CN109391147A - 降压电压转换器 - Google Patents

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Abstract

本公开提供了一种降压电压转换器，其被配置为使得降压电压转换器的开环传递函数的主导极点是由包括耦合到降压电压转换器的输出的电容器和电感器的网络引入的极点。

Description

降压电压转换器
技术领域
本申请涉及降压转换器并且涉及相关联的方法。
背景技术
诸如降压转换器的电压转换器通常被用于基于输入电压提供输出电压。例如，电压转换器可以在电子电路内部用于基于外部电源电压生成一个或多个内部电源电压。电压转换器可以使用反馈回路来调节，以提供预定义的调节输出电压或预定义的调节输出电流。
这种调节的电压转换器(在本文也被称为电压调节器)被用于各种系统和设备中，例如在微控制器或微处理器中，以产生稳定的电源电压。
举例来说，当前的微控制器或微处理器构成供给它们的电压调节器的高动态负载。高度动态意味着，关于经由电压调节器提供的电流的要求可能会迅速改变。例如，在系统升压或唤醒序列期间，即在系统启动期间或从低功率模式唤醒系统期间，必须提供给这种微处理器或微控制器的平均电流可以在小于5微秒内从小于10微安的值跳到数百毫安。
此外，在一些应用中，例如在汽车的环境中，作为输入电压提供给电压转换器的电源电压可能变化显著，例如在启动过程中从小于5.5伏到13.5伏，或在起动或甩负载事件期间从13.5伏到28伏或更高。因此，在这样的环境中使用的电压调节器需要精确和快速，以避免诸如系统复位或电源微处理器电压过载的问题。
发明内容
根据一个实施例，提供了一种降压电压转换器，其包括：
电压输入端子，
电压输出端子，
开关装置，被耦合到所述电压输入端子，所述开关装置包括开关控制器，
反馈回路，被耦合在电压输出端子和开关控制器之间，以及
网络，包括耦合到电压输出端子的电感器和电容器，
其中所述降压电压转换器被配置为使得所述降压电压转换器的开环传递函数的主导极点是由所述网络引入的极点。
根据另一实施例，提供了一种降压电压转换器，其包括：
电压输入端子，
电压输出端子，
电压转换器电路，被耦合在电压输入端子和电压输出端子之间，其中所述电压转换器电路包括：
开关装置，以及
误差放大器，具有高通滤波器特性，其中误差放大器的第一输入被配置为耦合到参考电压，其中误差放大器的第二输入被耦合到电压输出端子，并且其中误差放大器的输出被耦合到开关装置；以及
网络，包括耦合到电压输出端子的电容器和电感器。
根据又一实施例，提供了一种方法，包括：
提供电压输入端子，
提供电压输出端子，
在电压输入端子和电压输出端子之间提供开关装置，
将包括电感器和电容器的网络耦合到电压输出端子，
在电压输出端子和开关装置的开关控制器之间提供反馈回路，以及
配置包括开关装置、网络和反馈回路的降压电压转换器，使得降压电压转换器的开环传递函数的主导极点由网络引入。
以上发明内容仅旨在对某些方面进行简要概述，而不应被解释为以任何方式进行限制。例如，其他实施例可以包括除上述列举的特征以外的其他特征。
附图说明
图1是根据一个实施例的调节的降压电压转换器的框图。
图2是示意性地示出了根据一个实施例的调节的降压电压转换器的开环传递函数的示图。
图3是示出根据一个实施例的调节的降压电压转换器的示图。
图4是示出根据一个实施例的调节的降压电压转换器的开环增益和相位的示图。
图5示出了在一些实施例中可用的误差放大器的电路图。
图6是示出根据一个实施例的调节的降压电压转换器以及附加电压转换器的示图。
图7是示出根据一个实施例的调节的降压电压转换器的元件的电路图。
图8是示出根据具有常规转换器的实施例的调节的降压电压转换器的开环增益和相位的示图。
图9A至图9C示出了根据一个实施例的调节的降压电压转换器的测量结果。
图10是示出根据一个实施例的用于提供调节的降压电压转换器的方法的流程图。
具体实施方式
在下文中，各种实施例将参照附图来描述。应该注意的是，这些实施例仅以举例的方式给出，而不应被解释为限制意义。例如，虽然一些实施例被描述和显示为包括多个特征或元件，但这不应被解释为指示所有这些特征或元件对于实施例的实施是必需的。相反，在其他实施例中，除了明确显示和描述的其他特征或元件可以被提供。
除非特别指出，否则来自不同实施例的特征或元件可以被组合。关于其中一个实施例描述的变型和修改也可以被应用于其他实施例。
在显示和描述的实施例中，在附图中显示的或在本文中描述的直接电连接，即不包括附加介入元件的连接(例如简单的导线连接或金属路径连接)可能会被间接连接或耦合所取代，即包括一个或多个附加插入元件的连接或联接，反之亦然，只要连接或耦合的目的(例如传输某种信号、传输某种信息或提供某种控制)基本上保持不变。换言之，只要电连接或耦合的操作基本不受影响，电连接或耦合可以被修改。
本文描述的实施例涉及降压转换器。降压转换器是DC(直流) 到DC功率转换器，其将电压从提供到其输入端子的输入电压降低到其输出端子处提供的输出电压。降压转换器是一种开关模式电源。一些实施例涉及使用反馈来调节输出电压的调节的降压转换器(也称为降压调节器)。具体地，实施例涉及在电压模式控制下操作的降压转换器，其中反馈基于输出电压。
降压调节器具体地可以通过其开环传递函数进行表征。开环传递函数基本上描述了输出信号除以输入信号，同时考虑幅度和相位。开环传递函数有时候将会在本文中通过分别提供开环增益函数和开环相位函数来描述。在s平面中(通过拉普拉斯变换从时域转移到s 域)开环传递函数具体地可以通过其极点和零点进行表征。术语主导极点是指具有最低频率的极点。
极点通常引起输出信号的相位下降，其可以通过开环传递函数的零点来完全或部分地补偿。
现在转到附图，图1示出了根据一个实施例的调节的降压电压转换器10。图1的电压转换器包括用于接收输入电压VIN的电压输入端子11和用于输出输出电压VOUT的电压输出端子12。输入端子11被耦合到包括高侧开关14和续流开关15的开关装置。在一些实施例中，续流开关15可以被实现为专用低侧开关15，但是在其他实施例中也可以被实现为续流二极管。开关装置还包括开关控制器 13。在图1的实施例中，开关控制器13是控制高侧开关14的脉宽调制(PWM)控制器，并且如果提供的话，根据脉宽调制方案的低侧开关15，其中脉冲宽度确定高侧开关14的接通时间，即高侧开关 14闭合的时间。在一些实施例中，开关控制器13根据基于时钟信号 CLK的恒定频率脉宽调制方案来控制高侧开关14(并且可选地，低侧开关15，如果提供的话)。这基本上意味着高侧开关14的接通时间和断开时间的总和保持基本恒定，从而定义对应于恒定频率的恒定周期长度。
高侧开关14和续流开关15之间的节点被耦合到开关输出端子 18。VBCK表示该端子处的电压。具有电感L的电感器16被耦合在开关输出端子18和输出端子12之间，并且具有电容C的电容器17 被耦合在输出端子12和地之间。尽管在图1中显示了单个电感器16 和单个电容器17，但是在其他实施例中，电感器和电容器的其他组合可以被使用。一般而言，包括耦合到电压调节器的输出端子的电感器和电容器的电路在本文中将被称为LC网络。当高侧开关14闭合时，该LC网络主要储存能量，而当高侧开关14打开时，该LC 网络将能量释放到输出端子12。在这方面，图1的降压转换器的操作对应于常规的降压转换器。反馈回路19从输出端子12被提供到开关控制器13的输入。在反馈回路19中，如示意性示出的那样，输出电压VOUT或从其导出的量与参考电压VREF进行比较，并且差值被提供给开关控制器13。以这种方式，取决于参考频率VREF 的输出频率VOUT的电压模式调节被提供。
在许多实施方式中，电感器16和电容器17可以被实现为分立组件，而降压转换器10的其余组件可以被实现为单个集成电路。在其他实施例中，单独的集成电路或分立组件可以被使用来实现降压转换器10。
在实施例中，降压转换器10的组件被设计成使得由LC网络引入开环传递函数的主导极点，该LC网络包括耦合到输出端子12的电感器16和电容器17。
在实施例中由LC网络引入的极点是双共轭复数极点。
在图2的电感器16和电容器17的简单示例中，由LC网络引入的极点的角频率ω为这在图2中被示意性地示出，其在对数刻度上示出了在频率上的示意性开环传递函数20(对应于输出电压 VOUT除以输入电压VIN)。可以看出，在由虚线21标记的主导极点之上，开环传递函数随着频率而减小。
这种由LC网络引入的具有主导极点的开环传递函数不同于一些常规解决方案，其中在降压转换器中，主导极点被设计为处于低频率，具体处于低于由LC网络引入的极点的频率。与此相反，在如本文所讨论的实施例中，主导极点由LC网络引入。
在实施例中，这降低了降压转换器的响应时间，或者换言之，增加了降压转换器的调节速度。
因此，用来加载变化(即，端子12处的输出电流变化)的快速响应时间和/或输入电压VIN的变化的快速响应时间可以被提供。
在实施例中，除了设计电路使得主导电极由LC网络引入之外，至少一个附加零点被提供在传递函数中以缓解由该主导极点引入的相位减小。在一些实施例中，这增加了可用带宽，可以提高稳定性和/或可以进一步减少响应时间。这种附加零点的示例将在下文更详细地讨论。
图3是示出根据另一实施例的降压调节器的示图。
在图3的实施例中，降压转换器接收电池电压VBAT作为输入电压的示例，例如汽车环境中的电池电压。此外，图3的降压转换器输出输出电压VOUT。图3的降压转换器包括开关装置，该开关装置包括高侧功率开关36和低侧功率开关37。续流二极管38并联耦合至低侧功率开关37。图3的示例中的开关36、37被实现为MOS 晶体管。在一些MOS晶体管实施方式中，二极管38可以是低侧功率开关37的固有二极管，即不必作为单独的二极管提供。
图3中的开关装置还包括驱动高侧功率开关36的高侧驱动器34 和驱动低侧功率开关37的低侧驱动器39。高侧功率开关36和低侧功率开关37之间的节点提供电压VBCK。此外，开关装置包括开关控制器，该开关控制器包括锯齿波发生器30和比较器33。锯齿波发生器30由电池电压VBAT供电并由时钟信号CLK提供时钟，并提供周期性锯齿波信号(斜波信号)给比较器33的正(非反相)输入端。如将在下文进一步描述的，比较器33的负(反相)输入接收来自反馈路径的信号。基于此，比较器33向高侧驱动器34和低侧驱动器39输出脉宽调制信号PWM，脉宽取决于反馈电压并因此取决于电流输出电压VOUT。脉宽调制信号PWM的频率对应于由锯齿波发生器30提供的锯齿波信号的频率，并且在图3的实施例中具有恒定的频率。
耦合在高侧功率开关36和低侧功率开关37之间的节点311与输出端子312之间的是电感器L，并且电容器COUT被耦合在端子312 和地之间。表示电容器COUT的(固有)电阻，也称为等效串联电阻，并且RL代表模型化为电阻器的降压转换器的负载。电感L可能基本上被认为是一个理想的电感，而电容COUT可能被认为是图3 中的理想电容。
为了提供反馈，输出端子312处的电压VOUT被提供给包括电阻器R1、R2的电阻分压器310。电阻器R1、R2之间的节点被耦合到误差放大器32的反相输入端，由图3中的差分放大器31符号表示。误差放大器32的非反相输入被提供有参考电压Vref。误差放大器31 的输出信号因此反映出参考电压Vref和输出电压VOUT之间的差除以电阻器R1和R2的比率。以这种方式，输出电压VOUT被调节到 Vref·(R1+R2)/R2。在其他实施例中，电阻分压器310可以被省略，使得VOUT被调节到Vref。
在电阻分压器310中，CPAR表示寄生对地电容，并且CZ表示如图所示的与电阻器R1并联耦合的电容器。在实施例中，CZ实质上充当R1的高频旁路(因为对于较高频率，电容器具有减少的阻抗)，这可能在大刺激情况下降低响应时间。
限流器35被提供来防止过电流并且可以以常规方式设计。
现在将参照图4，图3的降压转换器的特性将被更详细地解释。
图4是其中曲线40示出了关于对数频率的以dB为单位的示例开环增益，并且曲线41示出了诸如图3的降压转换器的降压转换器关于对数频率的示例相移的曲线图。应注意，曲线40、41仅用作示例，并且曲线40、41的确切形式可以取决于具体实施而变化。
在图4中，线42标记曲线40(即开环增益)与0dB交叉的频率，也被称为0dB交叉。
PLC标记由图3中由电感器L和电容器COUT形成的LC网络引入的主导极点的频率位置。如所解释的，在实施例中，PLC是主导极点，即具有所有极点的最低频率的极点。PLC是双复数共轭极点。在一些实施例中，由极点PLC引起的相位减小通过零点Z2、ZESR减轻到40 和60度之间的相位裕度。该相位裕度是由曲线41在0dB交叉42 处指示的相位，如图4中的数字43所示。在一些实施例中极点Z2被通过相应地设计误差放大器32来引入，具体地具有高通特性。为了减轻PLC的相位下降，在实施例中，Z2具有接近0dB交叉42的频率，例如在0dB交叉频率的l/10和0dB交叉频率的10倍之间。P2是与零点Z2相关的极点，在一些实施例中，零点Z2也可以通过设计具有高通特性的误差放大器32来引入。
ZESR是由电容器COUT的等效串联电阻(ESR)引入的极点。虽然ZESR有助于增加相位裕度，但应该注意的是，在实施例中，对于毫欧范围内的非常低的值也能够实现稳定的操作，这对于用作电容器COUT的高质量多层陶瓷电容器来说是典型的。
Z1是零点并且P1是由电阻分压器310引入的极点。在实施例中，由R1和R2确定的分压比率较低，并且Z1和P1彼此比较接近，例如在10倍的因子内。在任何情况下，Z1补偿P1的相位降低效应，使得P1也可以被称为补偿极点。CPAR的寄生电容的存在降低了Z1对缓解相位下降的影响。通常，在实施例中，由44指示的附加极点可以存在。实施例中的其他极点可以高于0dB交叉频率42，在这种情况下，它们基本上不影响降压转换器的稳定性，或者可以是补偿极点，其中极点的相位下降通过相关联的零点来补偿，如同Z1和P1的情况那样。在0dB交叉频率以下的这种补偿极点中，相关联的零点也低于0dB交叉频率42。
在实施例中，P2处于比Z2更高的频率，具体为处于比Z2的频率高至少5倍或至少高10倍的频率。在一些实施例中，这可以改善Z2相位裕度的增加。具体地，如果P2处于明显高于Z2的频率并且因此远离0dB交叉频率并且因此不会显著减小Z2接近0dB交叉的相位裕度的增加。
利用如图3和图4所示的实施方式，与传统电压模式降压转换器相比，快速反馈回路可以被实现，其中极点以低于PLC的频率的频率提供，例如通过设计具有低通特性的误差放大器。因此，在传统技术方案中，主导极点处于较低频率，这对应于反馈回路的带宽的人为减少并且因此增加了响应时间。
接下来，图4中的极点和零点的位置将被更详细地讨论。零点 Z1的角频率和极点P1的角频率由下式给出
以及
其中，R1||R2是寄生电阻CZ的R1的并联电路的电阻。
零点ZESR的角频率为
此外，如已经提到的那样，主导极PLC的角频率为Z2和P2的位置取决于例如误差放大器32的具体实施方式，并且现在将使用参考图5的具体示例来讨论。
图5示出了可用于降压转换器的实施例中的误差放大器(如图3 的误差放大器32)的示例实施方式，以相应地放置零点和相关极点 (图4中的Z2和P2)。
图5的误差放大器在NMOS晶体管N1、N2的差分对处接收其输入信号。在图5的示例中，晶体管N1的栅极端子用作接收输入信号 V-(例如来自图3中的电阻分压器310)的反相输入端，以及晶体管 N2的栅极端子用作接收输入信号V+的非反相输入端(例如图3中的Vref)。如图所示，差分对N1、N2被耦合到电流镜，该电流镜由耦合在VDD和晶体管N1、N2之间的PMOS晶体管P1、P2形成。例如约2微安的偏置电流Ibias被提供给差分对N1、N2。
包括PMOS晶体管P3和P4的源退化电流镜(source degenerated current mirror)被耦合到晶体管N2和P2之间的节点。源产生的电流镜是电流镜，其中晶体管(PMOS晶体管P3、P4)的源极端子不被直接耦合到内部电源电压(图5中的VDD)，而是经由电阻器进行耦合。在某些实施方式中，VDD可能由芯片上的电压调节器产生，该调节器用于提供芯片上的各种电路，包括此处讨论的调节的降压转换器。在这种情况下，晶体管P3的源极端子经由电阻器R1a与VDD 耦合，并且晶体管P4的源极端子经由电阻器R2a和电容器CZ2的并联电路与VDD耦合。
用于输出输出电压VCTRL(例如图3的比较器33)的输出端被耦合在晶体管P4的漏极端子和电阻器R3之间。在实施例中，电阻器 R1a和R2a的电阻值具有不等于1的比率，例如4∶1的比率，但不限于此，并且晶体管P3和P4的晶体管宽度也可以具有不等于1的比率，例如晶体管R1a和R2a的反比，例如1：4。
图5的误差放大器可以使用设计用于5伏的工作电压并具有约 7.5纳米的栅极氧化物的中压电压模拟晶体管来实现，但不限于此，这种设计有助于将寄生极移位到高频(例如图4的方框44)。
图5的误差放大器可以由其在s平面中的传递函数H(s)根据下式来描述
其中gm是所指示的各个晶体管(N1，N2，P3，P4)的跨导。
基于此，图4的用于实现图5的误差放大器的零点Z2的角频率由下式给出
以及与零点Z2相关的极点P2的角频率由下式给出
在实施例中，知彼此相差十倍(因子10)或更少。对于较大的频率差，较大的值将会被需要，这又会降低与电流镜P3、P4相关联的极点的频率，并且因此在一些实施方式中可能导致不期望的极点。因此，在实施例中，这些值被选择为使得Z2略高于0dB交叉点，并且P2远高于0dB交叉点，因此基本上不影响图4中的43 处的相位裕度。
图5的误差放大器的操作现在将被更详细地描述。在图5的实施例中，由差分对N1、N2产生的漏极电流的差值被注入到由P3、P4实现的源极退化电流镜中，并且乘以由下式给出的电流镜比为晶体管P4的沟道宽度，以及为晶体管P3的沟道宽度。在该等式中，假定两个晶体管P3、P4具有相同的沟道长度。P4的漏极电流乘以值R3给出误差放大器的VCTRL的输出电压。因此，对于 N1、N2的差分对的给定尺寸，图5的误差放大器的电压增益可以通过相应地设计电流镜P3、P4的镜像比并相应地通过选择电阻器R3的电阻来进行调节。
用于将晶体管P4的源极耦合到VDD(即，用于晶体管P2的源极退化)以及电容器的电容的电阻器R2a被选择为将零点Z2的位置设置在期望的位置处，例如，根据上述方程，在图4的示例中略高于零点交叉42。一旦R2a的值被选择了，则R1a的值也可以通过使用如上所述(即)的相应晶体管的反比来确定，以便维持电流镜未经历退化的所选电流镜比。
电阻器R2a，R3和电容器CZ2可以被设计成递送关于误差放大器的增益和在所需芯片面积中具有最小影响的位置的期望性能。Z2的频率位置由R2a和CZ2之间的乘积按照上述方程确定。当单位面积电容相对较好的技术被用于实现时(即，需要更少的芯片面积来实现具有特定电容的电容器时)，实施例可以针对CZ2使用相对较大的值(就面积而言CZ2仍然是可接受的)并且针对R2a使用较小的值。R2a的较小值意味着R3的较小值。与此不同地，当每单位面积具有相对较差电容的技术被使用时，在实施例中，相对较高的电阻值可以被选择，同时减小电容值CZ2以限制面积要求。由于Z2 的频率位置由R2a和CZ2之间的乘积决定，因此两种变型都是可能的。
如本文讨论的降压转换器可以与附加电压转换器组合以针对不同的电流水平提供输出电压和电流。图6示出了类似于图3的实施方式的降压转换器与低压差调节器(LDO)组合的示例。在图6中，与参考图3已经讨论的元件对应的降压转换器的元件具有相同的附图标记，并且除了下文讨论的一些实施方式差异之外，将不再被详细讨论。
例如，图7的比较器33基本上对应于图3的比较器33。此外，图7的比较器33具有启用输入En，其在降压转换器要被激活时启用比较器，例如用于高于预定阈值的输出负载。当图7的比较器33被启用时，降压转换器参照图1至图5如所解释的那样操作。
图6的其余元件实现传统的LDO，其可操作用于低输出负载，例如低于阈值的输出负载，以及用于启用和禁用降压转换器的开关电路。图6的实施方式利用了这样的事实，即在毫安范围内的低负载电流水平下，LDO的功率效率类似于以脉冲频率调制或突发模式操作的降压转换器的功率效率。当负载电流输出低于预定阈值(图6 中的高电流模式上升阈值)时，仅低功率LDO有效，并且比较器33 由信号HCM禁用。类似地，锯齿波发生器39、高侧驱动器34和低侧驱动器37也经由相应的启用输入被禁用。如果负载电流达到或超过阈值，信号HCM将被设置为高电平，这将启用降压转换器。
在图6的实施方式中，当负载电流超过阈值时，LDO不会关闭，尽管在其他实施方式中，情况可能如此。因此，即使降压稳压器打开，LDO仍会提供总负载电流的一小部分。在实施方式过程中经由信号HCM进行开/关动作是迅速完成的，以免影响稳压器的动态性能。
用于LDO的误差放大器包括由电流源Ib_LP偏置的操作跨导放大器68，该电流源Ib_LP产生与来自电压Vfb(来自分压器310)的反馈信号和参考电压之间的差值成比例的电流，该参考电压在图6的实施方式中是带隙电压Vbg。带隙电压Vbg可以在如图6所示的电路上实现的同一芯片上被产生。该电流与通过器件MP2一起被注入到由电阻器RLP和二极管D1形成的非线性电流镜中。晶体管MP1是通过器件MP2的K：1副本(也称为KILIS＝K Iload Isense)，并且被用于负载电流感测。附加传统电路也可以被使用。
如图所示，LDO具有电流限制电路60，其可以被实现为晶体管 MP1的栅极源电压钳位。例如，因为电流限制阈值，用于转换降压转换器的上述阈值的两倍可以被使用。
晶体管MP1和晶体管S1，提供阈值电流的电流源Iref_HCM和提供滞后电流的Ihyst与施密特触发器TR1一起形成高电流模式比较器，其根据负载电流控制降压转换器的接通和断开。滞后电流Ihyst 为阈值提供滞后，以避免在负载电流处于或接近阈值时快速切换。阈值因此通过使用参考电流值Iref_HCM和比值K来编程。
为了避免振荡，在一些实施方式中，LDO和降压转换器被设置为在稍微不同的电压下进行调节。预期的人造偏移(例如约10毫伏) 针对低功率误差放大器68被引入，使得LDO具有比降压转换器更高的电压调节点。这确保了在开关点周围降压转换器对负载电流的贡献非常接近零，开关点是降压转换器被激活或去激活的点。这可以在一些实施方式中有助于防止开启和关闭降压转换器之间的连续振荡。
在一些实施例中，该偏移可以通过将电流Ioff_LP提供给跨导放大器68来实现。
图7示出了根据一个实施例的降压转换器的一部分的电路图，具体是误差放大器以及比较器和随后的限变器。
在图7的实施例中，误差放大器71如图5所讨论的那样被实现，并且可以被用来实现图3的误差放大器32。框72示出了像图3的比较器33那样的比较器的示例实施方式。数字70表示锯齿波发生器，例如图3的锯齿波发生器30。限变器73然后最终基于比较器的输出产生脉宽调制输出信号，并且可以按照常规降压转换器电路来实施。利用比较器72包括可以以相对高的电压技术(例如5伏特)实现的输入差分对P5、P6，而其余的晶体管可以以低电压技术实现(例如具有2个纳米栅极氧化物的1.5伏特)，以便在一些实施例中提高切换速度并使传播延迟最小化。
具体地，所示的时钟派生脉冲发生器在每个时钟周期的开始重置D触发器DFF。如果由误差放大器71输出的误差电压大于零，则在新周期开始时，当锯齿波发生器70的斜坡信号也为零时，比较器的输出将为零，并且PWM信号的值将是逻辑1(高)。当锯齿波发生器70的斜坡信号的瞬时值等于由误差放大器71输出的误差电压时，比较器将切换，产生PWM信号的高到低转变。如图所示，脉冲发生器和锯齿波发生器由相同的时钟信号CLK计时，使得斜坡发生器波形的上升时间几乎等于时钟周期。因此，比较器通过生成具有与时钟信号CLK的频率对应的频率的PWM信号和与由误差放大器 71输出的误差电压的值成比例的占空比的PWM信号，将来自电压域的误差信息转换为时域。
图7的实施例中的比较器输出波形的边缘由反相施密特触发器 TR2“锐化”，并且所产生的信号利用附加的反相器缓冲。
在实施例中由D触发器DFF、或非门和脉冲发生器形成的限变器电路消除了可能由于开关噪声而导致的PWM信号的附加转变，具体是在例如低输出电感器值(图3的电感器L的低值)。在一个实施例中，P5具有比P6更高的宽度，以考虑锯齿波发生器70的从地平面开始的斜坡电压引起的不对称性。这具有使信号PWM为低电平并使其保持低电平的效果，因为比较器的两个输入均相等且较低。
应注意，图7仅给出了比较器和限变器的实施方式示例，并且其他比较器设计也可以被使用。
图8示出了基于本文公开的技术实现的降压转换器与如所讨论的由降压转换器的输出端处的LC网络引入的主导极点与常规降压转换器电路的比较。图8的曲线80至81基本上对应于图4的曲线 40、41，其中一些极点被省略。0dB交叉点分别用附图标记82和 85标记。曲线83对应于常规电压模式降压转换器的示例增益曲线，而曲线84对应于对应的相位曲线。可以看出，在本文讨论的降压转换器中，借助于附加的零点Z2，相位裕度为大约30度，并且具有良好的瞬态响应和良好的动态调节性能的，具体是对于负载跳转跨过几个数量级的高带宽可以被获得。相比之下，在传统情况下，带宽受到限制，相位裕度在大约60度的0dB处交叉85。
图9A至9C示出了根据一个实施例实施的降压转换器的测量结果，例如，如参照图3至图5所讨论的那样实施。图9A示出了降压转换器随时间推移的各种电压和电流。图9B示出了图9A的部分94 的放大版本，并且图9C示出了图9A的部分95的放大版本。
曲线93示出了测量中的负载电流，并且曲线92示出了输出电压。曲线90示出了其中集成了降压转换器的系统的中断信号，并且曲线91示出了其中集成了降压转换器的系统的重置信号。在区域部分94和95中，在部分94中从低负载到高负载(零毫安到500毫安) 以及在部分95中从500毫安到零毫安，负载跳转发生。如通过检查曲线92可以看出的那样，非常快的输出电压的调节发生，其响应时间小于5微秒，包括从LDO到降压调节器的切换机制，如参照图6 所讨论的。
图10是描述用于制造如本文所讨论的降压转换器的方法的流程图。具体地，图10的方法可以被用来提供先前讨论的任何降压转换器电路，并且参照图1至图9所讨论的附加特征、变型、修改和细节也可以应用于图10的方法。
在图10中的100处，该方法包括提供用于输入电压和输出调节电压的输入和输出端子。在101处，该方法包括将开关装置耦合到输入端子，例如所讨论的高侧功率开关和低侧功率开关。在102处，该方法包括耦合输出端子和开关装置的开关控制器之间的反馈路径，例如包括具有高通特性的误差放大器的反馈路径。在103处，该方法包括将LC网络耦合到输出端子，例如图3的LC网络313。 LC网络在由此制造的降压转换器的开环传递函数中引入了主导极点。应注意，各种动作或事件100至103不需要以所示的顺序执行，但取决于所使用的制造技术，各种动作或事件的不同的顺序或同时实施方式也可以被使用。
根据以下示例提供了一些非限制性实施例：
示例1.一种降压电压转换器，包括：
电压输入端子，
电压输出端子，
开关装置，其被耦合到电压输入端子，该开关装置包括开关控制器，
反馈回路，其被耦合在电压输出端子和开关控制器之间，以及
网络，其包括耦合到电压输出端子的电感器和电容器，
其中降压电压转换器被配置为使得降压电压转换器的开环传递函数的主导极点是由网络引入的极点。
示例2.根据示例1所述的降压电压转换器，其中主导极点是由网络引入的双复数共轭极点。
示例3.根据示例1或示例2所述的降压电压转换器，其中除了与网络相关联的零点之外，开环传递函数还包括至少一个附加零点，以减少由主导极点引起的相位降低。
示例4.根据示例3所述的降压电压转换器，其中反馈回路包括具有高通滤波器特性的误差放大器，其中至少一个附加零点由误差放大器引入。
示例5.根据示例4所述的降压电压转换器，其中误差放大器包括差分输入晶体管对、耦合到差分输入晶体管对的第一电流镜和耦合到差分输入晶体管对和第一电流镜之间的节点的第二电流镜，其中所述第二电流镜是源退化电流镜。
示例6.根据示例1至示例5的任一项所述的降压电压转换器，其中除了主导极点之外，开环传递函数的具有在降压电压转换器的开环增益的0dB交叉频率以下的频率的每个极点均具有相关联的零点，该零点所具有的频率低于开环增益的0dB交叉频率。
示例7.根据示例1至示例6的任一项所述的降压电压转换器，其中开关控制器被配置为基于恒定频率脉宽调制方案来控制开关装置。
示例8.根据示例1至示例7的任一项所述的降压电压转换器，其中降压电压转换器被配置为以电压模式进行操作。
示例9.一种降压电压转换器，包括：
电压输入端子，
电压输出端子，
电压转换器电路，其被耦合在电压输入端子和电压输出端子之间，其中该电压转换器电路包括：
开关装置，以及
误差放大器，其具有高通滤波器特性，其中误差放大器的第一输入被配置为耦合到参考电压，其中误差放大器的第二输入被耦合到电压输出端子，以及其中误差放大器的输出被耦合到开关装置；以及
网络，其包括耦合到电压输出端子的电容器和电感器。
示例10.根据示例9所述的降压电压转换器，其中误差放大器的高通滤波器特性使得降压电压转换器的开环传递函数的至少一个零点至少部分地补偿由网络引入的开环传递函数的极点的相移。
示例11.根据示例10所述的降压电压转换器，其中网络引入的极点是开环传递函数的主导极点。
示例12.根据示例9至示例11的任一项所述的降压电压转换器，进一步包括：耦合在电压输出端子和误差放大器的第二输入之间的电阻分压器，以及并联耦合到电阻分压器的至少一个电阻器的电容器。
示例13.根据示例12所述的降压电压转换器，其中电阻分压器被配置为在降压电压转换器的开环传递函数中引入在开环增益的零dB交叉频率以下的极点和零点。
示例14.根据示例9至示例13的任一项所述的降压电压转换器，其中开关装置包括：
比较器，其中比较器的第一输入被耦合到误差放大器的输出，
信号发生器电路，其被耦合到比较器的第二输入端，
高侧驱动器和低侧驱动器，高侧驱动器的输入和低侧驱动器的输入被耦合到比较器的输出，
高侧开关，其被耦合到高侧驱动器，以及
低侧开关，其被耦合到低侧驱动器。
示例15.根据示例9至示例14的任一项所述的降压电压转换器，进一步包括：
附加电压转换器电路，其被耦合在电压输入端子和电压输出端子之间，其中电压转换器电路和附加电压转换器电路根据输出负载具有不同的效率。
示例16.根据示例9至示例15的任一项所述的降压电压转换器，其中误差放大器包括差分输入晶体管对、耦合到差分输入晶体管对的第一电流镜和耦合到差分输入晶体管对和第一电流镜之间的节点的第二电流镜，其中第二电流镜是源退化电流镜。
示例17.一种方法，包括：
提供电压输入端子，
提供电压输出端子，
在电压输入端子和电压输出端子之间提供开关装置，
将包括电感器和电容器的网络耦合到电压输出端子，
在电压输出端子和开关装置的开关控制器之间提供反馈回路，以及0‘’
配置包括开关装置、网络和反馈回路的降压电压转换器，使得降压电压转换器的开环传递函数的主导极点由网络引入。
示例18.根据示例17所述的方法，其中提供反馈回路包括提供具有高通滤波器特性的误差放大器。
示例19.根据示例17或示例18所述的方法，其中提供反馈回路包括提供与电阻分压器的至少一个电阻器并联耦合的电容器。
示例20.根据示例17至示例19的任一项所述的方法，其中除了主导极点之外，开环传递函数的具有在降压电压转换器的开环增益的0dB交叉频率以下的频率的每个极点均具有相关联的零点，该零点所具有的低于开环增益的0dB交叉频率。
鉴于上面讨论的变化和修改，所示的实施例不被解释为限制。

Claims (20)

1.一种降压电压转换器，包括：
电压输入端子，
电压输出端子，
开关装置，被耦合到所述电压输入端子，所述开关装置包括开关控制器，
反馈回路，被耦合在所述电压输出端子和所述开关控制器之间，以及
网络，包括耦合到所述电压输出端子的电感器和电容器，
其中所述降压电压转换器被配置为使得所述降压电压转换器的开环传递函数的主导极点是由所述网络引入的极点。
2.根据权利要求1所述的降压电压转换器，其中所述主导极点是由所述网络引入的双复数共轭极点。
3.根据权利要求1所述的降压电压转换器，其中除了与所述网络相关联的零点之外，所述开环传递函数还包括至少一个附加零点，以减少由所述主导极点引起的相位降低。
4.根据权利要求3所述的降压电压转换器，其中所述反馈回路包括具有高通滤波器特性的误差放大器，其中所述至少一个附加零点由所述误差放大器引入。
5.根据权利要求4所述的降压电压转换器，其中所述误差放大器包括差分输入晶体管对、耦合到所述差分输入晶体管对的第一电流镜和耦合到所述差分输入晶体管对和所述第一电流镜之间的节点的第二电流镜，其中所述第二电流镜是源退化电流镜。
6.根据权利要求1所述的降压电压转换器，其中除了所述主导极点之外，所述开环传递函数的具有在所述降压电压转换器的所述开环增益的0dB交叉频率以下的频率的每个极点均具有相关联的零点，该零点所具有的频率低于所述开环增益的所述0dB交叉频率。
7.根据权利要求1所述的降压电压转换器，其中所述开关控制器被配置为基于恒定频率脉宽调制方案来控制所述开关装置。
8.根据权利要求1所述的降压电压转换器，其中所述降压电压转换器被配置为以电压模式进行操作。
9.一种降压电压转换器，包括：
电压输入端子，
电压输出端子，
电压转换器电路，被耦合在所述电压输入端子和所述电压输出端子之间，其中所述电压转换器电路包括：
开关装置，以及
误差放大器，具有高通滤波器特性，其中所述误差放大器的第一输入被配置为耦合到参考电压，其中所述误差放大器的第二输入被耦合到所述电压输出端子，以及其中所述误差放大器的输出被耦合到所述开关装置；以及
网络，包括耦合到所述电压输出端子的电容器和电感器。
10.根据权利要求9所述的降压电压转换器，其中所述误差放大器的所述高通滤波器特性使得所述降压电压转换器的开环传递函数的至少一个零点至少部分地补偿由所述网络引入的所述开环传递函数的极点的相移。
11.根据权利要求10所述的降压电压转换器，其中所述网络引入的所述极点是所述开环传递函数的主导极点。
12.根据权利要求9所述的降压电压转换器，进一步包括：耦合在所述电压输出端子和所述误差放大器的所述第二输入之间的电阻分压器，以及并联耦合到所述电阻分压器的至少一个电阻器的电容器。
13.根据权利要求12所述的降压电压转换器，其中所述电阻分压器被配置为在所述降压电压转换器的开环传递函数中引入在所述开环增益的零dB交叉频率以下的极点和零点。
14.根据权利要求9所述的降压电压转换器，其中所述开关装置包括：
比较器，其中所述比较器的第一输入被耦合到所述误差放大器的输出，
信号发生器电路，被耦合到所述比较器的第二输入，
高侧驱动器和低侧驱动器，所述高侧驱动器的输入和所述低侧驱动器的输入被耦合到所述比较器的输出，
高侧开关，被耦合到所述高侧驱动器，以及
低侧开关，被耦合到所述低侧驱动器。
15.根据权利要求9所述的降压电压转换器，进一步包括：
附加电压转换器电路，被耦合在所述电压输入端子和所述电压输出端子之间，其中所述电压转换器电路和所述附加电压转换器电路根据输出负载具有不同的效率。
16.根据权利要求9所述的降压电压转换器，其中所述误差放大器包括差分输入晶体管对、耦合到所述差分输入晶体管对的第一电流镜和耦合到所述差分输入晶体管对和所述第一电流镜之间的节点的第二电流镜，其中所述第二电流镜是源退化电流镜。
17.一种方法，包括：
提供电压输入端子，
提供电压输出端子，
在所述电压输入端子和所述电压输出端子之间提供开关装置，
将包括电感器和电容器的网络耦合到所述电压输出端子，
在所述电压输出端子和所述开关装置的开关控制器之间提供反馈回路，以及
配置包括所述开关装置、所述网络和所述反馈回路的降压电压转换器，使得所述降压电压转换器的开环传递函数的主导极点由所述网络引入。
18.根据权利要求17所述的方法，其中提供所述反馈回路包括提供具有高通滤波器特性的误差放大器。
19.根据权利要求17所述的方法，其中提供所述反馈回路包括提供与电阻分压器的至少一个电阻器并联耦合的电容器。
20.根据权利要求17所述的方法，其中除了所述主导极点之外，所述开环传递函数的具有在所述降压电压转换器的所述开环增益的0dB交叉频率以下的频率的每个极点均具有相关联的零点，该零点所具有的频率低于所述开环增益的所述0dB交叉频率。
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