KR20120129876A

KR20120129876A - 고전압 스위칭 레귤레이터들을 위한 효율적인 전류 센싱

Info

Publication number: KR20120129876A
Application number: KR1020127015408A
Authority: KR
Inventors: 필리페 드발; 필리페 기멜; 마리우스 부다에스; 다니엘 레오네스쿠; 테리 클레베랜드; 스콧 데어본
Original assignee: 마이크로칩 테크놀로지 인코포레이티드
Priority date: 2010-02-01
Filing date: 2011-01-28
Publication date: 2012-11-28
Also published as: EP2532082A2; CN102652390A; WO2011094477A2; CN102652390B; US20110187340A1; KR101804401B1; TWI528697B; US8786266B2; WO2011094477A3; TW201212508A

Abstract

고전압 스위칭 레귤레이터는, 전류 미러링 및 전류 컨베이어를 이용하여, 파워 트랜지스터를 통과하는 전류의 정확도를 양호하게 유지하면서도 입력 전류의 측정과 센싱 전류값들의 생성 사이의 전류 센싱 지연을 상당히 감소시킨다. 입력된 전류에 대한 높은 센싱 정확도는 양호한 부하 레귤레이션을 보장하고, 낮은 센싱 지연은 출력 전류들의 넓은 범위에 걸친 고정 듀티 사이클 및 높은 입력-출력 전압비를 보장한다. 전류 컨베이어는, 하이-사이드 전류값들을 로우-사이드 제어(예를 들면, 펄스폭 변조(PWM) 제어) 회로들에 전달하는 데에 이용된다. 전류 컨베이어는 항상 온(예를 들면, 약간의 전류 흐름이 항상 존재함)이므로, 전류 측정 지연이 최소화된다. 이는, 센싱 전류와 동일한 전류를 그라운드로 드레인함으로써, 전류 컨베이어를 동적으로 바이어싱함으로써 달성된다. 이때, 전류 컨베이어의 균형은 보장되고, 전류 컨베이어의 입력에서의 오프셋은 최소화된다.

Description

고전압 스위칭 레귤레이터들을 위한 효율적인 전류 센싱{EFFECTIVE CURRENT SENSING FOR HIGH VOLTAGE SWITCHING REGULATORS}

본 발명은 스위칭 레귤레이터 파워 서플라이들에 관한 것으로, 더욱 상세하게는, 스위칭 레귤레이터 파워 서플라이에서 최소 측정 지연을 갖는 고분해능 전류 측정에 관한 것이다.

저전력 전자 기기들에서 고효율을 추구함에 따라, 스위칭 레귤레이터 솔루션들에 의해 선형 레귤레이터 솔루션들이 점점 대체되고 있다. 하지만, 현재 기술의 스위칭 레귤레이터들의 제약은, 일반적으로 VIN/VOUT 비율의 모니터링에 제한된다. 스위칭 레귤레이터 파워 서플라이를 제어하기 위해 전류 센싱을 이용하는 경우, 센싱 전류에 대한 값들을 생성하기 위해 입력된 전류를 측정할 때, 특히 스위칭된 파워 서플라이의 고전압 레귤레이터가 매우 낮은 듀티 사이클로 동작할 때에 상당한 지연들이 존재할 수 있다. 전류 센싱 정확도는 고성능, 고전압 스위칭 레귤레이터들에 있어서 중요하다.

도 2는, 종래 기술의 스위칭 파워 트랜지스터 및 전류 센싱 회로를 간략하게 도시한 다이어그램이다. 이 회로는, 도 1에 도시된 것과 같은, 고전압, 비-동기(non-synchronous), 하이-사이드(high-side) 구동 스위칭 레귤레이터 회로들에 이용된다. 전류 센싱의 기본 원리는, 파워 스위칭 트랜지스터(200)와 동일한 조건으로 바이어스된 센싱 트랜지스터(548)로 흐르는 전류를 측정하는 것이다. 측정된 전류는, 파워 스위칭 트랜지스터(200)와 센싱 트랜지스터(548) 사이의 종횡비(aspect ratio)만큼, 즉, 일반적으로 대략 1/1000 내지 1/10000 범위에서 가중된다. 전류 컨베이어(540 및 546)는, 센싱 트랜지스터(548)의 양단 전압이 파워 스위칭 트랜지스터(200)의 전압과 같아지게 하기 위해 이용된다. 동작 동안에, 파워 스위칭 트랜지스터(200)의 양단 전압은 파워 스위칭 트랜지스터(200)가 "온(on)" 또는 "오프(off)"인지에 따라 크게 변화하고, 스위칭 슬로프(slope)들은 매우 빠르다(매우 높은 dv/dt). 전류 컨베이어는, 측정된 노이즈뿐만 아니라 정확도의 상당한 손실을 초래하는 파워 스위칭 트랜지스터(200) 상의 전압을 추종해야 한다. DC/DC 컨버터의 전달비에 따라, 스위칭 노이즈는 증가하고 정확도는 감소한다.

전류 미러링(mirroring) 및 전류 컨베이어를 이용함으로써, 스위칭 파워 트랜지스터를 통과하는 전류의 측정에서의 고정확도를 유지하면서도, 전류 센싱 지연을 감소시킴(예를 들면, 입력된 전류의 측정과 센싱 전류값들의 생성 사이의 상당한 지연을 감소시킴)으로써, 상술한 문제점들이 해결될 수 있으며 다른 추가적인 장점들도 달성될 수 있다.

본 발명의 개시에 따르면, 전류 센싱 회로는, 양호한 측정 정확도 및 감소된 지연으로, 고전압 파워 스위칭 디바이스를 통과하는 전류값을 검출한다. 센서의 경우에서 가장 중요한 2개의 파라미터는 정확도와 속도이다. 빠른 응답은 고속 디바이스들의 더 나은 제어를 가능하게 하는 반면, 정확도는 향상된 레귤레이션 분해능을 보장한다. 이는 또한, 고전압, 피크 전류 모드 제어 벅 레귤레이터(buck regulator)들의 경우에도 마찬가지이다. 빠른 전류 센싱 속도는 높은 입력-출력 전압비들 및 넓은 출력 전류 범위들을 가능케 하고, 높은 측정 정확도는 PWM 제어 신호 지터를 최소화하는 안정한 사이클 대 사이클(cycle by cycle) PWM 펄스를 보장한다.

본 발명은, 전류 미러링 및 전류 컨베이어를 이용하여, 파워 스위칭 트랜지스터를 통과하는 전류의 측정에서의 정확도를 유지하면서도, 입력 전류의 측정과 제어 회로들에 대한 센싱 전류값의 생성 사이의 전류 센싱 지연이 상당히 감소된, 고전압 스위칭 레귤레이터를 제공한다. 입력 전류의 높은 센싱 정확도는 양호한 부하 레귤레이션을 보장하고, 낮은 센싱 지연은 출력 전류들의 넓은 범위에 걸친 안정한 고정 듀티 사이클 및 높은 입력-출력 전압비들을 보장한다. 전류 컨베이어는, 하이-사이드 전류값들을 로우-사이드(low-side) 제어(예를 들면, 펄스록 변조(PWM) 제어) 회로들로 전달하기 위해 이용된다. 전류 컨베이어는 항상 온(예를 들면, 약간의 전류 흐름이 항상 존재)이므로, 전류 측정 지연을 최소화한다. 이는, 전류 컨베이어를 동적으로 바이어싱함으로써 달성된다. 이 경우, 전류 컨베이어의 균형(balancing)이 보장되고, 전류 컨베이어의 입력에서의 오프셋이 최소화된다.

본 발명의 원리는, 센싱 트랜지스터의 양단 전압을 "온" 상태 동안에만 파워 스위칭 트랜지스터의 전압과 같게 하고, 파워 스위칭 트랜지스터의 "오프" 상태 동안에는 센싱 트랜지스터의 양단 전압을 0V로 강제하는 것이다. 따라서, 측정된 전류에서의 스위칭 노이즈를 매우 감소시킬 뿐만 아니라 정확도의 상당한 개선을 가져오므로, 전류 컨베이어 입력에서의 전압 스윙(swing)이 현저하게 감소된다. 실제로, 이 원리를 직접 적용하는 것은 어렵다. 이는, "온" 상태인 동안에 패스 트랜지스터의 양단 전압의 단지 일부(전형적으로는 절반)가, 도 3(a)에 도시된 바와 같이, 전류를 센싱하는 데에 이용되기 때문이다. 도 3은, 본 발명에 따른, 설명의 목적으로 온 및 오프 조건을 보여주는, 스위칭 파워 트랜지스터와 전류 컨베이어의 간략한 도식적 다이어그램이다. 트랜지스터(604)는 전류 센싱 트랜지스터이고, 트랜지스터(200)는 파워 스위칭 트랜지스터이다. 센싱 트랜지스터(604)를 위한 기준으로 이용되기 위하여, 파워 스위칭 트랜지스터(200)에 병렬로 2차 패스가 추가된다. 이 2차 패스는 실질적으로 동일한 2개의 트랜지스터들(601 및 602)을 직렬로 연결함으로써 달성된다. 2차 패스의 트랜지스터들(601 및 602)의 각각은, 파워 스위칭 트랜지스터(200)의 양단 전압의 절반을 보인다. 본 원리의 간단한 이해를 위하여, 트랜지스터들(601, 602 및 604)의 각각은 동일하고 또한 패스 트랜지스터(200)에 비해 1/A의 W/L 비율을 갖는다. 결과적으로, 트랜지스터들(601, 602 및 604)의 각각에서 흐르는 전류는 I_switch/2A와 동일하다. 이것은, 이들 2개의 직렬 트랜지스터들(601 및 602)이 분리된 게이트 제어를 갖지 않는다면 해결될 수 없다. 파워 스위칭 트랜지스터(200)의 "온"상태 동안에 정확한 V_sw/2 값을 보장하기 위해서, 이 2개의 직렬 트랜지스터들(601 및 602)의 양자는 그들의 게이트들이 파워 스위칭 트랜지스터(200)와 같은 전압에 결합되어야 한다. 그러나 파워 스위칭 트랜지스터(200)가 "오프"인 경우에는, 트랜지스터(602)의 게이트 전압은, 트랜지스터(602)를 "온" 조건으로 유지하는 값에 결합되는 반면에, 트랜지스터(601)의 게이트 전압은 파워 스위칭 트랜지스터(200) 게이트 전압에 결합된다. 따라서, 트랜지스터(601)가 "오프"인 이후로부터, 트랜지스터(602)의 양단 전압은 영(0)으로 떨어진다. 결과적으로, 트랜지스터(601)의 양단 전압은 대략 0 내지 V_sw/2의 범위이다. 따라서, 전류 컨베이어가 추종해야하는 전압 스윙은 단지 0 내지 V_sw/2이다. 트랜지스터들(601, 602 및 604)의 상대적인 사이즈뿐만 아니라, 여기에서 개시된 1/2 비율은 0과 1 사이의 임의의 분수일 수 있음은, 예상될 수 있으며 본 발명의 범위 이내이다.

본 발명은 다양한 수정물 및 대체 형태를 포함할 수 있지만, 특정의 실시예들이 도면을 참조하여 도시되고 상세하게 설명되었다. 하지만, 여기에 설명된 특정의 실시예들은, 여기에 개시된 특정 형태들로 본 발명을 제한하고자 하는 것이 아니며, 반대로, 본 발명은 첨부한 청구항들에 의해 정의되는 모든 수정물 및 균등물을 포함하는 것이다.

첨부한 도면을 참조한 이어지는 설명을 통해, 본 발명을 더욱 완전하게 이해할 수 있다.
도 1은 본 발명에 따른, 고전압, 비-동기, 하이-사이드 구동 스위칭 레귤레이터에 대한 도식적인 다이어그램이다.
도 2는 종래 기술의 스위칭 파워 트랜지스터 및 전류 센싱 회로에 대한 간략한 도식적인 다이어그램이다.
도 3은 본 발명에 따른, 설명을 위해 온 및 오프 조건들을 보여주는, 스위칭 파워 트랜지스터 및 전류 컨베이어에 대한 간략한 도식적인 다이어그램들이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른, 도 1의 집적회로 디바이스의 일부에 대한 상세한 도식적인 다이어그램이다.
도 5는 본 발명의 다른 실시예에 따른, 도 1의 집적회로 디바이스의 일부에 대한 상세한 도식적인 다이어그램이다.
도 6은 본 발명의 또다른 실시예에 따른, 도 1의 집적회로 디바이스의 일부에 대한 상세한 도식적인 다이어그램이다.

실시예들의 상세한 내용이 첨부한 도면에 도식적으로 도시되어 있다. 도면에서 같은 요소들은 같은 번호로 표시되며, 유사한 요소들은 서로 다른 첨자를 갖는 같은 번호로 표시된다.

일반적으로, 파워 컨버터는, 어떤 형태의 에너지를 연속적인 기준(basis)의 다른 형태로 변환하는 디바이스로서 정의될 수 있다. 그러한 파워 시스템에서 자체의 변환 기능을 수행하는 동안의 에너지의 모든 저장 또는 손실은, 일반적으로 에너지 변환 처리와 똑같다. 그러한 기능에 다양한 비용, 신뢰성, 복잡성 및 효율성을 제공할 수 있는 다양한 타입의 디바이스들이 존재한다. 파워 변환의 메커니즘들은, 본질적인 기계적, 전기적, 또는 화학적 처리와 같은, 많은 기본 형태들을 가질 수 있다. 여기에서의 초점은, 인덕터들, 커패시터들, 트랜스포머들, 스위치들, 및 저항들을 포함하는 부품들의 통제된 셋트를 이용하여, 전기적으로 및 동적인 방식으로 에너지 변환을 수행하는 파워 컨버터들에 맞춰진다. 이러한 회로 부품들이 연결되는 방식은 소망하는 파워 변환에 의해 결정된다. 저항들은 원치않는 파워 손실을 초래한다. 일반적인 대부분의 전자 기기들에서, 고효율은 우선적인 요구사항이기 때문에, 저항성 회로 요소들은 메인 파워 제어 패스에서 회피되거나 최소화되어야 한다. 드문 경우들에서만 또한 매우 특수한 이유를 위해서만, 파워 소모 저항값들이 메인 파워 제어 패스에 도입된다. 전체 시스템의 시퀀스, 모니터링 및 제어 전자 장치들과 같은 부수적인 회로들에서, 높은 값의 저항들은 일반적으로 그들의 손실 기여가 크지않으므로 흔하게 사용된다.

도 1은, 본 발명에 따른, 고전압, 비-동기, 하이-사이드 구동 스위칭 레귤레이터에 대한 도식적인 다이어그램이다. 부호(100)로 표시된 스위칭 레귤레이터는, 파워 트랜지스터(200), 파워 트랜지스터 드라이버(106), 레벨 시프터(108), 펄스폭 변조(PWM) 제어 회로(110), 및 전류 센싱 회로(112)를 포함하는 집적 회로 디바이스(102)로 구성된다. 스위칭 레귤레이터(100)를 완성하기 위한 추가적인 부품들은, 쇼트키 다이오드(118), 부스트 커패시터(120), 인덕터(122), 파워 다이오드(124), 필터 커패시터(126), 부하 저항(128)(실제로 연결된 부하일 수 있음), 및 전압 분배 저항들(130 및 132)을 포함할 수 있다.

부스트 커패시터(120)는, 예를 들면, Vdd인 동작 전압을, 예를 들면, 레벨 시프터 및 스위치(200)의 드라이버와 같이 디바이스(102)에서 동작하는 특정 회로 소자들에 공급하도록 설계된다. 전압 분배 저항들(130 및 132)은, PWM 제어 회로(110)에 연결된 노드(156)로 출력 전압의 스케일된 다운값(down representation)을 공급한다. 전류 센싱 회로(112)는, 입력 전류(154)(I_sense)를 PWM 제어 회로(110)에 공급한다. PWM 제어 회로(110)는, 입력 전류(154)(I_sense)와 출력 전압(156) 피드백 신호들을 이용하여 정류된 출력 전압을 생성하도록, 예를 들면 배터리(114)인 전압원의 정류되지않은 서플라이 전압으로부터 전달되는 전하를 효율적으로 제어한다.

상당한 측정 지연의 도입없이 입력 전류(154)(I_sense)를 정밀하게 센싱함으로써, 양호한 부하 레귤레이션이 달성된다. 낮은 센싱 지연은, 출력 전류들의 넓은 범위 및 높은 입력-출력 전압비들에 걸쳐서, 고정된 듀티 사이클 PWM 제어를 보장한다.

도 4는, 본 발명의 일 실시예에 따른, 도 1의 집적회로 디바이스의 일부에 대한 상세한 도식적인 다이어그램이다. 전류 센싱 회로(112)에 있어서, 센싱 속도는 대부분의 센싱 회로군을 항상 활성상태(active)로 유지함으로써 보장되고, 정확도는 파워 트랜지스터가 스위칭할 때 전류 컨베이어의 입력에서의 전압 스윙을 최소화함으로써 보장된다. 이것은, 전류 센싱 회로(112)의 일부를 2개의 직렬 연결된 트랜지스터들(201 및 202)로 분할함으로써 달성되는데, 트랜지스터(201)는 게이트 및 소스가 파워 트랜지스터(200)와 같은 연결을 가짐으로써 제1 트랜지스터가 파워 트랜지스터와 동기되어 동작하고, 제2 트랜지스터(202)는 트랜지스터들(207, 208, 210 및 211)을 포함하는 전류 컨베이어 회로의 입력에서의 전압 스윙을 모니터링하는 게이트 드라이브 설계를 갖는다.

전류 센싱 회로(112)의 핵심은 트랜지스터들(201, 202, 203, 204, 205, 206, 207, 208, 210 및 211)을 포함한다. 트랜지스터(209)는 균형(balance)을 위한 목적으로 추가되었는데, 이하에서 상세히 설명한다. 트랜지스터들(201, 202 및 203)은 파워 트랜지스터(200)와 동일한 타입이지만, 사이즈에 있어서는 파워 트랜지스터(200)의 일부에 지나지 않는다. 트랜지스터들(201 내지 211) 중 나머지는, 입력-출력 전압 범위 및 그 출력 전류들에 의존하여, 전달되어야할 전체 센싱 전류 범위에 걸쳐 정확한 동작 조건들을 갖도록 사이즈된다.

도 1 및 도 4에 도시된 회로들의 동작은 다음과 같다. 노드(152)에서의 드라이브 전압이 노드(162)에서의 스위칭된 전압에 대해 HIGH(H)로 이동하면, 트랜지스터들(200 및 201)은 온(ON)된다. 노드(152)에서의 드라이브 전압이 임계 전압만큼 노드(160)에서의 입력 전압을 초과하여 증가하면, 트랜지스터(205)(PMOS)는 턴온(ON)되고 트랜지스터들(202 및 203)의 게이트들이 노드(152)에서의 드라이브 전압에 연결된다. 이에, 트랜지스터들(200, 201, 202 및 203)은 게이트들이 같은 전위에 연결된다.

트랜지스터들(202 및 203)은 바람직하게는 적어도 2의 팩터(factor)만큼 트랜지스터(201)보다 크다. 제한되는 것은 아니지만, 예를 들면, 3의 비율을 지정할 수 있다. 이것은, 트랜지스터(202)의 드레인과 소스 사이의 저항값이, 트랜지스터(201)의 드레인과 소스 사이의 저항값의 대략 1/3과 같음을 의미한다. 이에 의해, 트랜지스터(202)를 통한 전류(I₂₀₂)는 트랜지스터(201)를 통한 전류(I₂₀₁)보다 3배 크다. 따라서, I₂₀₁보다 2배 큰 전류가 전류 컨베이어(트랜지스터들(206 및 207))의 입력에 전달될 것이다. 트랜지스터들(206 및 207)은 서로 똑같고, 그래서 전류(I₂₀₁)의 2배는 트랜지스터들(206 및 207) 간에 동일하게 나뉘어진다. 마지막으로, 트랜지스터들(206 및 207)로 흐르는 전류(I₂₀₆ 및 I₂₀₇)는 트랜지스터(201)로 흐르는 전류와 동일하다(I₂₀₆ = I₂₀₇ = I₂₀₁). 트랜지스터(203)로 흐르는 전류(I₂₀₃)는 트랜지스터들(208 및 209)(I₂₀₈ 및 I₂₀₉) 간에 나뉘어진다. 트랜지스터(208)는 실질적으로 트랜지스터(207)와 동일하고, 트랜지스터(209)는 실질적으로 트랜지스터(208)의 2배 사이즈이다. 그래서, 트랜지스터(209)는 트랜지스터(208)로 흐르는 전류의 2배로 구동한다(I₂₀₉ = 2×I₂ ₀₈). 마지막으로, 트랜지스터(208)의 전류(I₂₀₈)가 트랜지스터(207)로 흐르는 전류(I₂₀₇)와 실질적으로 동일하면, 트랜지스터(209)로 흐르는 전류(I₂₀₉)는 트랜지스터들(201 및 206)로 흐르는 전류들의 합과 균형을 이룬다(I₂₀₉ = I₂₀₁ + I₂₀₆). 트랜지스터들(202 및 203)의 게이트-소스 전압들이 실질적으로 동일하게 설정되면, 트랜지스터(207)를 통한 전류(I₂₀₇)는 트랜지스터(208)에 의해 미러링되고, 전류 컨베이어(트랜지스터들(206 및 207))의 전류는 파워 트랜지스터(200)를 통한 전류(I₂₀₀)를 추종하기 시작한다.

신호(154)(I_sense)를 통하여 제어 회로군으로 전달된 전류값은, 다음과 같이 추정된다:

I₂₀₁=(1/2)×(W₂₀₁/W₂₀₀)×I₂₀₀

트랜지스터(202)=n×트랜지스터(201) => I₂₀₂=n×I₂₀₁

트랜지스터(206)=트랜지스터(207) => I₂₀₆=I₂₀₇=(1/2)×(n-1)×I₂₀₁

이때, n=3, I₂₀₆=I₂₀₇=I₂₀₁이다. 그러므로, 이 경우, 제어 회로군으로 전달되는 전류(I₂₀₆)는:

I₂₀₆=I₂₀₇=I₂₀₁=(1/2)×(W₂₀₁/W₂₀₀)×I₂₀₀

전류 컨베이어의 정확도는 트랜지스터들(202 및 203)의 매칭과 직접 관련된다. 양호한 매칭을 위해서는, 트랜지스터들(202 및 203)은 같은 사이즈이거나 사이즈가 거의 같아야 한다. 그렇기 때문에, I₂₀₀이 커서 전류 컨베이어에서 큰 값의 전류를 초래할 때에는, 트랜지스터들(202 및 203)이 더이상 동일한 조건하에서 동작할 수 없으므로, 더 큰 전류를 트랜지스터(203)(I₂₀₃)에 대하여 트랜지스터(202)(I₂₀₂)로부터 드레인시키는 것은 전류 컨베이어에서의 오프셋 생성을 초래한다

이러한 조건을 제거하기 위해서, I₂₀₂와 I₂₀₃ 간의 차분과 동일한 전류를 접지로 (트랜지스터(209)를 통해) 바이패스시킴으로써, 전류 컨베이어(트랜지스터들(206 및 207))와 트랜지스터들(202 및 203)의 바이어스 조건들의 균형을 유지한다. 회로의 사이즈가 임계적인 경우에는, 전류 센싱 회로 사이즈는, 트랜지스터(209)를 통한 전류(I₂₀₉)로서, 로우-사이드로 전달된 전류를 이용하여 감소될 수 있고, 이에 의해 트랜지스터(206)에 대한 필요성을 제거한다. 트랜지스터들(208 및 209)의 소스들이 트랜지스터들(206 및 207)의 소스들과 동일한 레벨로 안정화되기 전에 최소 시간을 필요로 하기 때문에, 이 경우에 필요한 대가는 센싱을 시작할 때의 미소한 노이즈 증가이다. 최소 듀티 사이클이 충분히 높은 경우, 이 추가적인 노이즈는 전체 성능에 큰 영향을 미치지 않을 것이다.

스위칭 파워 서플라이 벅 컨버터들은, 인덕터 전류가 항상 0보다 크면 연속 전류 전도 모드로 동작하고, 또는 스위칭 사이클에서 전류가 0으로 감소하면 불연속 전류 전도 모드로 동작한다.

불연속 전류 전도 모드는, 좁은 듀티 사이클들에 부합되며, 높은 입력-출력 전압비 및 낮은 출력 전류 요구의 결과이다. 이러한 경우에 있어서, 센싱이 사이클의 단지 일부분에서 발생하기 때문에, 특히 저주파 벅 컨버터들에 있어서, 전류 컨베이어의 전류는 다음 사이클의 시작 타임까지 0으로 감소될 수 있다. 전류 컨베이어의 스타트업 타임(startup time)이 입력/출력 레귤레이터 전송 기능에서 요구되는 듀티 사이클보다 더 클 수 있는 지연들을 추가하기 때문에, 전류 컨베이어에서의 0 전류는 증가된 센싱 지연으로 바뀐다. 이러한 특정 경우(좁은 듀티 사이클)에 있어서 센싱 지연들을 갖는 것은, 스위칭 레귤레이터의 출력 필터링을 더욱 어렵게 만드는 변동 듀티 사이클을 초래한다.

이러한 0 전류 조건을 제거하기 위해, 사이클의 OFF 시간 동안, 전류가 최소 레벨 이하로 감소할 때, 전류가 동적으로 전류 컨베이어로 주입된다. 동적인 바이어스는 트랜지스터들(220, 221 및 222)에 의해 수행되고 다음과 같이 동작한다: 전류 컨베이어의 전류가 감소하면, 트랜지스터(211)의 게이트-소스 전압이 감소한다. 결과적으로, 트랜지스터(222)의 게이트-소스 전압이 증가하고, 트랜지스터(222)가 턴온(ON)된다. 트랜지스터(222) 전류(I₂₂₂)는 트랜지스터(211)(I₂₁₁)를 통해 흐르고 트랜지스터(210)(I₂₁₀)에 의해 미러링되어서, 최소 전류가 전류 컨베이어(트랜지스터들(206 및 207)에 유지된다.

센싱 정확도를 낮출 수 있는 불연속 전류 전도 모드에 제2 조건이 존재한다. 인덕터 전류가 0으로 감소하면, 노드(162)에서의 스위칭된 전압 전위는 큰 제한들 내에서 변동하기 시작한다. 이 변동이 트랜지스터들(202 및 203)의 게이트들에 연결되고 또한 노드(162)에서의 전압 오실레이션의 진폭 및 주파수가 사이클로부터 사이클까지 일정하기 않기 때문에, 서로다른 오프셋 값들이 하나의 사이클로부터 다른 사이클까지 센싱 전류에 추가될 수 있고, 고정된 입력/출력 전압비 및 고정된 출력 전류인 경우일지라도 변동 듀티 사이클을 초래한다. 오프셋을 제거하기 위하여, 다이오드 연결 NMOS 트랜지스터(204)가 이용될 수 있다. 일정한 전류(I_stab)를 트랜지스터(204)를 통해 (일정한 전류 싱크(234)를 통해) 통과시킴으로써, 트랜지스터(204)의 게이트-소스 전압은 일정하게 유지된다. 이 방법에서, 트랜지스터들(202 및 203)의 게이트-소스 전압은 각 사이클의 시작에서 동일하다. 온(on) 시간 동안, 트랜지스터(204)는 차단된다(cutoff).

스위칭 노이즈는, 출력 전압 레귤레이션의 정도에 영향을 미치는 하나의 팩터이다. 전류 컨베이어에 의해 전류가 수집되는 지점에서의 전압 스윙이 매우 낮을지라도, 노드(160)에서의 입력 전압의 증가에 따라 약간의 노이즈는 여전히 존재하고, 이 노이즈는 센싱 회로에 주입된다. PWM 제어 신호의 듀티 사이클은 매우 낮기 때문에, 노이즈는 입력/출력 전압비가 매우 높은 경우에 치명적일 수 있다. 더 나쁘게는, 비-동기 벅 레귤레이터에 있어서, 기생 커패시턴스와 정류 다이오드(124)의 속도가 센싱 타임 간격의 시작에서 고전류 스파이크를 초래한다. 전류 컨베이어 자체에서 노이즈가 이미 제거되었다면, 트랜지스터(206)(I₂₀₆)를 통해 흐르는 전류가 제어 회로군(예를 들면, 펄스폭 변조(PWM 제어 회로(110))에 직접적으로 영향을 준다.

본 발명의 개시에 따르면, 전류 센싱 해결책은 2가지 메커니즘에 의해 노이즈를 제한한다: 1) (인버터(236)로부터) 사이클의 OFF 시간 동안에 트랜지스터(219)를 ON시킴으로써 스위칭 사이클의 시작에서, 스위칭 노이즈의 일부가 접지로 바이패스되고, 및 2) 전류 미러링 트랜지스터들(214, 215, 216 및 217)이 전류 컨베이어로부터 PWM 제어 회로(110)로 흐르는 전류를 평탄하게(smooth) 하기 위해 이용된다. 빠른 속도를 유지하기 위하여, 트랜지스터들(218 및 219)이 전류원(I_bias)(I_bias1 + I_bias2)(예를 들면, 일정한 전류 싱크들(230 및 232))에 의하여 전도상태인 경우에, 트랜지스터(215)는 전류 컨베이어로부터 들어오는 전류가 접지로 바이패스되더라도 바이어스된다.

트랜지스터(213)는 트랜지스터(206)를 통한 전류(I₂₀₆)가 트랜지스터들(218 및 219)에 의해 접지로 드레인(예를 들면, 바이어스)될 때 트랜지스터(215)를 분리시키기 위해 이용되고, 트랜지스터(212)는 회로 대칭을 위해 이용된다.

도 5는, 본 발명에 따른 다른 실시예로서, 도 1의 집적 회로 장치의 일부에 대한 더욱 상세한 도식적인 다이어그램이다. 도 5의 회로는, 도 4에 도시된 회로와 실질적으로 같은 방식으로 동작하지만, 저-입력 전압 디바이스들을 위해 이용될 때에는 트랜지스터들(212, 213, 214, 215, 216 및 217)에 의해 제공되는 필터링과 전류 소스(230)(도 4)가 더 이상 필요하지 않다. 도 5의 간략화된 회로는, 전류 소모를 적게 하고 또한, 집적 회로 디바이스(100)의 전류 센싱 회로를 위하여 요구되는 영역을 감소시킨다. 하지만, 매우 높은 듀티 사이클의 경우에는, 커패시터(336) 상의 잔여 전압 축적(buildup)의 가능성이 고려되어야만 한다. 또한, 낮은 입력/출력 전압비들의 경우, 듀티 사이클이 충분히 높으면 센싱 회로로 주입되는 제한된 노이즈가 전체 센싱 전류의 매우 작은 부분에 해당하기 때문에 추가적인 필터링이 불필요하다. 주로 넓은 범위의 출력 전압들 및 전류들을 전달하는 고전압 레귤레이터들에 있어서, 요구되지는 않지만, 최소 필터링을 구비하면, 모든 출력 전압들 및 전류 범위들에 대하여 정확도를 증가시킬 수 있다.

도 6은 본 발명의 또다른 실시예로서, 도 1의 집적 회로 디바이스의 일부에 대한 더욱 상세한 도식적인 다이어그램이다. 전류 센싱을 구현하는 또다른 방법이 도 6에 도시된다. 트랜지스터(237)의 게이트를 트랜지스터(211)의 게이트에 연결함으로써, 트랜지스터(237)를 통과하는 전류(I₂₃₇)는 컨베이어(트랜지스터들(207, 208, 210 및 211)을 통과하는 전류의 미러링 및 I₂₀₀의 일부일 수 있다. 이 구성에서, 트랜지스터들(206 및 209)은, 트랜지스터들(201, 202 및 203) 간의 비율이 트랜지스터들(202 및 203)이 항상 동일한 동작 조건들을 갖는다면, 더이상 요구되지 않는다.

센싱된 입력 전류(154a)(트랜지스터(237)를 통한 전류(I₂₃₇))는, 도 4 및 5에 도시된, 센싱된 입력 전류(154)(I_sense)에 비교하여 반대 극성을 가질 것이다. 몇몇의 회로 설계들은 이러한 극성을 갖는 센싱 전류로 동작하는데, 이 경우, 전류 센싱 회로는 집적 회로 다이(도시하지 않음) 상에서 가능한 최저 사이즈로 구현될 수 있다. 하지만, 이 경우, 추가 필터링이 없기 때문에; 노이즈가 다소 높아 최소 가능 듀티 사이클이 제한된다. 이 경우에도, 상술한 바와 같이, 고주파 성분들을 제거하는 필터링 전류 미러링 네트워크들을 이용함으로써 추가 필터링이 수행될 수 있다.

본 발명이 실시예들을 참조하여 묘사되고, 설명되고 또한 정의되었지만, 그러한 참조는 본 발명의 한정을 의미하는 것이 아니며, 그러한 한정이 암시되어서도 안된다. 개시된 사항들은 형태 및 기능에서의 다양한 수정물, 대체물 및 균등물이 가능하다는 것은, 본 발명의 기술 분야에서의 당업자에게 있어 자명하다. 본 발명의 묘사되고 설명된 실시예들은 단지 예시일 뿐이며, 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.

Claims

전압 스위칭 레귤레이터의 제어를 위한 입력 전류 및 출력 전압 센싱을 갖는 집적 회로 디바이스로서,
전압원에 연결된 드레인, 전압 스위칭 레귤레이터의 인덕터에 연결된 소스, 및 제어를 위한 게이트를 갖는 파워 스위칭 트랜지스터;
상기 파워 스위칭 트랜지스터의 상기 게이트에 연결된 출력을 갖는 드라이버 회로;
상기 드라이버 회로의 입력에 연결된 전압 레벨 시프터 회로;
상기 파워 스위칭 트랜지스터을 통한 부하 전류를 표현하는 센스 전류를 공급하는 전류 센스 회로; 및
상기 전압 레벨 시프터 회로에 연결된 출력, 상기 전압 스위칭 레귤레이터의 전압 출력을 표현하는 전압 피드백 신호를 수신하기 위한 제1 입력, 및 상기 전류 센스 회로로부터 상기 센스 전류를 수신하기 위한 제2 입력을 갖는 스위칭 레귤레이터 제어 회로를 포함하고,
상기 전류 센스 회로는:
상기 파워 스위칭 트랜지스터에 연결된 전류 미러링 네트워크, 및
상기 전류 미러링 네트워크에 연결된 전류 컨베이어를 포함하고,
상기 전류 컨베이어는 상기 센스 전류를 공급하고, 상기 전류 컨베이어는 항상 전류 흐름을 유지하도록 동적으로 바이어스된 것을 특징으로 하는 집적 회로 디바이스.
제1항에 있어서,
상기 스위칭 레귤레이터 제어 회로는, 펄스폭 변조(PWM) 스위칭 레귤레이터 제어 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 집적회로 디바이스.
제1항에 있어서,
상기 전류 미러링 네트워크의 센싱 트랜지스터의 양단 전압은, 상기 파워 스위칭 트랜지스터가 온이면 상기 파워 스위칭 트랜지스터의 전압과 동일하게 하고, 또한 상기 파워 스위칭 트랜지스터가 오프이면 영(0) 전압이 되게 하는 것을 특징으로 하는 집적회로 디바이스.
제3항에 있어서,
상기 전류 컨베이어에 대한 입력에서의 전류 스윙은, 상기 파워 스위칭 트랜지스터와 병렬인 2차 전류 패스를 통해 동적으로 감소되는 것을 특징으로 하는 집적회로 디바이스.
제4항에 있어서,
상기 2차 전류 패스는 직렬로 연결된 서로 동일한 제1 및 제2 트랜지스터들에 의해 제공되고, 그에 의해 상기 제1 및 제2 트랜지스터들의 각각은 상기 파워 스위칭 트랜지스터의 양단 전압의 1/2을 갖는 것을 특징으로 하는 집적회로 디바이스.
제5항에 있어서,
상기 직렬 연결된 제1 및 제2 트랜지스터들은,
상기 제1 트랜지스터의 양단 전압은 상기 파워 스위칭 트랜지스터의 양단 전압의 x 부분(0<x<1)이고, 상기 제2 트랜지스터의 양단 전압은 상기 파워 스위칭 트랜지스터의 양단 전압의 (1-x) 부분이 되는 방식으로 사이즈가 설정되는 것을 특징으로 하는 집적회로 디바이스.
제1항에 있어서,
상기 전류 컨베이어의 입력에서의 상기 전압 스윙은 상기 파워 스위칭 트랜지스터를 온 및 오프로 스위칭할 때 최소화되는 것을 특징으로 하는 집적회로 디바이스.
제1항에 있어서,
상기 전압 스위칭 레귤레이터가 불연속 전류 전도 모드인 경우, 상기 전류 컨베이어에 연결된 다이오드 연결 트랜지스터(diode connected transitor)를 통해 정전류를 싱크(sink)함으로써, 전압 센스 오프셋이 감소되는 것을 특징으로 하는 집적회로 디바이스.
전압 스위칭 레귤레이터의 제어를 위한 입력 전류 및 출력 전압 센싱을 갖는 집적회로 디바이스로서,
전압원에 연결된 드레인, 상기 전압 스위칭 레귤레이터의 인덕터에 연결된 소스, 및 제어를 위한 게이트를 갖는 파워 스위칭 트랜지스터;
상기 파워 스위칭 트랜지스터의 상기 게이트에 연결된 출력을 갖는 드라이버 회로;
직렬로 연결된 제1 및 제2 트랜지스터로서, 직렬로 연결된 상기 제1 및 제2 트랜지스터들은 상기 파워 스위칭 트랜지스터의 상기 소스 및 드레인에 병렬로 연결되고, 상기 드라이버 회로의 제1 입력은 상기 제1 트랜지스터의 드레인과 상기 제2 트랜지스터의 소스에 연결된 제1 및 제2 트랜지스터; 및
상기 제2 트랜지스터의 드레인 및 게이트에 각각 연결된 드레인 및 게이트, 상기 드라이버 회로의 제2 입력에 연결된 소스를 갖는 센싱 트랜지스터를 포함하고,
상기 센싱 트랜지스터의 상기 게이트 및 상기 제2 트랜지스터의 게이트는, 상기 파워 스위칭 트랜지스터가 온이면 펄스폭 변조(PWM) 제어 출력에 연결되고, 상기 파워 스위칭 트랜지스터가 오프이면 스탠바이(standby) 전압값에 연결되고,
상기 제2 트랜지스터 및 상기 센싱 트랜지스터의 게이트들에서의 전압은 상기 전압원 전압(sourced voltage)의 1/2을 초과하지 않는 것을 특징으로 하는 집적회로 디바이스.
전압 스위칭 레귤레이터로의 전류를 측정하고 상기 전압 스위칭 레귤레이터의 제어를 위하여 해당 센스 전류값들을 생성하는 경우의 전류 센싱 지연을 감소시키기 위한 방법으로서,
파워 스위칭 트랜지스터에 연결된 제1 전류 미러링 네트워크를 제공하는 단계로서, 상기 제1 전류 미러링 네트워크를 통한 전류가 상기 파워 스위칭 트랜지스터를 통한 전류 변화들을 추종하는 단계;
상기 제1 전류 미러링 네트워크에 연결된 전류 컨베이어를 제공하는 단계로서, 상기 전류 컨베이어는 상기 제1 전류 미러링 네트워크로부터 전류값들을 수신하고 전압 스위칭 레귤레이터 제어 회로에 의해 이용될 상기 전류 센스값들을 제공하고, 상기 전류 컨베이어는 항상 그것을 통해 흐르는 소정의 전류를 갖는 단계; 및
상기 전류 컨베이어 입력에서의 전압 스윙을 제한하는 단계;를 포함하는 전류 센싱 지연을 감소시키는 방법.
제10항에 있어서,
상기 파워 스위칭 트랜지스터가 오프이고 상기 전류 컨베이어를 통한 전류가 최소 전류값 이하로 감소하면, 상기 전류 컨베이어로 전류를 동적으로 주입하는 단계를 더 포함하는 전류 센싱 지연을 감소시키는 방법.
제10항에 있어서,
적어도 하나의 제2 전류 미러링 네트워크를 이용하여, 상기 전류 컨베이어로부터 상기 전압 스위칭 레귤레이터 제어 회로로의 상기 전류 센싱값들을 평탄하게(smoothing) 하는 단계를 더 포함하는 전류 센싱 지연을 감소시키는 방법.