KR20150045567A - Dc-dc 컨버터 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 커플링 네트워크(Coupling network)를 구비한 DC-DC 컨버터에 관한 것이다. 본 발명은 DC-DC 컨버터에서 피드백되는 출력전압에 노이즈 소스를 강제적으로 추가할 수 있도록 한 커플링 네트워크를 구성하고 있다. 이러한 커플링 네트워크는, 1개의 커플링 저항과 2개의 커플링 네트워크로 구성되어서, 파워 스위치의 스위칭 전압 및 인덕터 출력전압을 출력전압에 포함시키고, 이를 피드백되는 상기 출력전압과 함께 비교기로 전달하도록 한다. 이와 같은 본 발명에 따르면, 기준전압과 피드백 전압을 더 용이하게 비교할 수 있어, COT 모드로 동작하는 DC-DC 컨버터의 출력전압을 안정되게 유지할 수 있는 이점이 있다.

Description

DC-DC 컨버터{DC-DC CONVERTER}
본 발명은 DC-DC 컨버터에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 출력전압의 리플(ripple) 정보를 더 용이하게 감지할 수 있도록 하여 부하 과도(load transient) 현상에 대해 적극적인 대처가 가능하도록 한 커플링 네트워크를 구비한 DC-DC 컨버터에 관한 것이다.
대다수의 전기/전자 기기들은 그 기기의 다른 컴포넌트들에 의한 사용을 위해 조절된 전압을 생성하도록 스위칭 컨버터를 사용한다. 그리고 스위칭 컨버터 중 하나인 DC-DC 컨버터는 직류 전압을 입력받아 다른 크기의 직류 전압으로 변환하여 출력하는 장치로 다양한 분야에서 폭넓게 활용되고 있다.
이와 같은 DC-DC 컨버터는 컨스턴트 온-타임(COT : Constant On-Time) 기술을 이용하여 제어될 수 있다. COT 기술에서 출력 전압(VOUT)를 생성하는 하나 이상의 스위치들은 각각의 스위칭 사이클 동안 일정한 시간 동안 턴-온(Turn-On) 동작하게 된다. 이에 COT 기술은 빠른 응답 시간 및 회로 설계를 단순화시킬 수 있는 이점들을 제공할 수 있다.
통상 DC-DC 컨버터는 큰 부하 전류를 가지는 경우(Heavy load current), 인덕터(Inductor)의 저항값에 대한 손실이 발생한다. 하지만, 이러한 손실은 DC-DC 컨버터의 동작에 큰 영향을 미치지 않고 있다. 이는 DC-DC 컨버터의 칩(Chip) 내부에서 소비되는 전류에 의한 손실보다 칩 외부 예컨대, 파워 스위치(예를 들면 PMOS, NMOS)나 인덕터에 의한 손실이 크더라도 칩 내부 전류가 차지하는 비중이 상대적으로 낮기 때문이다. 따라서 DC-DC 컨버터는 매 주파수마다 동작하더라도 무리 없이 동작이 가능하다.
반면, DC-DC 컨버터가 상대적으로 적은 부하 전류를 가지는 경우(Light load current)에서는 효율 저하 문제를 야기하고 있다. 즉, 부하 전류가 작을 경우에는 칩 자체에서 소모하는 전류량이 그 부하 전류 대비 상대적으로 큰 비중을 차지하기 때문이다. 따라서 칩 내부의 전류가 커지기 때문에 DC-DC 컨버터의 변환효율 등이 감소하게 된다.
이러한 효율 감소를 방지하기 위해 칩 내부의 전류를 줄이는 방안이 모색된 바 있다.
그 중 하나의 예로, 칩 구동과 관련된 스위칭 구동 횟수를 감소하는 것이다. 즉 칩 구동시에 영향을 가장 많이 받는 것이 스위칭 구동과 관련이 있는 구동 드라이버(Driver)이기 때문이다. 예컨대, 출력단이 1mA이지만 임의의 설정한 임계값으로 5mA을 강제적으로 공급하면, 1/5만큼 스위칭 되는 횟수를 줄일 수 있게 된다.
다른 예로는 COT 모드를 적용하는 방법이다. 이는 파워 스위치 구동시 COT 발진부(COT Generator)가 항상 일정한 온 타임을 만들어 주는 것이다. COT 기술을 적용하게 되면, 비교기는 피드백 전압과 기준 전압을 비교하고, 피드백 전압이 기준전압보다 낮을 경우에 파워 스위치를 일정 시간동안 온 시키도록 하는 것이다. 따라서 이러한 COT 모드는 기존의 제어 모드인 PWM 모드 대비 부하가 갑자기 변하는 부하 과도(Load transient) 현상에 대해 강점이 있다.
하지만, COT 모드는 상기 PWM 모드 대비 리플(ripple) 현상이 크게 발생하는 문제가 있다.
그렇기 때문에, COT 모드에서는 피드백되는 출력 전압을 빠르게 감지할 필요가 있다. 그러지 못할 경우, 파워 스위치의 턴-온 시점을 놓쳐 출력전압을 안정되게 유지할 수 없는 문제가 있다. 예컨대, 출력전압이 기준 전압인 제로점(Zero point) 이하가 될 수도 있고, 그러면 DC-DC 컨버터의 전체 효율이 감소하게 된다.
물론, 이를 해결하기 위한 일 예로 감지 동작이 고속인 비교기(Comparator)를 제공할 수 있다. 그러나, 비교기를 적정 이득을 고려하면서 고속으로 설계하는 것은 쉽지 않다. 또한 고속의 비교기를 채용할 경우 전체적인 칩 사이즈가 커져서 전류 소모량이 많아지는 또 다른 문제를 초래한다.
따라서, 출력측 부하단에 연결된 출력 커패시터의 용량을 조절하는 방안이 있다. 즉, 등가 직렬 저항 (Equivalent Series Resistance; ESR) 값이 큰 커패시터를 사용하면 비교기가 인지하는 피드백 전압이 커져서 피드백되는 전압을 손쉽게 감지할 수 있게 된다.
하지만, 경우에 따라서는 ESR 값이 상대적으로 작은 커패시터를 사용하기도 한다. 그런데 ESR 값이 작은 커패시터를 사용할 경우 DC-DC 컨버터에 구비된 비교기는 피드백 전압을 상대적으로 감지하기 어려웠다. 즉 출력전압의 리플 값을 쉽게 감지할 수 없었던 것이다.
이에 대해서는 적절한 해결 방안이 없었다. ESR 값이 작은 커패시터가 사용된 DC-DC 커패시터에서 고속 동작을 하는 비교기를 사용할 수 없는 경우, 기준전압과 피드백 전압을 비교하는 자체가 쉽지 않았고, 따라서 출력전압을 안정되게 유지할 수 없었다.
한국공개특허 2012-0079759호 (2012. 07. 13)
따라서 본 발명의 목적은 상기한 문제점을 해결하기 위한 것으로서, COT 모드로 동작하는 DC-DC 컨버터에서 인덕터에 전류가 흐를 때마다 비교기가 출력전압의 리플 값을 더 잘 감지하도록 하여 출력전압을 안정되게 유지할 수 있게 하는 DC-DC 컨버터를 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 DC-DC 컨버터에서 출력단에 제공된 출력 커패시터의 ESR 값이 작은 경우에도 피드백되는 출력전압을 용이하게 감지할 수 있도록 하는 DC-DC 컨버터를 제공하는 것이다.
상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 특징에 따르면, 기준 전압과 피드백 전압을 비교하는 비교기; 상기 비교기의 비교 결과에 따라 파워 스위치의 온-타임 신호를 출력하는 COT 발진부; 상기 온-타임 신호에 따라 일정 시간 동안 턴-온 동작하는 제1 스위치 및 제2 스위치; 상기 제1 스위치 및 제2 스위치의 공통단자에 직렬로 연결되는 인덕터; 상기 인덕터와 부하저항(RL) 사이에 연결되는 피드백 저항(R1)(R2); 및 상기 PMOS 및 NMOS의 스위칭 전압과 상기 인덕터의 출력전압을 피드백 받아 이를 합산하여 제1 피드백 전압으로 출력하는 커플링 네트워크를 포함하고, 상기 제1 피드백 전압과 상기 피드백 저항(R1)(R2)을 통해 출력되는 제2 피드백 전압이 함께 상기 비교기의 피드백 전압으로 공급하는 DC-DC 컨버터를 제공한다.
상기 커플링 네트워크는, 상기 공통단자에 연결되는 커플링 저항(RC); 상기 인덕터의 출력단에 연결되는 제1 커플링 커패시터(CC); 및 상기 커플링 저항(RC) 및 제1 커플링 커패시터(CC)와 병렬 연결되고 상기 제1 피드백 전압을 출력하는 제2 커플링 커패시터(Cf)를 포함하여 구성된다.
상기 제1 피드백 전압은 상기 스위칭 전압과 상기 인덕터 출력전압의 AC 전압을 포함하고, 상기 제2 피드백 전압은 출력단 출력전압의 DC 전압을 포함한다.
상기 제1 스위치와 상기 제2 스위치는 상호 보완적인 모스 트랜지스터(MOS transistor)로 제공된다. 여기서, 상기 제1 스위치가 PMOS 또는 NMOS이면 상기 제2 스위치는 NMOS 또는 PMOS이다.
상기 인덕터에 전류가 흐를 때마다 상기 제1 피드백 전압과 상기 제2 피드백 전압은 상기 비교기로 공급된다.
본 발명의 다른 특징에 따르면, 기준 전압과 피드백 전압을 비교하는 비교기; 상기 비교기의 비교 결과에 따라 온-타임 신호를 출력하는 COT 발진부; 상기 온-타임 신호에 따라 일정 시간 동안 턴-온 동작하는 제1 스위치 및 제 2 스위치; 상기 제1 스위치 및 제2 스위치의 공통단자에 직렬로 연결되는 인덕터; 상기 인덕터와 부하저항(RL) 사이에 연결되는 피드백 저항(R1)(R2); 상기 COT 발진부의 출력핀에 연결되는 커플링 저항(RC), 상기 인덕터의 출력단에 연결되는 제1 커플링 커패시터(CC), 상기 커플링 저항(RC) 및 제1 커플링 커패시터(CC)와 병렬 연결되어 상기 제1 피드백 전압을 출력하는 커플링 네트워크를 포함하고, 상기 제1 피드백 전압과 상기 피드백 저항(R1)(R2)을 통해 출력되는 제2 피드백 전압을 상기 비교기의 피드백 전압으로 공급하는 DC-DC 컨버터를 제공한다.
본 발명은 상기 COT 발진부의 출력핀과 상기 커플링 저항(RC) 사이에는 상기 인덕터에 흐르는 전류에 따라 CCM 모드 및 DCM 모드를 선택하는 제3 스위치가 더 구성될 수 있다.
상기 제1 피드백 전압은 출력전압의 DC 전압을 포함하고, 상기 제2 피드백 전압은 출력전압의 AC 전압을 포함한다.
상기 제1 스위치와 상기 제2 스위치는 상호 보완적인 모스 트랜지스터(MOS transistor)이고, 상기 제1 스위치가 PMOS 또는 NMOS이면 상기 제2 스위치는 NMOS 또는 PMOS이다.
상기 인덕터의 전류 기울기가 제로(Zero)가 되기 전에는 CCM 모드로 동작하고, 상기 인덕터의 전류 기울기가 - 값을 가지면 DCM 모드로 동작한다.
상기 인덕터의 전류 기울기가 - 값이 되는 시점에 상기 제2 스위치는 턴-오프 되고 상기 제1 스위치는 턴-온 동작하며, 이때 상기 제2 스위치는 NMOS이고 상기 제1 스위치는 PMOS이다.
이와 같은 구성을 가지는 본 발명의 DC-DC 컨버터에 따르면, 인덕터에 전류가 흐를 때마다 피드백 전압에 노이즈 성분을 강제적으로 추가하는 커플링 네트워크를 구성함으로써, 기준전압과 피드백 전압을 비교하는 비교기가 출력전압의 리플 정보를 손쉽게 감지할 수 있어, COT 모드로 동작하는 DC-DC 컨버터의 출력전압을 안정되게 유지할 수 있고, 따라서 DC-DC 컨버터의 전체 효율을 향상시키는 효과를 제공한다.
또한 본 발명은 커플링 네트워크를 구성함에 있어, 정전기 방전(ESD)이나 전기적 과부하 스트레스(EOS) 등을 고려하지 않고 DC-DC 컨버터를 설계할 수 있어, 경쟁 제품에 대한 경쟁력 우위를 기대할 수 있다.
도 1은 본 발명의 제1 실시 예에 따라 커플링 네트워크가 구비된 DC-DC 컨버터의 회로 구성도
도 2는 본 발명의 제2 실시 예에 따른 커플링 네트워크가 구비된 DC-DC 컨버터의 회로 구성도
도 3은 본 발명의 제3 실시 예에 따른 커플링 네트워크가 구비된 DC-DC 컨버터의 회로 구성도
본 발명은 DC-DC 컨버터의 피드백되는 출력전압의 리플(Ripple) 값은 그대로 유지하면서도 칩(즉, 비교기)이 출력전압의 리플 값을 쉽게 감지할 수 있도록 하여 DC-DC 컨버터의 효율을 증대시키는 것을 그 기본적인 특징으로 한다. 이를 위해 DC-DC 컨버터에 피드백 전압에 노이즈(Noise)를 추가하도록 하는 커플링 네트워크(Coupling Network)를 제공한다.
이하에서는 본 발명인 DC-DC 컨버터의 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.
도 1은 본 발명의 제1 실시 예에 따라 커플링 네트워크가 구비된 DC-DC 컨버터의 회로 구성도가 도시되어 있다.
도 1에 도시한 바와 같이, DC-DC 컨버터(100)는 비 반전단자(+)를 통해 기준전압(VREF)을 인가받고 반전단자(-)를 통해 피드백전압을 인가받는 비교기(110)를 포함한다. 비교기(110)는 상기 기준전압과 피드백전압의 비교 결과에 따라 COT 구동을 위한 구동신호를 출력하게 된다.
상기 구동신호를 인가받도록 비교기(110)의 출력단에는 COT 발진부(120)가 연결된다. COT 발진부(120)는 비교기(110)의 비교결과에 따라 피드백 전압이 기준전압 이하가 될 경우 후술하는 파워 스위치를 일정시간 동안 턴-온 시키는 온-타임(On-time) 신호를 출력하는 역할을 한다.
COT 발진부(120)의 출력측에는 반전 버퍼(132) 및 비반전 버퍼(134)를 매개로 하여 파워스위치인 PMOS(142)와 NMOS(144)가 각각 연결된다. PMOS(142)와 NMOS(144)는 직렬 연결된다. 그리고 PMOS(142)와 NMOS(144)의 드레인은 LX 핀(LX Pin)(150)에 연결된다. LV 핀(150)은 칩의 내부와 외부를 연결하는 역할을 한다. 또한 PMOS(142)와 NMOS(144)의 드레인은 공통 출력 노드(이하, '제1 노드'라 함)(A)에 전기적으로 연결된다. 그리고 PMOS(142)의 소스는 공급전압(VP)과 연결되고, NMOS(144)의 소스는 접지와 연결된다. 한편 상기 제1 노드에는 PMOS(142) 및 NMOS(144)가 스위칭 동작할 때 스위칭 출력 전압(Switching output voltage)이 출력된다.
LX 핀(150)에는 인덕터(160)가 연결된다. 그리고 인덕터(160)의 일단에는 부하저항(RL)이 직렬로 연결된다. 또한 인덕터(160)와 부하 저항(RL) 사이에는 피드백 저항(R1)(R2)과 커패시터(COUT)가 각각 병렬로 연결 구성된다. 여기서, 인덕터(160)와 부하저항(RL) 사이의 노드를 출력 전압 노드(Output voltage node, '제2 노드')(B)라 하기로 하고, 피드백 저항(R1)(R2) 사이를 피드백 전압 노드(Feedback voltage node, '제3노드')(C)라 하기로 한다. 도시된 바와 같이 제2 노드(B)에는 출력 핀(VOUT Pin)이 연결되고, 제3 노드(C)에는 피드백 핀(FB Pin)이 연결된다.
상기 제1 노드(A) 및 제2 노드는 커플링 네트워크(170)와 연결된다.
커플링 네트워크(170)는 1개의 커플링 저항(RC) 및 2개의 커플링 커패시터(CC)(Cf)로 구성된다. 구체적으로 제1 노드(A)에는 PMOS(142) 및 NMOS(144)가 스위칭될 때의 스위칭 출력 전압을 전달받는 커플링 저항(RC)이 연결되고, 제2 노드(B)에는 인덕터(160)를 통과한 인덕터 출력 전압을 전달받는 제1 커플링 커패시터(CC)가 연결된다. 또한 제2 커플링 커패시터(Cf)는 상기 커플링 저항(RC) 및 제1 커플링 커패시터(CC)를 통해 전달되는 제1 피드백전압을 출력하는 역할을 한다. 여기서, 제1 피드백 전압은 AC 전압을 포함한다.
그리고 제3 노드(C)를 통해서는 출력전압의 제2 피드백 전압이 전달된다. 제2 피드백 전압은 DC 전압을 포함한다.
한편, 상기 제1 피드백 전압과 제2 피드백 전압은 출력 노드인 제4 노드(D)를 통해 합산되어 비교기(110)의 반전단자(-)에 피드백 전압으로 전달된다. 이에 비교기(110)의 반전단자(-)에는 출력전압의 AC 전압과 DC 전압을 모두 전달받게 된다. 즉, 종래의 COT 모드 DC-DC 컨버터에서는 제3 노드(C)을 통해 출력전압의 피드백 전압(즉 제2 피드백 전압)만을 비교기(110)가 인가받는 구조지만, 본 실시 예는 상기 제2 피드백 전압에 스위칭 출력전압 및 인덕터 출력전압의 노이즈 성분을 추가하여 비교기(110)로 전달하고 있다. 이렇게 출력단의 제1 피드백 전압에 상기의 노이즈 성분을 강제적으로 공급하면 인덕터(160)에 전류가 흐를 때마다 출력전압의 리플 값을 더 쉽게 감지할 수 있게 된다.
다시 말하면, DC-DC 컨버터의 동작에 따라 PMOS(142) 및 NMOS(144)은 각각 턴-온 및 턴-오프 동작을 하게 된다. 이때, NMOS(144)는 턴-오프 상태이고 PMOS(142)가 턴 온 되면, 그 시간 동안 공급전압 VP을 통해 전력이 공급되며 이때 인덕터(160) 전류는 일정한 기울기를 가지고 증가한다. 그리고 PMOS(142)가 턴 오프되고 NMOS(144)가 턴 온 되면 그라운드를 통해 전력이 공급되며 이때 인덕터(160) 전류는 일정한 기울기를 가지고 감소하게 된다. 이러한 동작을 통해 에너지가 출력 커패시터(COUT)에 충전되며 일정한 전압을 유지할 수 있다. 이와 같이 PMOS(142) 및 NMOS(144)의 턴-온 및 턴-오프 동작시 인덕터(160)에는 전류가 흐르게 되는데, 이처럼 인덕터(160)에 전류가 흐를 때마다 스위칭 출력전압과 인덕터 출력전압이 더해진 제1 피드백 전압과, 출력단의 제2 피드백 전압이 합산되어 비교기(110)의 반전단자(-)로 제공되는 것이다.
도 2는 본 발명의 제2 실시 예에 따라 커플링 네트워크가 구비된 DC-DC 컨버터의 회로 구성도가 도시되어 있다. 제2 실시 예는 상기의 제1 실시 예의 회로 구성도와 일부 유사한 구성이지만, 전체적인 회로 구성에서 다소 차이가 있기 때문에 상세하게 설명하기로 한다.
도 2에 도시한 바와 같이, DC-DC 컨버터(200)는 비 반전단자(+)를 통해 기준전압(VREF)을 인가받고 반전단자(-)를 통해 피드백전압을 인가받는 비교기(210)를 포함한다. 비교기(210)는 상기 기준전압과 피드백전압의 비교 결과에 따라 COT 구동을 위한 구동신호를 출력하게 된다.
상기 구동신호를 인가받도록 비교기(210)의 출력단에는 COT 발진부(220)가 연결된다. COT 발진부(220)는 비교기(210)의 비교결과에 따라 피드백 전압이 기준전압 이하가 될 경우 후술하는 파워 스위치를 일정시간 동안 턴-온 되도록 온-타임(On-time) 신호를 출력하는 역할을 한다. 한편, COT 발진부(220)의 출력 핀 중 하나에는 제1 노드(A)를 이용하여 후술하는 커플링 네트워크(270)가 연결된다. 여기서 상기 출력 핀은 후술하는 반전버퍼(232) 및 비반전 버퍼(234)가 연결되는 핀이고, 상기 제1 노드(A)가 연결되는 핀은 반전버퍼(232)가 연결되는 핀이다.
COT 발진부(220)의 출력측에는 반전 버퍼(232) 및 비반전 버퍼(234)를 매개로 하여 파워 스위치인 PMOS(242)와 NMOS(244)가 각각 연결된다. PMOS(242)와 NMOS(244)는 직렬 연결된다. 그리고 PMOS(242)와 NMOS(244)의 드레인은 LX 핀(LX Pin)(250)에 연결된다. LV 핀(250)은 칩의 내부와 외부를 연결한다. 또한 PMOS(242)의 소스는 공급전압(VP)과 연결되고, NMOS(244)의 소스는 접지와 연결된다.
상기 LX 핀(250)에는 인덕터(260)가 연결된다. 그리고 인덕터(260)의 일단에는 부하저항(RL)이 직렬로 연결된다. 또한 인덕터(260)와 부하 저항(RL) 사이에는 피드백 저항(R1)(R2)과 커패시터(COUT)가 각각 병렬로 연결 구성된다. 여기서, 인덕터와 부하저항(RL) 사이의 노드를 출력전압 노드(Output voltage node, '제2 노드')(B)라 하기로 하고, 피드백 저항(R1)(R2) 사이를 피드백 전압 노드(Feedback voltage node, '제3노드')(C)라 하기로 한다. 도시된 바와 같이 제2 노드(B)에는 출력 핀(VOUT Pin)이 연결되고, 제3 노드(C)에는 피드백 핀(FB Pin)이 연결된다.
상기 제1 노드(A) 및 제2 노드는 커플링 네트워크(270)와 연결된다.
커플링 네트워크(270)는 1개의 커플링 저항(RC) 및 2개의 커플링 커패시터(CC)(Cf)로 구성된다. 상기 커플링 저항(RC)은 그 일단이 상기 제1 노드(A)와 연결된다. 이때 상기 제1 노드(A)와 상기 커플링 저항(RC) 사이에는 스위치(SW)가 구성된다. 상기 스위치는 닫힘(close) 또는 열림(open) 동작에 따라 DC-DC 컨버터가 CCM 모드(Continuous-current-mode) 또는 DCM 모드(Discontinuous-current-mode)로 동작되게 하는 역할을 한다. 여기서 CCM 모드는 인덕터(260)를 통하여 연속적인 전류가 흐르는 경우로서, 입력 전류가 정현파가 되도록 스위치(242)(244)의 시비율을 시간에 따라서 가변 제어하는 방식이다. 그리고 DCM 모드는 인덕터(260)를 통하여 흐르는 전류가 부분적으로 차단되는 경우로서, 입력 전류나 입력 전압을 검출할 필요없이 일정한 시비율로 스위치(242)(244)를 스위칭하면 입력 전류의 피크 값이 입력전압을 추종하게 되어 입력 전류의 평균값이 그대로 정현파가 되도록 제어하는 방식이다.
한편, 제1 커플링 커패시터(CC)는 그 일단이 인덕터 출력전압을 인가받도록 제2 노드(B)에 연결된다.
그리고 커플링 저항(RC)과 제1 커플링 커패시터(CC)의 타단은 제2 커플링 커패시터(Cf)와 연결된다. 제2 커플링 커패시터(Cf)는, 커플링 저항(RC) 및 제1 커플링 커패시터(CC)를 통해 전달되는 제1 피드백 전압을 출력하는 역할을 한다. 상기 제1 피드백 전압은 AC 전압을 포함한다.
그리고 제3 노드(C)를 통해서는 출력전압의 제2 피드백 전압이 전달된다. 제2 피드백 전압은 DC 전압을 포함한다.
한편, 상기 제1 피드백 전압과 제2 피드백 전압은 출력 노드인 제4 노드(D)를 통해 합산되어 비교기(210)의 반전단자(-)에 피드백 전압으로 전달된다. 이에 비교기(210)의 반전단자(-)에는 출력전압의 AC 전압과 DC 전압을 모두 전달받게 된다.
이렇게 비교기(210)로 인가되는 피드백 전압에 출력전압의 DC 전압뿐만 아니라 AC 전압을 함께 제공하게 되면, PMOS(242) 및 NMOS(244)의 턴-온 동작에 따라 인덕터(260)에 전류가 흐를 때마다 출력전압의 리플 값을 더 쉽게 감지할 수 있게 된다.
한편, 제2 실시 예의 DC-DC 컨버터는 CCM 모드 및 DCM 모드로 동작할 수 있다.
이는 인덕터(260) 전류를 보고 판단할 수 있다. 즉 NMOS(244)가 턴-온 되면 인덕터 전류의 기울기는 감소하게 되는데, 그 기울기가 제로(Zero)가 되는 시점에 NMOS(244)을 턴-오프 시켜야 한다. 즉 CCM 모드로 동작하다가 인덕터 전류가 - 값을 가지게 되면 출력전압이 감소하기 때문에 PMOS(242)를 턴-온 시키고 NMOS(244)를 턴-오프 시켜야 한다. 이처럼 NMOS(244)가 강제적으로 턴-오프 되는 시점이 DCM 모드가 된다.
이와 같이 NMOS(244)가 강제적으로 턴-오프 되어 CCM 모드에서 DCM 모드로 전환되는 동작은 스위치(SW)의 온/오프 동작에 따라 수행된다. 이때 스위치(SW)는 DC-DC 컨버터의 동작을 제어하는 IC나 CPU가 수행하게 될 것이다.
상기와 같이 DCM 모드시에는 스위치(SW)가 열림 상태가 된다. 즉 커플링 네트워크(270)를 사용하지 않는 것을 의미한다. 이는 DCM 모드에서는 커플링 네트워크(270)를 사용하지 않더라도 피드백 전압을 감지할 수 있는 출력전압의 리플 값이 크게 나타나기 때문이다.
한편 본 발명인 DC-DC 컨버터는 또 다른 구성을 가지는 제3 실시 예를 제공할 수 있다. 도 3은 본 발명의 제3 실시 예에 따른 커플링 네트워크가 구비된 DC-DC 컨버터의 회로 구성도이다.
도 3을 보면, 상술한 도 2의 DC-DC 컨버터(200)의 구성과 동일하기 때문에 구조에 대한 설명은 생략하기로 한다. 다만 제1 노드(A)와 상기 커플링 저항(RC) 사이에 스위치(SW)가 구성되지 않고, 그 제1 노드(A)와 커플링 저항(RC) 사이가 단락(shored)된 구조로 제공된다.
이렇게 제1 노드(A)와 커플링 저항(RC)이 연결되면 DC-DC 컨버터(300)는 CCM 모드와 DCM 모드 중 어느 하나의 모드로 항상 동작하게 된다.
한편, 본 실시 예는 상술한 바와 같이 제1 실시 예 내지 제3 실시 예에 따른 DC-DC 컨버터를 개시하고 있다.
이러한 DC-DC 컨버터(100)(200)(300)들은 모두 정전기 방전(ESD)이나 전기적 과부하 스트레스(EOS) 등을 고려해야 한다.
도 1에 도시된 DC-DC 컨버터(100)를 보면, DC-DC 컨버터(100)는 PMOS(142) 및 NMOS(144)가 자체적인 ESD 효과를 제공하고 있다. 즉 PMOS(142) 및 NMOS(144) 가 셀프 ESD 역할을 한다.
그리고 제1 실시 예의 DC-DC 컨버터(100)는 정전기 방전 효과를 수행하는 커플링 저항(RC)이 LX 핀(150)에 연결되어 있다. 이렇게 되면 칩을 ESD 스트레스로부터 보호하기 위해서는 상기 커플링 저항(RC) 값을 크게 해줘야 한다. 즉 충분히 칩 내부의 열을 방출하기 위함이다. 만약 커플링 저항(RC) 값이 작아지면 칩 내부에 있는 커플링 저항(RC) 및 커플링 커패시터(CC)(Cf)가 손상을 입게 된다. 따라서 제1 실시 예의 커플링 저항(RC)은 ESD를 고려해서 값이 결정된다.
반면, 도 2 및 도 3에 도시된 DC-DC 컨버터(200)(300)는, 커플링 네트워크(270)(370)의 커플링 저항(RC)이 칩 내부에 연결되어 있다. 즉, COT 발진부(220)(320)의 출력 핀에 연결되고 있다. 이렇게 하면 커플링 저항(RC)은 내부 부하로 동작하기 때문에 EOS 스트레스의 영향을 받지 않을뿐더러 ESD 값을 고려하지 않아도 된다. 단지 커플링 저항 값(RC)을 고려하지 않고 DC-DC 컨버터를 설계만 하면 된다.
한편, 본 발명은 상기 DC-DC 컨버터(100)(200)(300)에서 COT 발진부(120)(220)(320)의 출력측에 구성된 파워 스위치인 PMOS와 NMOS를 서로 변경하여 구성할 수도 있다. 즉 PMOS 대신 NMOS로 구성하고, NMOS 대신 PMOS로 구성이 가능하다.
이상에서 살펴본 바와 같이 본 발명에 의하면, DC-DC 컨버터의 피드백되는 출력 전압 이외에 별도로 노이즈 소스를 추가하여 인덕터가 동작할 때마다 피드백되는 출력전압의 리플 값을 더 쉽게 감지할 수 있도록 함으로써, COT 모드로 동작하는 DC-DC 컨버터의 효율이 안정되게 구성하는 것을 기본적인 기술적 요지로 하고 있음을 알 수 있다.
이상과 같이 본 발명의 도시된 실시 예를 참고하여 설명하고 있으나, 이는 예시적인 것들에 불과하며, 본 발명이 속하는 기술 분야의 통상의 지식을 가진자라면 본 발명의 요지 및 범위에 벗어나지 않으면서도 다양한 변형, 변경 및 균등한 타 실시 예들이 가능하다는 것을 명백하게 알 수 있을 것이다. 따라서 본 발명의 진정한 기술적 보호 범위는 첨부된 청구범위의 기술적인 사상에 의해 정해져야 할 것이다.
110, 210 : 비교기 120, 220 : COT 발진부
132, 232 : 반전 버퍼 134, 234 : 비반전 버퍼
142, 242 : PMOS 144, 244 : NMOS
150, 250 : LX 핀 160, 260 : 인덕터
170, 270 : 커플링 네트워크
RC : 커플링 저항
CC, Cf: 제1 및 제2 커플링 커패시터

Claims (15)

  1. 기준 전압과 피드백 전압을 비교하는 비교기;
    상기 비교기의 비교 결과에 따라 파워 스위치의 온-타임 신호를 출력하는 COT 발진부;
    상기 온-타임 신호에 따라 일정 시간 동안 턴-온 동작하는 제1 스위치 및 제2 스위치;
    상기 제1 스위치 및 제2 스위치의 공통단자에 직렬로 연결되는 인덕터;
    상기 인덕터와 부하저항(RL) 사이에 연결되는 피드백 저항(R1)(R2); 및
    상기 PMOS 및 NMOS의 스위칭 전압과 상기 인덕터의 출력전압을 피드백 받아 이를 합산하여 제1 피드백 전압으로 출력하는 커플링 네트워크를 포함하고,
    상기 제1 피드백 전압과 상기 피드백 저항(R1)(R2)을 통해 출력되는 제2 피드백 전압이 함께 상기 비교기의 피드백 전압으로 공급하는 DC-DC 컨버터.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 커플링 네트워크는,
    상기 공통단자에 연결되는 커플링 저항(RC);
    상기 인덕터의 출력단에 연결되는 제1 커플링 커패시터(CC); 및
    상기 커플링 저항(RC) 및 제1 커플링 커패시터(CC)와 병렬 연결되고 상기 제1 피드백 전압을 출력하는 제2 커플링 커패시터(Cf)를 포함하여 구성되는 DC-DC 컨버터.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 제1 피드백 전압은 상기 스위칭 전압과 상기 인덕터 출력전압의 AC 전압을 포함하는 DC-DC 컨버터.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 제2 피드백 전압은 출력단 출력전압의 DC 전압을 포함하는 DC-DC 컨버터.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 제1 스위치와 상기 제2 스위치는 상호 보완적인 모스 트랜지스터(MOS transistor)인 DC-DC 컨버터.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 제1 스위치가 PMOS 또는 NMOS이면 상기 제2 스위치는 NMOS 또는 PMOS인 DC-DC 컨버터.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 인덕터에 전류가 흐를 때마다 상기 제1 피드백 전압과 상기 제2 피드백 전압은 상기 비교기로 공급되는 DC-DC 컨버터.
  8. 기준 전압과 피드백 전압을 비교하는 비교기;
    상기 비교기의 비교 결과에 따라 온-타임 신호를 출력하는 COT 발진부;
    상기 온-타임 신호에 따라 일정 시간 동안 턴-온 동작하는 제1 스위치 및 제 2 스위치;
    상기 제1 스위치 및 제2 스위치의 공통단자에 직렬로 연결되는 인덕터;
    상기 인덕터와 부하저항(RL) 사이에 연결되는 피드백 저항(R1)(R2);
    상기 COT 발진부의 출력핀에 연결되는 커플링 저항(RC), 상기 인덕터의 출력단에 연결되는 제1 커플링 커패시터(CC), 상기 커플링 저항(RC) 및 제1 커플링 커패시터(CC)와 병렬 연결되어 상기 제1 피드백 전압을 출력하는 커플링 네트워크를 포함하고,
    상기 제1 피드백 전압과 상기 피드백 저항(R1)(R2)을 통해 출력되는 제2 피드백 전압을 상기 비교기의 피드백 전압으로 공급하는 DC-DC 컨버터.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 COT 발진부의 출력핀과 상기 커플링 저항(RC) 사이에는 상기 인덕터에 흐르는 전류에 따라 CCM 모드 및 DCM 모드를 선택하는 제3 스위치가 더 구성되는 DC-DC 컨버터.
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 제1 피드백 전압은 출력전압의 DC 전압을 포함하고,
    상기 제2 피드백 전압은 출력전압의 AC 전압을 포함하는 DC-DC 컨버터.
  11. 제 9 항에 있어서,
    상기 제1 스위치와 상기 제2 스위치는 상호 보완적인 모스 트랜지스터(MOS transistor)이고,
    상기 제1 스위치가 PMOS 또는 NMOS이면 상기 제2 스위치는 NMOS 또는 PMOS인 DC-DC 컨버터.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 인덕터의 전류 기울기가 제로(Zero)가 되기 전에는 CCM 모드로 동작하는 DC-DC 컨버터.
  13. 제 11 항에 있어서,
    상기 인덕터의 전류 기울기가 - 값을 가지면 DCM 모드로 동작하는 DC-DC 컨버터.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 인덕터의 전류 기울기가 - 값이 되는 시점에 상기 제2 스위치는 턴-오프 되고 상기 제1 스위치는 턴-온 동작하는 DC-DC 컨버터.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 제2 스위치는 NMOS이고 상기 제1 스위치는 PMOS인 DC-DC 컨버터.

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