CN104578780A - 直流至直流转换器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种具有耦合网络的直流至直流转换器，在该直流至直流(DC-DC)转换器中，耦合网络被构造成强制地在DC-DC转换器的反馈输出电压中添加噪声源。耦合网络包括一个耦合电阻器和两个耦合电容器，以在输出电压中包括功率开关的开关电压和电感器输出电压，并且将结果与反馈输出电压一起发送到比较器。因此，更容易比较参考电压和反馈电压，并且稳定地保持以恒定导通时间(COT)操作的DC-DC转换器的输出电压。

Description

直流至直流转换器
本申请要求于2013年10月18日提交到韩国知识产权局的第10-2013-0124893号韩国专利申请的权益，该申请的全部内容出于所有目的通过引用包含于此。
技术领域
下面的描述涉及DC-DC转换器。下面的描述还涉及设置有耦合网络的DC-DC转换器，该耦合网络用于通过促进检测输出电压的纹波信息来动态地管理负载瞬态现象。
背景技术
许多电子装置使用开关转换器产生经调节以供装置的不同组件使用的电压。DC-DC转换器是这类开关转换器中的一种类型。例如，DC-DC转换器作为接收DC电压、将接收到的DC电压转换成不同电平的DC电压并且输出不同电平的DC电压的装置而广泛用在各种领域中。
可以通过使用恒定导通时间(COT)技术控制DC-DC转换器。根据COT技术，用于产生输出电压(VOUT)的一个或多个开关在各开关周期期间的预定的时间间隔内导通。使用COT技术可以提供诸如相对快速的响应时间和简单的电路设计的特征。
通常，DC-DC转换器具有当DC-DC转换器具有大负载电流时出现的、因电感器的电阻而导致的某种损失。然而，这种损失通常不对DC-DC转换器的操作产生大的影响。例如，产生更大比例的损失可能是由于诸如功率开关(例如，P型金属氧化物半导体(PMOS)或N型金属氧化物半导体(NMOS))或电感器本身的DC-DC转换器芯片外部的组件导致的。在这种情形下，由于DC-DC转换器的芯片内部消耗的电流(也就是说，芯片内部的电流的比例)而产生的损失相对低。因此，DC-DC转换器在每个频率下的操作不存在困难(诸如，效率降低)。
相反，具有相对较小负载电流的DC-DC转换器可具有效率降低。当负载电流小时，相比于负载电流本身，芯片本身消耗更大的电流。因此，因为芯片内部的电流对于整体转换效率变得更重要，所以芯片内部增大的电流会造成DC-DC转换器的转换效率降低。
因此，减小芯片内部的电流可防止效率降低。
减少芯片电流消耗的一种方式是降低芯片驱动中涉及的开关驱动的频率。这种方法是有重大意义的，因为它是与芯片驱动期间的对当前使用产生最大影响的开关驱动相关的驱动器。例如，当被强制地供应任意阈值5mA而其输出是1mA时，开关频率可降低1/5。
减少芯片电流消耗的另一种方式是应用COT模式。根据这种方法，COT发生器在功率开关驱动期间保持恒定导通时间。通过使用COT技术，比较器比较反馈电压与参考电压，并且当反馈电压低于参考电压时将功率开关导通预定时间。因此，当COT模式实现管理当负载突变时出现的负载瞬态现象时，COT模式提供可选的控制模式(诸如，脉宽调制(PWM)模式)没有提供的特征。
然而，COT模式具有它表现出比PWM模式更大的纹波现象的方面。
因为与较大纹波现象相关的问题，对于芯片而言，COT模式下可以快速地检测反馈输出电压。在没有进行这种快速确定的情况下，芯片不能够基于功率开关的导通时序充分地保持输出电压。例如，输出电压原本会低于参考电压所限定的零点，进而造成DC-DC转换器的整体效率降低。
可以提供比较器，比较器可提供高速检测操作。然而，难以在顾及比较器的适当增益的情况下实现高速设计。另外，当采用高速比较器时，整个芯片大小增大，这还造成与增大的电流消耗相关的另外的问题。
因此，另一种方法是调节与输出负载连接的输出电容器的电容。通过使用具有较大等效串联电阻的电容器，在比较器处识别到的反馈电压增大。因此，更容易地检测反馈电压。
然而，根据该情形，有时使用具有相对较小ESR的电容器。当使用具有相对较小ESR的这种电容器时，变得相对更难以检测DC-DC转换器中设置的比较器处的反馈电压。换句话讲，变得更难以检测输出电压的纹波值。
发明内容
提供本发明内容是为了以简化形式介绍以下在具体实施方式中被进一步描述的构思的选择。本发明内容不意图标识要求保护的主题的重要特征或必要特征，它也不意图用于辅助确定要求保护的主题的范围。
如所讨论的，在无法在使用具有较小ESR的电容器的DC-DC转换器中使用高速操作比较器的情形下，难以比较参考电压和反馈电压并且保持稳定的输出电压。
因此，本申请提供了解决以上提到的问题的方式。本示例的目的是提供一种稳定保持输出电压的COT模式下操作的DC-DC转换器，因为示例中的比较器能够每当电流流入电感器时更有效地检测输出电压的纹波值。
本示例的另一个特征在于，它们提供容易检测反馈输出电压的DC-DC转换器，即使当设置在DC-DC转换器的输出处的输出电容器具有相对小的等效串联电阻(ESR)值。
在一个总体方面，一种DC-DC转换器包括：比较器，被构造成比较参考电压与反馈电压；恒定导通时间(COT)发生器，被构造成响应于比较器的比较结果，输出功率开关的导通时间信号；第一开关和第二开关，第一开关和第二开关中的每一个被构造成根据导通时间信号，在预定时间间隔内导通；电感器，串联连接到第一开关和第二开关的公共端；第一反馈电阻器和第二反馈电阻器，连接在电感器和负载电阻器之间；耦合网络，构造成接收第一开关和第二开关的开关电压和电感器的反馈输出电压，将接收到的电压相加，并且输出相加的结果作为第一反馈电压，其中，第一反馈电压和经由第一反馈电阻器和第二反馈电阻器输出的第二反馈电压作为比较器的反馈电压而被提供。
耦合网络可包括：耦合电阻器，连接到公共端；第一耦合电容器，连接到电感器的输出端；第二耦合电容器，与耦合电阻器和第一耦合电容器并联连接并且被构造成输出第一反馈电压。
第一反馈电压可包括开关电压和电感器的输出电压的AC电压。
第二反馈电压可包括转换器的输出端的输出电压的DC电压。
第一开关和第二开关可以是互补的MOS晶体管。
响应于第一开关是PMOS，第二开关可以是NMOS，或者响应于第一开关是NMOS，第二开关可以是PMOS。
响应于电流流过电感器，第一反馈电压和第二反馈电压可被供应到比较器。
在另一个总体方面，一种DC-DC转换器包括：比较器，构造成比较参考电压与反馈电压；恒定导通时间(COT)发生器，构造成响应于比较器的比较结果，输出功率开关的导通时间信号；第一开关和第二开关，第一开关和第二开关中的每一个被构造成根据导通时间信号，在预定时间间隔内导通；电感器，与第一开关和第二开关的公共端串联连接；耦合网络，包括第一反馈电阻器和第二反馈电阻器，连接在电感器和负载电阻器之间；耦合网络包括耦合电阻器、第一耦合电容器和第二耦合电容器，耦合电阻器连接到COT发生器的输出引脚，第一耦合电容器连接到电感器的输出端，第二耦合电容器与耦合电阻器和第一耦合电容器并联连接以输出第一反馈电压，其中，第一反馈电压和经由第一反馈电阻器和第二反馈电阻器输出的第二反馈电压作为比较器的反馈电压而被提供。
DC-DC转换器还可包括第三开关，第三开关在COT发生器的输出引脚和耦合电阻器之间，以根据流过电感器的电流在连续电流模式(CCM)和不连续电流模式(DCM)之间进行选择。
第一反馈电压可包括输出电压的DC电压，第二反馈电压可包括输出电压的AC电压。
第一开关和第二开关可以是互补的MOS晶体管，并且响应于第一开关是PMOS晶体管，第二开关可以是NMOS晶体管，或者响应于第一开关是NMOS晶体管，第二开关可以是PMOS晶体管。
所述DC-DC转换器可被构造成在CCM下操作，直到电感器的电流斜率变成零为止。
所述DC-DC转换器可被构造成当电感器的电流斜率具有负值时在DCM下操作。
在电感器的电流斜率变成负值的时间点，第二开关可截止并且第一开关可导通。
第二开关可以是NMOS晶体管并且第一开关可以是PMOS晶体管。
在另一个总体方面，一种被构造成接收第一开关和第二开关的开关电压和电感器的反馈输出电压，将接收到的电压相加并且将相加的结果作为第一反馈电压输出的耦合网络包括：耦合电阻器，连接到第一开关和第二开关的公共端，其中，电感器与公共端串联连接；第一耦合电容器，连接到电感器的输出端；第二耦合电容器，与耦合电容器和第一耦合电容器并联连接并且被构造成输出第一反馈电压。
第一反馈电压可包括开关电压和电感器的输出电压的AC电压。
第一开关和第二开关可被构造成根据通过恒定导通时间(COT)发生器产生的功率开关的导通时间信号，在预定时间间隔内导通。
COT发生器可响应于被构造成比较参考电压与反馈电压的比较器处的比较结果，产生功率开关的导通时间信号。
经由反馈电阻器输出的第一反馈电压和第二反馈电压可被作为比较器的反馈电压提供。
根据按照各种示例构造的DC-DC转换器，转换器提供耦合网络，该耦合网络被提供用于特定地每当电流流入电感器时在反馈电压中添加噪声分量。因此，用于比较参考电压与反馈电压的比较器更容易能够检测纹波信息，在COT模式下操作的DC-DC转换器能够稳定地保持输出电压并且提供后续增大的整体效率。
此外，在构造这种耦合网络的过程中，可以在不必顾忌静电放电(ESD)或电过应力(EOS)的情况下设计DC-DC转换器。因此，这种DC-DC转换器避免了在可选方法中存在的问题。
通过下面的具体实施方式、附图和权利要求书，将清楚其它特征和方面。
附图说明
图1是根据第一示例的具有耦合网络的DC-DC转换器的电路图。
图2是根据第二示例的具有耦合网络的DC-DC转换器的电路图。
图3是根据第三示例的具有耦合网络的DC-DC转换器的电路图。
在整个附图和具体实施方式中，除非另外描述或提供，否则相同的附图参考标号将被理解为是指相同的元件、特征和结构。附图可不成比例，为了清晰、图示和方便起见，可夸大附图中的相对大小、比例和描述。
具体实施方式
提供下面的具体描述来辅助读者获得对这里描述的方法、设备和/或系统的全面理解。然而，对于本领域的普通技术人员，这里描述的系统、设备和/或方法的各种改变、修改和等同物将是明显的。所描述的处理步骤和/或操作的进程是示例；然而，操作和/或操作的顺序不限于这里阐述的操作和/或操作的顺序并且可如本领域已知地改变，除了必须以特定次序出现的步骤和/或操作之外。另外，为了更加清晰和简明，可省略对本领域的普通技术人员熟知的功能和构造的描述。
这里描述的特征可按不同形式实施，将不被理解为限于这里描述的示例。相反，这里描述的示例已经被提供，使得本公开将是彻底和完全的，并且将把本公开的整个范围传达给本领域的普通技术人员。
在一个简单示例中，由于诸如比较器的芯片可容易地检测输出电压的纹波值，因此DC-DC转换器具有增大的效率。例如，芯片可在不改变DC-DC转换器的反馈输出电压的纹波值的情况下检测输出电压的纹波值。为此目的，在DC-DC转换器中设置耦合网络，该耦合网络被构造成在反馈电压中添加噪声。
进一步参照附图说明根据示例的DC-DC转换器的特征和方面。
图1是根据第一示例的具有耦合网络的DC-DC转换器的电路图。
参照图1，DC-DC转换器100包括比较器110，比较器110经由非反相端(+)接收参考电压VREF并且经由反相端(-)接收反馈电压。比较器110根据参考电压VREF和反馈电压之间的比较结果，输出用于COT驱动目的驱动信号。
COT发生器120连接到比较器110的输出端，以从比较器接收驱动信号。COT发生器120发挥如下的作用，即，响应于指示反馈电压低于参考电压的比较器110处的比较结果而输出用于使功率开关在预定时间间隔内导通的导通时间信号。以下，进一步讨论COT发生器120的操作。
COT发生器120的输出端分别经由反相缓冲器132和非反相缓冲器134连接到功率开关，即，PMOS 142和NMOS 144。PMOS 142和NMOS 144彼此串联连接。PMOS 142和NMOS 144的漏极连接到LX引脚150。LX引脚150发挥将芯片内部连接到外部的作用。PMOS 142和NMOS 144的漏极也电连接到公共输出节点。它们的公共输出被称为第一节点A。PMOS 142的源极连接到电源电压VP并且NMOS 144的源极连接到地。同时，作为PMOS 142和NMOS 144的开关操作的结果，开关输出电压被输出到第一节点A。
电感器160连接到LX引脚150。负载电阻器RL与电感器160的一端串联连接。在电感器160和负载电阻器RL之间，反馈电阻器R1和R2以及电容器COUT分别并联连接。电感器160和负载电阻器RL之间的节点被称为输出电压节点B，也被称为第二节点B。反馈电阻器R1和R2之间的节点被称为反馈电压节点C，也被称为第三节点C。参照附图，输出引脚(VOUT引脚)连接到第二节点B，而反馈引脚(FB引脚)连接到第三节点C。
第一节点A和第二节点B连接到耦合网络170。
耦合网络170包括一个耦合电阻器RC和两个耦合电容器CC和Cf。第一节点A连接到耦合电阻器RC以在PMOS 142和NMOS 144进行切换时接收开关输出电压，而第二节点B连接到第一耦合电容器CC以接收经过电感器160的电感器输出电压。第二耦合电容器Cf输出经由耦合电容器RC和第一电容器CC传输的第一反馈电压。第一反馈电压包括AC电压。
输出电压的第二反馈电压经由第三节点C传输。第二反馈电压包括DC电压。
同时，第一反馈电压和第二反馈电压在输出节点(即，第四节点D)处被相加，并作为反馈电压被发送到比较器110的反相端(-)。因此，如以上讨论的，比较器110的反相端(-)接收输出电压的AC电压和DC电压二者。因此，在另一个示例中，该示例提供COT模式的DC-DC转换器，在该DC-DC转换器中，比较器110只经由第三节点C接收输出电压的反馈电压(也就是说，第二反馈电压)。然而，根据示例，第二反馈电压被添加开关输出电压和电感器输出电压的噪声分量，开关输出电压和电感器输出电压在被发送到比较器110之前被并入第二反馈电压。由于噪声分量被强制供应到输出端处的第一反馈电压，因此变得每当电流流过电感器160时更容易检测输出电压的纹波值。
换句话讲，PMOS 142和NMOS 144根据DC-DC转换器的操作而导通和截止。最开始，在DC-DC转换器的操作中，NMOS 144处于截止状态。因此，当PMOS 142由于DC-DC转换器的操作而导通时，电源在PMOS 142导通的时间段内经由电源电压VP供电。结果，电感器160处的电流以预定斜率增大。然后，在DC-DC转换器的后续操作中，当PMOS 142截止并且NMOS 144导通时，基于导通的NMOS 144，借助地供电。结果，电感器160处的电流以预定斜率减小。由于电流的这种操作和这种改变，导致能量被充入输出电容器COUT中并且预定电压被保持。因此，在PMOS 142和NMOS 144的导通操作和截止操作期间，电流如所描述地流过电感器160。每当电流流过电感器160时，作为开关输出电压和电感器输出电压的相加结果的第一反馈电压和输出端的第二反馈电压被相加，经相加的电压被提供到比较器110的反相端(-)。
图2是根据第二示例的具有耦合网络的DC-DC转换器的电路图。虽然在第一示例和第二示例之间某些组件是类似的，但因为第一示例和第二示例之间存在差异，所以以下进一步说明第二示例的整体电路设计。
参照图2，DC-DC转换器200包括比较器210，比较器210经由非反相端(+)接收参考电压VREF并且经由反相端(-)接收反馈电压。比较器210根据参考电压VREF和反馈电压之间的比较结果，输出用于COT驱动目的的驱动信号。
COT发生器220连接到比较器210的输出端，以接收比较器210输出的驱动信号。COT发生器220发挥如下的作用，即，响应于指示反馈电压低于参考电压的比较器210处的比较结果而输出用于使功率开关在预定时间间隔内导通的导通时间信号。
同时，COT发生器220的一个输出引脚使用第一节点A连接到耦合网络270。以下，进一步讨论耦合网络270的架构。如以下进一步说明的，COT发生器220的输出端连接到反相缓冲器232和非反相缓冲器234，连接到第一节点A的引脚是连接到反相缓冲器232的引脚。
因此，COT发生器120的输出端分别经由反相缓冲器232和非反相缓冲器234连接到功率开关，即，PMOS 242和NMOS 244。PMOS 242和NMOS244彼此串联连接。PMOS 242和NMOS 244的漏极都连接到LX引脚250。LX引脚250将芯片内部连接到外部。PMOS 242的源极连接到电源电压VP并且NMOS 244的源极连接到地。
电感器260连接到LX引脚250。负载电阻器RL与电感器260的一端串联连接。在电感器260和负载电阻器RL之间，反馈电阻器R1和R2以及电容器COUT分别并联连接。电感器260和负载电阻器RL之间的节点被称为输出电压节点B，也被称为第二节点B。反馈电阻器R1和R2之间的节点被称为反馈电压节点C，也被称为第三节点C。参照图2，输出引脚(VOUT引脚)连接到第二节点B，而反馈引脚(FB引脚)连接到第三节点C。
第一节点A和第二节点B连接到耦合网络270。
耦合网络270包括一个耦合电阻器RC和两个耦合电容器CC和Cf。耦合电阻器RC的一端连接到第一节点A。在第一节点A和耦合电阻器RC之间设置开关SW。开关SW发挥根据开关SW是断开还是闭合以连续电流模式(CCM)或不连续电流模式(DCM)操作DC-DC转换器的作用。在CCM下，连续的电流流经电感器260。此外，根据允许输入电流变成正弦波的时间，可变地控制包括PMOS 242和NMOS 244的开关的占空比。在DCM下，流经电感器260的电流被部分受阻。此外，以包括PMOS 242和NMOS 244的开关以预定占空比进行开关的方式执行控制。因此，在不必检测输入电流或电压的情况下，开关被切换。结果，输入电流的峰值跟随输入电压并且输入电流的中值直接变成正弦波。
同时，第一耦合电容器CC的一端连接到第二节点B，以接收电感器输出电压。
耦合电阻器RC和第一耦合电容器CC的另一端连接到第二耦合电容器Cf。第二耦合电容器Cf用于输出经由耦合电阻器RC和第一耦合电容器CC传输的第一反馈电压。第一反馈电压包括AC电压。
第二反馈电压经由第三节点C传输。第二反馈电压包括DC电压。
同时，第一反馈电压和第二反馈电压在输出节点(即，第四节点D)处被相加。经相加的电压作为反馈电压而被发送到比较器210的反相端(-)。结果，比较器210的反相端(-)接收AC电压和DC电压二者。
通过在施加到比较器210的反馈电压中不仅包括输出电压的DC电压而且包括其AC电压，变得更容易根据PMOS 242和NMOS 244是否导通，每当电流流过电感器260时检测输出电压的纹波值。
同时，根据第二示例的DC-DC转换器可在CCM和DCM下操作并且在这些操作模式之间切换。
基于电感器260处的电流，确定是使用CCM还是DCM。例如，当NMOS244导通时，电感器电流的斜率下降。因此，示例在斜率变成零的时间点使NMOS 244截止。也就是说，在CCM操作期间，示例在电感器电流具有负值时导通PMOS 242并且截止NMOS 244，因为这导致输出电压下降。因此，NMOS 244被强制地变成OFF(截止)的时间点是DCM操作开始时。
有可能根据开关SW的ON(导通)/OFF操作，执行强制地截止NMOS244的操作和从CCM切换至DCM的操作。例如，通过控制DC-DC转换器操作的集成电路(IC)或中央处理单元(CPU)执行开关SW的操作。
开关SW在DCM操作中是断开的。这意味着不使用耦合网络270。也就是说，在DCM操作中，输出电压的纹波值大得足以允许在不必使用耦合网络270的情况下检测反馈电压。
以下，参照图3说明根据第三示例构造的另一个DC-DC转换器，图3示出根据第三示例的具有耦合网络的DC-DC转换器的电路图。
参照图3，根据第三示例的DC-DC转换器300具有与根据第二示例的DC-DC转换器200的架构相同的架构，不同的差异是，根据第三示例的DC-DC转换器300在第一节点A和耦合电阻器RC之间没有开关(SW)。因此，在根据第三示例的DC-DC转换器中，第一节点A和耦合电阻器RC被短接。
当第一节点A和耦合电阻器RC彼此连接时，DC-DC转换器300在CCM和DCM中的一个下操作。
以上，已经说明了根据第一示例至第三示例的DC-DC转换器。
DC-DC转换器100、200、300包括顾及作为它们操作的部分而经历的静电放电(ESD)或电过应力(EOS)的特征。
参照图1中示出的DC-DC转换器100，DC-DC转换器100包括提供ESD效应的PMOS 142和NMOS 144。换句话讲，PMOS 142和NMOS 144本身发挥调节ESD的作用。
另外，根据第一示例的DC-DC转换器100具有用于执行ESD操作的耦合电阻器RC，耦合电阻器RC连接到LX引脚150。因此，DC-DC转换器100包括具有大电阻的耦合电阻器RC，以确保保护芯片免受ESD应力。也就是说，必须充分扩散芯片内部的热。如果耦合电阻器RC具有较小的电阻，则芯片内部的耦合电阻器RC以及耦合电容器CC和Cf受损。因此，在考虑到管理ESD的情况下确定根据第一示例的耦合电阻器RC的电阻。
可选地，在图2和图3中示出的DC-DC转换器200、300中，耦合网络270的耦合电阻器RC连接到芯片的内部。因此，耦合电阻器RC连接到COT发生器220、320的输出引脚。以此方式，耦合电阻器RC作为芯片的内部负载而操作，使得它不受EOS影响并且不必考虑ESD。因此，可在不必考虑耦合电阻器RC的情况下设计这种DC-DC转换器，因为能够忽略所讨论的EOS和ESD。
在另一个示例中，在DC-DC转换器100、200、300的COT发生器120、220、320的输出端设置的在图1至图3中被示出为PMOS开关和NMOS开关的功率开关是可互换的。也就是说，可以采用NMOS来替代PMOS，或者采用PMOS来替代NMOS，只要DC-DC转换器100、200、300的架构适宜适用于这种架构。
如以上说明的，根据示例，在DC-DC转换器的反馈输出电压中添加了单独的噪声源，以允许更容易地每当电感器操作时检测反馈输出电压的纹波值。结果，DC-DC转换器即使在COT模式下操作的同时也提供稳定有效的操作。
可使用硬件组件实现这里描述的设备和单元。硬件组件可包括例如控制器、传感器、处理器、发生器、驱动器和其它等效电子组件。可使用一个或多个通用或专用计算机(诸如(例如)处理器、控制器和算术逻辑单元)、数字信号处理器、微计算机、现场可编程阵列、可编程逻辑单元、微处理器或者能够以限定方式响应并且执行指令的任何其它装置来实现硬件组件。硬件组件可运行操作系统(OS)和在OS上运行的一个或多个软件应用。硬件组件还可响应于软件的执行来访问、存储、操纵、处理和形成数据。出于简单的目的，对处理装置的描述按照单数使用；然而，本领域的技术人员将理解，处理装置可包括多个处理元件和多种类型的处理元件。例如，硬件组件可包括多个处理器或者处理器和控制器。另外，不同的处理配置(诸如，并行处理器)是可能的。
仅仅作为非排他性的例证，这里描述的终端/装置/单元可指移动装置，诸如(例如)手机、智能电话、可穿戴智能装置(诸如(例如)戒指、手表、一副眼镜、手镯、脚镯、皮带、项链、耳环、头巾、头盔、嵌入衣物的装置等)、个人计算机(PC)、平板个人计算机(平板)、平板手机、个人数字助理(PDA)、数码相机、便携式游戏控制台、MP3播放器、便携式/个人多媒体播放器(PMP)、手持电子书、超移动个人计算机(UMPC)、便携式笔记本PC、全球定位系统(GPS)导航、和诸如高清晰度电视(HDTV)、光盘播放器、DVD播放器、蓝光播放器、机顶盒的装置、或能够进行与这里公开的无线通信或网络通信一致的无线通信或网络通信的任何其它装置。在非排他性示例中，可穿戴装置可被自安装在用户的身体(诸如(例如)眼镜或手镯)上。在另一个非排他性示例中，可穿戴装置可通过附接装置安装到用户的身体上，诸如(例如)所述附接装置使用臂带将智能电话或平板附接到用户的手臂，或者使用系锁将可穿戴装置挂到用户的脖子上。
虽然本公开包括具体示例，但本领域的普通技术人员将清楚，可在不脱离权利要求书及其等同物的精神和范围的情况下，在这些示例中进行形式和细节上的各种变化。这里描述的示例将被视为只是描述含义的，而不是目的在于限制。对每个示例中的特征或方面的描述将被视为可应用于其它示例中的类似特征或方面。如果所描述技术以不同次序执行，和/或如果所描述系统、构架、装置或电路中的组件以不同方式组合和/或被其它组件或它们的等同物取代或补充，则可实现合适的结果。因此，本公开的范围不由具体实施方式限定，而是由权利要求书及其等同物限定，并且在权利要求书及其等同物的范围内的所有变形将被理解为被包括在本公开中。

Claims (19)

1.一种直流至直流转换器，包括：
比较器，被构造成比较参考电压与反馈电压；
恒定导通时间发生器，被构造成响应于比较器的比较结果而输出功率开关的导通时间信号；
第一开关和第二开关，第一开关和第二开关中的每一个被构造成根据导通时间信号，在预定时间间隔内导通；
电感器，串联连接到第一开关和第二开关的公共端；
第一反馈电阻器和第二反馈电阻器，连接在电感器和负载电阻器之间；
耦合网络，被构造成接收第一开关和第二开关的开关电压和电感器的反馈输出电压，将接收到的电压相加，并且输出相加的结果作为第一反馈电压，其中，
第一反馈电压和经由第一反馈电阻器和第二反馈电阻器输出的第二反馈电压之和作为比较器的反馈电压而被提供。
2.如权利要求1所述的流至直流转换器，其中，耦合网络包括：
耦合电阻器，连接到所述公共端；
第一耦合电容器，连接到电感器的输出端；
第二耦合电容器，与耦合电阻器和第一耦合电容器并联连接并且被构造成输出第一反馈电压。
3.如权利要求1所述的流至直流转换器，其中，第一反馈电压包括开关电压和电感器的输出电压的AC电压。
4.如权利要求1所述的流至直流转换器，其中，第二反馈电压包括所述流至直流转换器的输出端的输出电压的DC电压。
5.如权利要求1所述的流至直流转换器，其中，第一开关和第二开关是互补的MOS晶体管。
6.如权利要求5所述的流至直流转换器，其中，当第一开关是PMOS晶体管时，第二开关是NMOS晶体管，或者当第一开关是NMOS晶体管时，第二开关是PMOS晶体管。
7.如权利要求1所述的DC-DC转换器，其中，响应于电流流过电感器的，第一反馈电压和第二反馈电压被供应到比较器。
8.一种流至直流转换器，包括：
比较器，被构造成比较参考电压与反馈电压；
恒定导通时间发生器，被构造成响应于比较器的比较结果而输出功率开关的导通时间信号；
第一开关和第二开关，第一开关和第二开关中的每一个被构造成根据导通时间信号，在预定时间间隔内导通；
电感器，与第一开关和第二开关的公共端串联连接；
第一反馈电阻器和第二反馈电阻器，连接在电感器和负载电阻器之间；
耦合网络，被构造为包括耦合电阻器、第一耦合电容器和第二耦合电容器，耦合电阻器连接到恒定导通时间发生器的输出引脚，第一耦合电容器连接到电感器的输出端，第二耦合电容器与耦合电阻器和第一耦合电容器并联连接以输出第一反馈电压，其中，
第一反馈电压和经由第一反馈电阻器和第二反馈电阻器输出的第二反馈电压之和被作为比较器的反馈电压提供。
9.如权利要求8所述的流至直流转换器，还包括第三开关，第三开关在恒定导通时间发生器的输出引脚和耦合电阻器之间，以根据流过电感器的电流在连续电流模式和不连续电流模式之间进行选择。
10.如权利要求8所述的流至直流转换器，其中，第一反馈电压包括输出电压的DC电压，第二反馈电压包括输出电压的AC电压。
11.如权利要求9所述的流至直流转换器，其中，第一开关和第二开关是互补的MOS晶体管，并且当第一开关是PMOS晶体管时，第二开关是NMOS晶体管，或者当第一开关是NMOS晶体管时，第二开关是PMOS晶体管。
12.如权利要求11所述的流至直流转换器，其中，所述DC-DC转换器被构造成在连续电流模式下操作，直到电感器的电流斜率变成零为止。
13.如权利要求11所述的流至直流转换器，其中，所述DC-DC转换器被构造成当电感器的电流斜率具有负值时在不连续电流模式下操作。
14.如权利要求13所述的流至直流转换器，其中，在电感器的电流斜率变成负值的时间点，第二开关截止并且第一开关导通。
15.一种耦合网络，耦合网络被构造成接收第一开关和第二开关的开关电压和电感器的反馈输出电压，将接收到的电压相加，将相加的结果作为第一反馈电压输出，其中，耦合网络包括：
耦合电阻器，连接到第一开关和第二开关的公共端，其中，电感器与公共端串联连接；
第一耦合电容器，连接到电感器的输出端；
第二耦合电容器，与耦合电容器和第一耦合电容器并联连接并且被构造成输出第一反馈电压。
16.如权利要求15所述的耦合网络，其中，第一反馈电压包括开关电压和电感器的输出电压的AC电压。
17.如权利要求15所述的耦合网络，其中，第一开关和第二开关被构造成根据通过恒定导通时间发生器产生的功率开关的导通时间信号，在预定时间间隔内导通。
18.如权利要求17所述的耦合网络，其中，恒定导通时间发生器响应于被构造成比较参考电压与反馈电压的比较器处的比较结果而产生功率开关的导通时间信号。
19.如权利要求18所述的耦合网络，其中，经由反馈电阻器输出的第一反馈电压和第二反馈电压作为比较器的反馈电压而被提供。
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