路100。取样脉冲产生器190产生取样脉冲信号以进行多重取样。临界电压156与反射信号V_AUX相加以产生电位平移反射信号(level-shift reflected signal)。第一信号产生器包括计数器171和AND门165··166，用于产生取样信号V_SP1··V_SPN。第二信号产生器包括D触发器(flip-flop)170、NAND门163、AND门164和比较器155，用于产生时序信号S_DS时间延迟电路包括反相器162、电流源180、晶体管181和电容器182，用于当切换信号被禁用时产生一延迟时间T_d。反相器161的输入端供应有切换信号V_PWM。反相器161的输出端连接到反相器162的输入端、AND门164的第一输入端和D触发器170的时钟输入端(clock-input)。反相器162的输出端的信号打开/关闭(on/off)晶体管181。电容器182与晶体管181并联连接。施加电流源180来给电容器182充电。因此，电流源180的电流和电容器182的电容值决定时间延迟电路的延迟时间T_d。在电容器182上获得时间延迟电路的输出。D触发器170的D输入端被电源电压V_CC拉到高电位。D触发器170的输出端连接到AND门164的第二输入端。AND门164输出时序信号S_DS。因此当切换信号V_PWM被禁用时，时序信号S_DS启用。NAND门163的输出端连接到D触发器170的复位输入端。NAND门163的两个输入端分别连接到时间延迟电路的输出端和比较器155的输出端。比较器155的负输入端供应有电位平移反射信号。比较器155的正输入端供应有保持电压V_HD。因此，在延迟时间T_d后，一旦电位平移反射信号低于保持电压V_HD，时序信号S_DS就被禁用。此外，只要切换信号V_PWM被启用，时序信号S_DS也被禁用。

计数器171和AND门165··166的第三输入端供应取样脉冲信号。计数器171的输出端分别连接到AND门165··166的第二输入端。AND门165··166的第一输入端供应有时序信号S_DS。AND门165··166的第四输入端连接到时间延迟电路的输出端。因此，根据取样脉冲信号而产生取样信号V_SP1··V_SPN。此外，在时序信号S_DS的启用周期这段期间交替产生取样信号V_SP1··V_SPN。然而，延迟时间T_d是在时序信号S_DS的开始时引入的，以抑制取样信号V_SP1··V_SPN。因此取样信号V_SP1··V_SPN在延迟时间T_d的周期这段期间被禁用。

经由检测端DET和分压器，取样信号V_SP1··V_SPN用于依序对反射信号V_AUX进行取样。取样信号V_SP1·V_SPN控制开关121··122，以分别获得电容器110··111上的保持电压。开关123··124与电容器110··111并联连接，以用于对电容器110··111放电。缓冲电路包括运算放大器150··151、二极管130··131和电流源135，用于产生保持电压V_HD。运算放大器150··151的正输入端分别连接到电容器110··111。运算放大器150··151的负输入端连接到缓冲电路的输出端。二极管130··131从运算放大器150··151的输出端连接到缓冲电路的输出端。因此保持电压V_HD从保持电压的较高电压获得。电流源135用于终止。开关125周期性地将保持电压V_HD传导到电容器115，以产生第一信号V_V。经由振荡信号PLS打开/关闭开关125。在延迟时间T_d后，取样信号V_SP1··V_SPN开始产生保持电压。反射信号V_AUX的突波干扰(spikeinterference)被消除。当切换信号V_PWM被禁用且晶体管20关闭时，反射信号V_AUX的突波干扰可能出现。

当二次侧切换电流I_S降为零时，反射信号V_AUX开始降低。比较器155将检测前述的反射信号V_AUX以禁用时序信号S_DS。因此，时序信号S_DS的脉宽与二次侧切换电流I_S的放电时间T_DS相关联。同时，取样信号V_SP1··V_SPN被禁用，且当时序信号S_DS被禁用时停止多重取样。此时，缓冲电路的输出端处产生的保持电压V_HD因此与反射信号V_AUX相关联，其中一旦二次侧切换电流I_S降为零就对反射信号V_AUX进行取样。保持电压V_HD从保持电压的较高电压获得，当反射信号V_AUX已开始降低时，其将忽略所取样的电压。

请参阅图5所示，说明了根据本发明一实施例的振荡器200。第一电压到电流转换器(first V-to-I converter)由运算放大器201、电阻器210、晶体管250形成。第一电压到电流转换器根据参考信号V_R而产生参考电流I₂₅₀。电流镜由数个晶体管形成，例如晶体管251、252、253、254和255，用于根据参考电流I₂₅₀产生振荡器充电电流I₂₅₃和振荡器放电电流I₂₅₅。晶体管253的漏极(drain)产生振荡器充电电流I₂₅₃。晶体管255的漏极产生振荡器放电电流I₂₅₅。开关230连接在晶体管253的漏极与电容器215之间。斜坡信号RMP在电容器215上获得。比较器205的正输入端连接到电容器215。比较器205输出振荡信号PLS。切换信号V_PWM的切换频率由振荡信号PLS决定。开关232的第一端供应有高临界电压V_H。开关233的第一端供应有低临界电压V_L。开关232的第二端和开关233的第二端均连接到比较器205的负输入端。反相器260的输入端连接到比较器205的输出端，以产生反转振荡信号/PLS。开关231和开关233由振荡信号PLS打开/关闭。开关230和开关232由反转振荡信号/PLS打开/关闭。电阻器210的电阻值R₂₁₀和电容器215的电容值C₂₁₅将决定切换频率的切换周期T：

$T=\frac{C_{215}\×V_{\mathrm{OSC}}}{V_R/R_{210}}=R_{210}\×C_{215}\×\frac{V_{\mathrm{OSC}}}{V_R}--------------\left(13\right)$

其中V_OSC＝VH-VL。

请参阅图6所示，说明根据本发明一实施例的第二电路300。第四电路包括比较器310、电流源320、开关330、340，和电容器361。对电流感应信号V_CS的峰值进行取样，以产生第四信号。比较器310的正输入端供应有电流感应信号V_CS。比较器310的负输入端连接到电容器361。开关330连接在电流源320与电容器361之间。开关330由比较器310的输出端的信号打开/关闭。开关340与电容器361并联连接，以对电容器361放电。开关350周期性地将第四信号传导到电容器362，以产生电流波形信号V_W。开关350由振荡信号PLS打开/关闭。

请参阅图7所示，说明了根据本发明一实施例的第三电路400。第二电压到电流转换器(second V-to-I converter)包括运算放大器410、电阻器450，和晶体管420、421、422。运算放大器410的正输入端供应有电流波形信号V_W。运算放大器410的负输入端连接到电阻器450。运算放大器410的输出端的信号驱动晶体管420的门极。晶体管420的源极耦合到电阻器450。经由晶体管420的漏极，电流I420由第二电压到电流转换器根据电流波形信号V_W而产生。晶体管421和422形成比率为2∶1的电流镜。经由晶体管422的漏极，电流I₄₂₀驱动电流镜以产生可编程充电电流I_PRG。可编程充电电流I_PRG由以下公式表达：

$I_{\mathrm{PRG}}=\frac{1}{R_{450}}\×\frac{V_W}{2}-----------------------------\left(14\right)$

其中R₄₅₀是电阻器450的电阻值。

电容器471用来产生积分信号。开关460连接在晶体管422的漏极与电容器471之间。开关460由时序信号S_DS打开/关闭。开关462与电容器471并联连接，以对电容器471放电。开关461周期性地将积分信号传导到电容器472，以产生第二信号V_I。开关461由振荡信号PLS打开/关闭。因此第二信号V_I是在电容器472上获得的，如下所示：

$V_I=\frac{1}{R_{450}\×C_{471}}\×\frac{V_W}{2}\×T_{\mathrm{DS}}-------------------------------\left(15\right)$

根据图4～7所说明的本发明的一实施例，第二信号V_I与切换调节器的二次侧切换电流I_S、输出电流I_O相关联。因此，等式(9)被重新表达如下：

$V_I=m\×\frac{T_{\mathrm{NS}}}{T_{\mathrm{NP}}}\×R_S\×I_O------------------------------\left(16\right)$

其中m是常数，其由以下公式决定：

$m=\frac{R_{210}\×C_{215}}{R_{450}\×C_{471}}\×\frac{V_{\mathrm{OSC}}}{V_R}-------------------------------\left(17\right)$

电阻器450的电阻值R₄₅₀与电阻器210的电阻值R₂₁₀相关联。电容器471的电容值C₄₇₁与电容器215的电容值C₂₁₅相关联。因此，第二信号V_I与切换调节器的输出电流I_O成比例。

请参阅图8所示，说明了根据本发明一实施例的PWM电路500的电路示意图。PWM电路500包括NAND门511、D触发器515、AND门519、消隐电路(blanking circuit)520，和反相器512、518。D触发器515的D输入端被电源电压V_CC拉到高电位。反相器512的输入端由振荡信号PLS所驱动。反相器512的输出端连接到D触发器515的时钟输入端，以启用切换信号V_PWM。D触发器515的输出端连接到AND门519的第一输入端。AND门519的第二输入端耦合到反相器512的输出端。AND门519输出切换信号V_PWM，以切换变压器10。D触发器515的复位输入端连接到NAND门511的输出端。NAND门511的第一输入端供应有复位信号RST，以用于周期性地禁用切换信号V_PWM。NAND门511的第二输入端连接到消隐电路520的输出端，以确保当切换信号V_PWM被启用时切换信号V_PWM的最小导通时间(minimum on-time)。切换信号V_PWM的最小导通时间确保放电时间T_DS的最小值，其确保对第一电路100中的反射信号V_AUX进行适当的多重取样。放电时间T_DS与切换信号V_PWM的导通时间相关联。参考等式(1)、(2)和(4)，和等式(18)所示的二次侧电感值L_S，放电时间T_DS由以下等式(19)表达：

L_S＝T_NS/T_NP)²×L_P--------------------------------(18)

$T_{\mathrm{DS}}=\left(\frac{V_{\mathrm{IN}}}{V_O+V_F}\right)\×\frac{T_{\mathrm{NS}}}{T_{\mathrm{NP}}}\×T_{\mathrm{ON}}---------------------------------\left(19\right)$

其中T_ON是切换信号V_PWM的导通时间。

消隐电路520的输入端供应有切换信号V_PWM。当切换信号V_PWM被启用时，消隐电路520将产生消隐信号V_BLK来抑制D触发器515的复位。消隐电路520更包括NAND门523、电流源525、电容器527、晶体管526，和反相器521、522。反相器521的输入端和NAND门523的第一输入端供应切换信号V_PWM。施加电流源525以对电容器527进行充电。电容器527与晶体管526并联连接。晶体管526由反相器521的输出端的信号打开/关闭。反相器522的输入端耦合到电容器527。反相器522的输出端连接到NAND门523的第二输入端。NAND门523的输出端输出消隐信号V_BLK。消隐信号V_BLK的脉宽由电流源525的电流值和电容器527的电容值决定。反相器518的输入端连接到NAND门523的输出端。反相器518的输出端产生清除信号CLR以打开/关闭开关123、124、340和462。

请参阅图9所示，说明了根据本发明一实施例的加法器600的电路示意图。第三电压到电流转换器(third V-to-I converter)由运算放大器610、晶体管620、621、622，和电阻器650形成，用于根据斜坡信号RMP而产生电流I622。运算放大器611的正输入端供应有电流感应信号V_CS。运算放大器611的负输入端和输出端连接在一起，以使运算放大器611作为缓冲器。晶体管622的漏极经由电阻器651连接到运算放大器611的输出端。斜率信号V_SLP产生于晶体管622的漏极处。因此斜率信号V_SLP与斜坡信号RMP、电流感应信号V_CS相关联。

请参阅图10所示，说明根据本发明一实施例的调整电路700的电路示意图。电压到电流转换器由运算放大器710、晶体管711、714、715，和电阻器712形成，用于根据第二信号V_I而产生电流I₇₁₅。运算放大器710的正输入端供应有第二信号V_I。电流I₇₁₅被输出到可编程端COMR。电流I₇₁₅结合电阻器33产生电压V_COMR而连接到运算放大器720。另一电压到电流转换器由运算放大器720、晶体管721、724、725，和电阻器722形成，用于根据电压V_COMR而在晶体管725的漏极处产生电流I₂₂₅。运算放大器750的负输入端和输出端连接在一起，以使运算放大器750作为缓冲器。运算放大器750的正输入端连接到参考信号V_REF1。晶体管725的漏极经由电阻器760连接到运算放大器750的输出端。参考信号V_REF产生于晶体管725的漏极处。基于参考信号V_REF1，参考信号V_REF由第二信号V_I调整并由电阻器33编程。

所属领域的技术人员应易了解，可在不脱离本发明的范畴和精神的情况下对其结构做出各种修改和变化。鉴于上文所述，希望本发明涵盖在上述权利要求书和其等同物的范围内的本发明的修改和变化。

Claims (27)

1.一种一次侧控制的切换调节器，其特征在于其包括：

一变压器，用于将能量从所述变压器的一一次侧传递到一二次侧；

一切换元件，用于切换所述变压器；和

一控制电路，其耦合到所述变压器，用来产生一切换信号，用以切换所述切换元件，且调节所述切换调节器的输出，

其中所述控制电路包括：

一第一电路，其耦合到所述变压器，通过测量所述变压器的一反射信号以产生一第一信号和一时序信号，且其中所述时序信号表示所述变压器的一放电时间；

一第二电路和一第三电路，其通过积分一电流信号与所述时序信号，用来产生一第二信号，且其中所述电流信号表示所述变压器的一一次侧切换电流；

一第一误差放大器，其具有一第一参考信号，用于根据所述第一信号而产生一第一反馈信号，且其中所述第一参考信号根据所述第二信号的增加而增加；

一第二误差放大器，其具有一第二参考信号，用于根据所述第二信号而产生一第二反馈信号；和

一切换控制电路，其根据所述第一反馈信号和所述第二反馈信号而产生所述切换信号。

2.根据权利要求1所述的一次侧控制的切换调节器，其特征在于其中所述的控制电路进一步包括：

一电源端和一接地端，用于接收电力；

一检测端，用于通过一分压器的一电阻器将所述第一电路连接到所述变压器；

一感应端，用于将所述第二电路连接到一电流感应元件，以接收所述电流信号，且所述电流感应元件用于将所述一次侧切换电流转换为所述电流信号；

一输出端，通过所述切换元件，用于产生所述切换信号来切换所述变压器；

一电压补偿端，其连接到一第一补偿网络，用于对所述第一误差放大器进行频率补偿；

一电流补偿端，其连接到一第二补偿网络，用于对所述第二误差放大器进行频率补偿；和

一可编程端，其连接一电阻器到一接地，用以决定一斜率，其中所述斜率表示所述第一参考信号的变化对比所述第二信号的变化。

3.根据权利要求1所述的一次侧控制的切换调节器，其特征在于其中所述的第三电路的一时间常数与所述切换信号的一切换周期相关联。

4.根据权利要求1所述的一次侧控制的切换调节器，其特征在于其中所述的第一电路包括：

一临界电压，其中所述临界电压添加到所述反射信号以产生一电位平移反射信号；

复数个电容器；

一信号产生器，其用于产生取样信号，其中所述取样信号用于对所述反射信号进行取样，且分别在所述电容器上产生保持电压，且在所述时序信号的一启用周期这段期间依序产生所述取样信号；

一缓冲电路，其从所述电容器上的保持电压的较高电压产生一保持信号；

一第一输出电容器，用于根据所述保持信号而产生所述第一信号；和

一第二信号产生器，其用于产生所述时序信号，其中当所述切换信号禁用时，启用所述时序信号，且当所述电位平移反射信号低于所述保持信号时，禁用所述时序信号。

5.根据权利要求1所述的一次侧控制的切换调节器，其特征在于其中所述的第一电路对所述反射信号进行多重取样，以产生所述第一信号，且一旦所述变压器的所述放电电流降到零就立即获得所述第一信号。

6.根据权利要求1所述的一次侧控制的切换调节器，其特征在于其中所述的第二电路包括：

一第四电路，其通过对所述电流信号进行取样产生一第四信号；

一第三电容器，其保持所述第四信号；

一第二输出电容器，其产生一电流波形信号；和

一开关，其将所述第四信号传导到所述第二输出电容器。

7.根据权利要求1所述的一次侧控制的切换调节器，其特征在于其中所述的第三电路包括：

一电压到电流转换器，其根据所述电流波形信号而产生一充电电流；

一时序电容器，其经由一第一开关耦合到所述充电电流，以根据所述时序信号而产生一积分信号；

一第二开关，其与所述时序电容器并联连接，以对所述时序电容器进行放电；

一第三输出电容器，其产生所述第二信号；和

一第三开关，其将所述积分信号传导到所述第三输出电容器。

8.根据权利要求1所述的一次侧控制的切换调节器，其特征在于其中当所述切换信号启用时，所述切换信号具有一最小导通时间，其进一步确保了所述放电时间的一最小值，用于对所述反射信号进行多重取样。

9.一种切换调节器，其特征在于其包括：

一变压器，用于将能量从所述变压器的一一次侧传递到一二次侧；

一切换元件，用于切换所述变压器；和

一控制电路，其耦合到所述变压器，用来产生一切换信号，用以切换所述切换元件，并调节所述切换调节器的输出，

其中所述控制电路包括：

一第一电路，其耦合到所述变压器，通过测量所述变压器的一反射信号来产生一第一信号和一时序信号，且所述时序信号表示所述变压器的一放电时间；

一第二电路，其通过积分一电流信号与所述时序信号来产生一第二信号，且所述电流信号表示所述变压器的一一次侧切换电流；

一第一反馈电路，用于根据所述第一信号而产生一第一反馈信号；

一第二反馈电路，用于根据所述第二信号而产生一第二反馈信号；和

一切换控制电路，其根据所述第一反馈信号和所述第二反馈信号而产生所述切换信号。

10.根据权利要求9所述的切换调节器，其特征在于其中所述的第一反馈电路进一步包括一第一参考信号，其根据所述第一信号和所述第一参考信号而产生所述第一反馈信号，且所述第一参考信号根据所述第二信号的变化而改变。

11.根据权利要求9所述的切换调节器，其特征在于其中所述的控制电路进一步包括：

一电源端和一接地端，用于接收电力；

一检测端，用于将所述第一电路耦合到所述变压器；

一感应端，用于将所述第二电路耦合到一电流感应元件，以接收所述电流信号，其中所述电流感应元件用于将所述一次侧切换电流转换为所述电流信号；

一输出端，通过所述切换元件，用于产生所述切换信号以切换所述变压器；

一电压补偿端，用于所述第一反馈电路的频率补偿；和

一电流补偿端，用于所述第二反馈电路的频率补偿。

12.根据权利要求9所述的切换调节器，其特征在于其中所述的第一电路包括：

一临界电压，其中所述临界电压添加所述反射信号以产生一电位平移反射信号；

复数个电容器；

一信号产生器，其产生取样信号以对所述反射信号进行取样并保持所述反射信号于所述电容器，其中分别在所述电容器上产生保持电压，且根据所述时序信号的启用而产生取样信号；

一缓冲电路，其根据所述保持电压产生所述第一信号；

一第二信号产生器，其根据保持电压和所述电位平移反射信号而产生所述时序信号，其中当所述切换信号禁用时，启用所述时序信号，且当所述电位平移反射信号低于所述保持电压时，禁用所述时序信号。

13.根据权利要求9所述的切换调节器，其特征在于其中所述的第一电路对所述反射信号进行多重取样，以产生所述第一信号，且在所述变压器的所述放电电流降到零后获得所述第一信号。

14.根据权利要求9所述的一次侧控制的切换调节器，其特征在于其中所述的第二电路包括：

一电流产生器，其通过对所述电流信号进行取样而产生一充电电流；和

一电容器，其耦合到所述充电电流，用于根据所述时序信号而产生所述第二信号。

15.根据权利要求9所述的切换调节器，其特征在于其中当所述切换信号启用时，所述切换信号具有一最小导通时间，其进一步确保了所述放电时间的一最小值，用于对所述反射信号进行多重取样。

16.一种切换电源转换器，其特征在于其包括：

一变压器，用于将所述能量从所述变压器的一一次侧传递到一二次侧；

一切换元件，用于切换所述变压器；和

一控制电路，其耦合到所述变压器，用于产生一切换信号，以切换所述切换元件，并调节所述切换调节器的输出，

其中所述控制电路包括：

一第一电路，其耦合到所述变压器，用于通过测量所述变压器的一反射信号来产生一第一信号；

一第二电路，其根据一电流信号而产生一第二信号，其中所述电流信号表示所述变压器的一一次侧切换电流；

一第一反馈电路，其根据所述第一信号而产生一第一反馈信号；

一第二反馈电路，其根据所述第二信号而产生一第二反馈信号；和

一切换控制电路，其根据所述第一反馈信号和所述第二反馈信号而产生所述切换信号。

17.根据权利要求16所述的切换电源转换器，其特征在于其中所述的第一反馈电路进一步包括一第一参考信号，用于根据所述第一信号而产生所述第一反馈信号，且所述第一参考信号根据所述第二信号的变化而改变。

18.根据权利要求16所述的切换电源转换器，其特征在于其中所述的控制电路进一步包括：

一电源端和一接地端，用于接收电力；

一检测端，用于通过一分压器的一电阻器将所述第一电路连接到所述变压器；

一感应端，用于将所述第二电路连接到一电流感应元件，以接收所述电流信号，其中所述电流感应元件用于将所述一次侧切换电流转换为所述电流信号；

一输出端，通过所述切换元件，用于产生所述切换信号以切换所述变压器；

一第一补偿端，用于所述第一反馈电路的频率补偿；和

一第二补偿端，用于所述第二反馈电路的频率补偿。

19.根据权利要求16所述的切换电源转换器，其特征在于其中所述的第一电路包括：

复数个电容器；

一信号产生器，其产生取样信号以对所述反射信号进行取样并保持所述反射信号于所述电容器，其中分别在所述电容器上产生保持电压，且根据一时序信号的启用而产生取样信号；

一缓冲电路，其根据所述保持电压产生所述第一信号；和

一第二信号产生器，其根据保持电压而产生所述时序信号，其中当所述切换信号禁用时，启用所述时序信号，且当所述反射信号显著低于所述保持信号时，禁用所述时序信号。

20.根据权利要求16所述的切换电源转换器，其特征在于其中所述的第一电路对所述反射信号进行多重取样，以产生所述第一信号，且一旦所述变压器的所述放电电流降到零就获得所述第一信号。

21.根据权利要求16所述的切换电源转换器，其特征在于其中当所述切换信号启用时，所述切换信号具有一最小导通时间，其进一步确保了所述放电时间的一最小值，用于对所述反射信号进行多重取样。

22.一种切换调节器，其特征在于其包括：

一变压器，用于将能量从所述变压器的一一次侧传递到一二次侧；

一切换元件，用于切换所述变压器；和

一控制电路，其耦合到所述变压器，用于产生一切换信号以切换所述切换元件并调节所述切换调节器的输出，

其中所述控制电路包括：

一第一电路，其耦合到所述变压器，以通过测量所述变压器的一反射信号来产生一第一信号；

一第二电路，其通过测量一电流信号来产生一第二信号，其中所述电流信号与所述切换调节器的所述输出电流相关联；

一反馈电路，其包括一参考信号，用于根据所述第一信号和所述参考信号而产生一反馈信号，且所述参考信号根据所述第二信号而改变；和

一切换控制电路，其根据所述反馈信号而产生所述切换信号。

23.根据权利要求22所述的切换调节器，其特征在于其中所述的第一电路包括：

复数个电容器；

一信号产生器，其产生取样信号，用以对所述反射信号进行取样并保持所述反射信号于所述电容器，其中分别在所述电容器上产生保持电压，且根据一时序信号的启用而产生取样信号；

一缓冲电路，其根据所述保持电压而产生所述第一信号；和

一第二信号产生器，其根据保持电压而产生所述时序信号，其中当所述切换信号禁用时，启用所述时序信号；当所述反射信号显著低于所述保持信号时，禁用所述时序信号。

24.根据权利要求22所述的切换调节器，其特征在于其中所述的第一电路对所述反射信号进行多重取样，以产生所述第一信号，且一旦所述变压器的所述放电电流降到零就获得所述第一信号。

25.根据权利要求22所述的切换调节器，其特征在于其中所述的第二电路包括：

一电流产生器，其根据所述电流信号而产生一充电电流；和

一电容器，其耦合到所述充电电流，用于根据所述时序信号而产生所述第二信号。

26.根据权利要求22所述的切换调节器，其特征在于其中当所述切换信号启用时，所述切换信号具有一最小导通时间，其进一步确保了所述放电时间的一最小值，用于对所述反射信号进行多重取样。

27.一种切换调节器，其特征在于其包括：

一变压器，用于将能量从所述变压器的一一次侧传递到一二次侧；

一切换元件，用于切换所述变压器；和

一控制电路，其耦合到所述变压器，用于产生一切换信号来切换所述切换元件，且调节所述切换调节器的输出，

其中所述控制电路包括：

一第一电路，其耦合到所述变压器，用于通过测量所述变压器的一反射信号来产生一第一信号；

一第二电路，其通过测量一电流信号来产生一第二信号，其中所述电流信号与所述切换调节器的所述输出电流相关联；

一反馈电路，其根据所述第一信号而产生一反馈信号，且所述第一信号根据所述第二信号而改变；和

一切换控制电路，其根据所述反馈信号而产生所述切换信号。

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