TWI528697B - 用於控制一電壓切換調節器之積體電路器件及用於減小電流感應延遲之方法 - Google Patents

用於控制一電壓切換調節器之積體電路器件及用於減小電流感應延遲之方法 Download PDF

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Description

用於控制一電壓切換調節器之積體電路器件及用於減小電流感應延遲之方法
本揭示內容係關於切換調節器功率供應，及更特定言之，本發明係關於在一切換調節器功率供應中具有最小量測延遲的高分辨率電流量測。
此申請案主張對由Philippe Deval、Philippe Gimmel、Marius Budaes、Daniel Leonescu、Terry Cleveland及Scott Dearborn共同擁有的題為「用於高電壓切換調節器之有效電流感測(Effective Current Sensing for High Voltage Switching Regulators)」、於2010年2月1日申請之美國臨時專利申請案號61/300,174具有優先權，並為一切目的而以引用方式併入本文中。
隨著對低功率應用尋求更高效率，越來越多的線性調節器解決方案正被切換調節器解決方案替代。然而，目前技術切換調節器之限制通常係限於監測電壓輸入/電壓輸出(VIN/VOUT)比率。當使用電流感測以控制切換調節器功率供應時，量測輸入電流以產生所感測的電流值時，尤其是切換功率供應之一高電壓調節器以極低之作用時間循環操作時，可存在明顯延遲。在高性能之高電壓切換調節器中，電流感測精度至關重要。
參考圖2，描繪的係一先前技術之切換功率電晶體及電流感測電路之一簡化示意圖。此電路係使用於類似圖1中繪示之高電壓異步高側驅動切換調節器電路中。電流感測之基本原理係量測流動於如功率切換電晶體200之相同條件下係偏壓的一感測電晶體548中之電流。量測電流係由該功率切換電晶體200與感測電晶體548之間之一縱橫比(通常在從大約1/1000至大約1/10,000之範圍內)來加權。一電流傳輸器(540、546)係用於迫使跨感測電晶體548之電壓等於該功率切換電晶體200之電壓。在操作期間，跨該功率切換電晶體200之電壓根據該功率切換電晶體200為「開」或者「關」而變化很大，及切換斜率係極快(dv/dt極高)。該電流傳輸器必須依循功率切換電晶體200上之電壓，從而引起精確度明顯損失以及量測雜訊。隨著DC/DC轉換器之傳送比率，切換雜訊增加及精確度下降。
藉由減小電流感測延遲(例如，輸入電流之量測與感測電流值之產生之間之明顯延遲減小)可解决上面提及之問題並獲得其他或進一步益處，同時藉由使用電流複製(鏡像)及一電流傳輸器，可在量測通過一切換功率電晶體之電流時保持高精確度。
根據此揭示內容之教示，一電流感測電路可以對通過一高電壓功率切換器件之一電流值的良好量測精確度及降低之延遲而偵測。就感測器而言，兩個最重要的參數為精確度及速度。快速回應允許對高速器件有更好控制，同時精確度可確保提高調節分辨率。這同樣適用於高電壓之峰值電壓模式控制降壓調節器的情況。快速之電流感測速度允許高輸入/輸出電壓比率及大輸出電流範圍，及高量測精確度可確保最小化PWM控制信號抖動之穩定的逐循環PWM脈衝寬度。
此產生一高電壓切換調節器，其在輸入電流之量測與至控制電路之感測電流值之產生之間具有明顯減小之電流感測延遲，同時使用電流複製及一電流傳輸器在量測通過一功率切換電晶體之電流時保持精確度。輸入電流之高感測精確度確保良好的負載調節，低感測延遲在一大範圍之輸出電流及高輸入/輸出電壓比率之情況下確保一穩定的固定作用時間循環。一電流傳輸器係用以將高側電流值傳送至低側控制電路，例如，脈衝寬度調變(PWM)控制。該電流傳輸器總是開啟(例如，總是存在一些電流流動)，從而最小化任何電流量測延遲。此係藉由動態加偏壓於該電流傳輸器而實現。其中可確保電流傳輸器之平衡並最小化該電流傳輸器之輸入端處之偏移。
本發明之原理係迫使跨感測電晶體之電壓等於該功率切換電晶體僅在「開啟」狀態期間之電壓並迫使跨該感測電晶體在該功率切換電晶體之「關閉」狀態期間為零電壓。由此動態減小在該電流傳輸器輸入端處之電壓擺動，以明顯提高精確度並大大降低量測電流上之切換雜訊。在實施時，此原理係很難直接應用。此係為何在「開啟」狀態期間跨通道電晶體之電壓之僅一分率(通常為一半)將用於感測電流，如圖3(a)中繪示。現參考圖3，其根據此揭示內容之教示，繪示為解釋之目的而繪示開啟及關閉條件下之一切換功率電晶體及電流傳輸器之諸簡化示意圖。電晶體604為感測電晶體及電晶體200為功率切換電晶體。增加一與該功率切換電晶體200並聯的副路徑以用作該感測電晶體604之一參考。此副路徑係藉由將兩實質上相同之電晶體601及602串聯連接而實現。因此該副路徑之該等電晶體601及602之各者可得到跨該功率切換電晶體200之電壓之一半。為了簡化本原理之理解，電晶體601、602及604之各者係相同的且具有與該通道電晶體200相比之W/L比率為1/A。由此流動於電晶體601、602及604之各者中之電流係等於Iswitch/2A。此不能解決問題，除非此兩串聯電晶體601及602具有一分離的閘極控制。為了在該功率切換電晶體200之「開啟」狀態期間確保正確的Vsw/2值，此兩串聯電晶體601及602之兩者之閘極係連結至如該功率切換電晶體200之相同電壓。但當該功率切換電晶體200為「關閉」時，只有電晶體601之閘極電壓係連結至該功率切換電晶體200之閘極電壓，而電晶體602之閘極電壓係連結至可使其保持於一「開啟」條件下之一值。因此由於電晶體601為「關閉」，所以跨電晶體602之電壓降為零。因此，跨電晶體601之電壓在大約0與Vsw/2之間變化。因此該電流傳輸器必須依循之電壓擺動係僅0至Vsw/2。可預期(及在此揭示內容之範圍內)文中描述之比率可為0與1之間之任意分率，電晶體601、602及604之相對大小亦是如此。
藉由參考結合諸附圖而進行之以下描述可獲得本發明之揭示內容之一更完整的瞭解。
雖然本揭示內容可以有各種修改或替代形式，但其特定例示性實施例已繪示於圖式中並詳細描述於本文中。然而，應瞭解文中特定例示性實施例之描述並非意欲將揭示內容限制於文中揭示之特定形式，相反的，此揭示內容係欲涵蓋如隨附申請專利範圍所定義之全部修改及均等物。
現參考圖式，示意性繪示諸特定例示性實施例之細節。圖式中之相同元件將由相同數字表示，及類似元件將由具有一不同的小寫字母下標之相同數字表示。
就一般意義而言，一功率轉換器可被定義為連續將一種形式之能量轉換成另一種形式之能量的一器件。當此功率系統正在執行其轉換功能時，在此功率系統內之能量之任何儲存或損失係通常等於能量轉變之過程。存在許多類型的器件可以不同程度的成本、穩定性、複雜性及效率提供此功能。用於功率轉換之機構可採用許多基本形式，例如本質上為機械、電子或化學處理的形式。文中焦點係集中於可電動地及以一動態方式執行能量轉變之功率轉換器，使用包含電感器、電容器、變壓器、開關及電阻器之一限制組組件。此等電路組件如何連接係由所需之功率轉變決定。電阻器可引起不期望之功率損失。由於高效率在大多數應用中通常為一最重要之需求，所以在主功率控制路徑中應避免或儘量減少電阻性電路元件。只有在極少場合或因為極特殊原因，功率消耗電阻才會被引入主功率控制路徑中。在輔助電路(諸如一總系統之序列、監測及控制電子器件)中，係常用高值電阻器，因為該等高值電阻器造成之損失通常可忽略不計。
參考圖1，根據此揭示內容之該等教示描繪了一高電壓異步高側驅動切換調節器之一示意圖。一切換調節器(大致以數字100表示)係組態有一積體電路器件102，該積體電路器件102包括一功率電晶體200、一功率電晶體驅動器106、一位準移位器108、一脈衝寬度調變(PWM)控制電路110及一電流感測電路112。使該切換調節器100完整之額外組件包括一肖特基二極體118、一升壓電容器120、一電感器122、一功率二極體124、一濾波電容器126、一負載電阻器128(可為實際連接負載)及分壓器電阻器130及132。
該升壓電容器120經設計以供應一操作電壓(例如，Vdd)至操作於該器件102中之某些電路元件，諸如該位準移位器及開關200之驅動器。該分壓器電阻器130及132可供應一按比例縮小的輸出電壓至連接至該PWM控制電路110之節點156。該電流感測電路112可將一輸入電流154(Isense)供應至該PWM控制電路110。該PWM控制電路110使用該輸入電流154(Isense)及輸出電壓156回授信號以有效控制從一電壓源(亦即，電池114)之未調節供應電壓傳送之電荷，從而產生調節輸出電壓。
藉由精確感測該輸入電流154(Isense)而不引起明顯的量測延遲，可獲得良好的負載調節。低感測延遲可在一大範圍之輸出電流及高輸入/輸出電壓比率之情況下確保固定的作用時間循環PWM控制
參考圖4，根據此揭示內容之一特定例示性實施例描述了圖1之積體電路器件之一部份之一更加詳細的示意圖。在該電流感測電路112中，藉由保持該感測電路之大部份一直處於作用中以確保感測速度，同時藉由最小化該電流傳輸器之輸入端處在該功率電晶體切換時之電壓擺動來確保精確度。這可藉由將該電流感測電路112之部份分離成兩串聯電晶體201及202來實現，其中電晶體201如功率電晶體200具有至其閘極及源極之相同連接，使得第一電晶體201可與該功率電晶體200同步運作，及第二電晶體202具有一閘極驅動設計以監測包括電晶體207、208、210及211之電流傳輸器電路之輸入端處之電壓擺動。
該電流感測電路112之核心包括電晶體201、202、203、204、205、206、207、208、210及211。增加電晶體209用於如下文中更全面描述之平衡目的。電晶體201、202及203與該功率電晶體200係同一類型，但大小僅僅為該功率電晶體200之大小的一分率。根據其輸入/輸出電壓範圍及輸出電流，該等電晶體201至211之剩餘電晶體經設定大小以在需被傳遞之整個感測電流範圍情況下具有正確的操作條件。
繪示於圖1及圖4中之電路之操作係運作如下：當節點152處之驅動電壓相對於節點162處之切換電壓達到高點(H)時，電晶體200及201開啟。當節點152處之驅動電壓比節點160處之輸入電壓增加一臨界電壓時，電晶體205(PMOS)開啟並將電晶體202及203之該等閘極連接至節點152處之驅動電壓。因此，電晶體200、201、202及203使其閘極連接至相同電位。
電晶體202及203較佳比電晶體201大至少兩(2)倍。例如(但並不限於此)挑選一比率為三(3)。此意指電晶體202之汲極與源極之間之電阻係大約等於電晶體201之汲極與源極之間之電阻之三分之一(1/3)。因此通過電晶體202之電流(I202)為通過電晶體201之電流(I201)的三倍大。因此I201兩倍大之一電流將傳遞至該電流傳輸器(電晶體206及207)之輸入端。電晶體206及207係相同的，因此兩倍之電流I201係均分於電晶體206與207之間。最後，流進電晶體206之電流(I206)及流進電晶體207之電流(I207)係等於流進電晶體201之電流(I206=I207=I201)。流進電晶體203之電流(I203)係分配於電晶體208(I208)與209(I209)之間。電晶體208係實質上等於電晶體207，及電晶體209係實質上兩倍於電晶體208之大小。因此，其可驅動流進電晶體208之電流的兩倍(I209=2*I208)。最後，當電晶體208(I208)中之電流實質上等於流進電晶體207之電流(I207)時，流進電晶體209之電流(I209)可平衡流進電晶體201及206之電流之總和(I209=I201+I206)。通過電晶體207之電流(I207)係被電晶體208複製及該電流傳輸器(電晶體206及207)中之電流開始依循通過該功率電晶體200之電流I200，使得電晶體202及203之閘極至源極電壓實質上相同。
經由信號154傳遞至控制電路的電流值(Isense)可推論如下：
I201=(1/2)*(W201/W200)*I200
電晶體202=n*電晶體201=>I202=n*I201
電晶體206=電晶體207=>I206=I207=(1/2)*(n-1)*I201
其中n=3，I206=I207=I201。因此，在此種情況下，傳遞至控制電路的電流(I206)為：
I206=I207=I201=(1/2)*(W201/W200)*I200
該電流傳輸器之精確度係與電晶體202及203之匹配直接相關。為了良好匹配，電晶體202及203應為相同大小或接近相同大小。因為此(當I200很大時)可導致該電流傳輸器中之電流值很大，使相對於電晶體203(I203)之一更大之電流自電晶體202(I202)洩流可導致該電流傳輸器中具有一偏移，此係因為電晶體202及203不再在相同條件下操作。
為了消除此種狀況，等於I202與I203之間之差值之一電流係旁通至接地(透過電晶體209)以平衡該電流傳輸器(電晶體206及207)及該等電晶體202及203偏壓條件。在該電路之大小係至關重要之情況下，可藉由使用通過電晶體209之電流(I209)作為傳遞至該低側之電流，減小電流感測電路之大小，由此不需要使用電晶體206。在此類情況下所需付出之代價為雜訊略微增加(在感測開始時)，因為電晶體208及209之源極在安定於電晶體206及207之源極的同一位準前需要一最小時間。在最小作用時間循環係足夠高之情況下，此額外雜訊將不會對整體之性能產生一明顯影響。
切換功率供應降壓轉換器可在電感器電流總是大於零時，在連續之電流導通模式下運作，或在電流在切換循環中降低至零時，在非連續電流導通模式下運作。
該非連續電流導通模式對應於一範圍狹小的作用時間循環，及係高輸入/輸出電壓比率及低輸出電流要求之一結果。在此類情況下，因為感測僅僅發生於循環之一分率中(尤其是對於低頻率降壓轉換器)，該電流傳輸器中之電流可在下次循環開始前降低至零。因為該電流傳輸器之起始時間會增加比輸入/輸出調節器傳送功能所需之作用時間循環更大之延遲，電流傳輸器中的零電流等於增加感測延遲。在此特定情況下(範圍狹小的的作用時間循環)具有感測延遲造成可變的作用時間循環，使得該切換調節器之輸出過濾更加困難。
為了消除此零電流狀況，在作用時間循環之關閉時間期間，一電流係在該電流降低至一最小位準以下時動態注入該電流傳輸器內。藉由電晶體220、221及222完成動態加偏壓，及運作如下：當該電流傳輸器中之電流降低時，電晶體211之閘極至源極電壓降低。結果，電晶體222之閘極至源極電壓增加及該電晶體222開啟。該電晶體222電流(I222)通過電晶體211(I211)，並由電晶體210(I210)複製，使得該電流傳輸器中保持一最小電流(電晶體206及207)。
一第二狀況係存在於可降低感測精確度之非連續電流導通模式下。當電感器電流降低至零時，節點162處之切換電壓電位開始在較大限制內變動。此變動係耦合至電晶體202及203之該等閘極，及因為節點162處之電壓振盪之振幅及頻率並非在每個循環中恆定不變，可自一循環至另一循環增加不同的偏移值至感測電流，從而導致可變之作用時間循環(甚至在固定之輸入/輸出電壓比率及固定之輸出電流之情況下)。為了消除偏移，可使用連接二極體之NMOS電晶體204。藉由將一恆定電流(Istab)傳送通過電晶體204(透過恆定電流槽234)，電晶體204之閘極至源極電壓保持恆定不變。用此方法，電晶體202及203之閘極至源極電壓在每一循環之開始係相同的。在開啟時間期間，電晶體204被阻斷(切斷)。
切換雜訊為影響輸出電壓調節之程度的一因素。當節點160處之輸入電壓增加時，即使由該電流傳輸器收集電流之點處之電壓擺動極低，依舊存在一些雜訊，且此雜訊可注入感測電路中。當輸入/輸出電壓比率極高時，雜訊將變得至關重要，因為PWM控制信號之作用時間循環必須變成極低。更糟的是，在異步降壓調節器中，整流二極體124之寄生電容及速度在感測時間間隔之開始會引起一高電流尖波。若就電流傳輸器自身而言，可直接消除雜訊，通過電晶體206(I206)的雜訊直接影響控制電路(例如，脈衝寬度調變(PWM)控制電路110)。
根據此揭示內容之教示，電流感測解決方案可藉由兩個機制來限制雜訊：1)利用電晶體219在循環(自反相器236)之關閉時間期間係開啟的，該切換雜訊之部份可在切換循環開始時旁通至接地；及2)使用電流複製電晶體214、215、216及217平滑化自該電流傳輸器至該PWM控制電路110之電流。為了保持高速，當電晶體218及219藉由一電流源(Ibias(Ibias1+Ibias2)(例如，恆定電流槽230及232))導通時，加偏壓於電晶體215(甚至當來自該電流傳輸器之電流係旁通至接地時)。
當通過電晶體206的電流(I206)藉由電晶體218及219洩流(例如，旁通)至接地時，電晶體213係用以隔離電晶體215，及電晶體212係用於電路對稱性。
参考圖5，根據此揭示內容之另一特定例示性實施例繪示了圖1之積體電路器件之一部份之一更詳細的示意圖。圖5之電路係以圖4中繪示之電路之實質上相同方法操作，但由電晶體212、213、214、215、216及217提供過濾；及當用於低輸入電壓器件時係不再需要電流源230(圖4)。圖5之簡化電路導致積體電路器件100之電流感測電路需要更少電流消耗及更少區域。然而，在極高作用時間循環之情況下，需要考慮電容器336上之殘餘電壓上升之可能性。另外，對於低輸入/輸出電壓比率，由於該作用時間循環係足夠高使得注入該感測電路之有限雜訊表示整個感測電流之一極小分率，所以並不需要額外的過濾。在通常傳遞一大範圍輸出電壓及電流之高電壓調節器中，具有最小的過濾(雖然並不需要)有助於增加所有輸出電壓及電流範圍之精確度。
參考圖6，根據此揭示內容之又一特定例示性實施例繪示圖1之積體電路器件之一部份之一更詳細的示意圖。圖6中係繪示了可實施電流感測之另一方法。藉由將電晶體237之閘極連接至電晶體211之閘極，通過其之電流(I237)將為通過該傳輸器(電晶體207、208、210及211)之電流之一複製及I200之一分率。在此組態中，若電晶體201、202與203之間之比率如此使得該等電晶體202及203總是具有相同之操作條件，則不再需要電晶體206及209。
感測輸入電流154a(通過電晶體237之電流(I237))將相比於圖4及圖5中繪示之感測輸入電流154(Isense)具有一相反極性。一些電路構架可以具有此極性之感測電流運作，在此情況下電流感測電路可以最小可能大小實施於積體電路晶粒(未繪示)上。然而，在此情況下，不存在額外過濾；雜訊係略微更高並限制最小可能作用時間循環。在此情況下，藉由使用消除高頻組件之過濾電流複製網絡，亦可執行額外之過濾，如上文中更充分描述。
雖然已描繪、描述、並參考此揭示內容之例示性實施例定義此揭示內容之諸實施例，此等參考並非表明對該揭示內容之限制，且未暗示任何此種限制。可在形式及功能上對所揭示之標的進行大幅修改、變更及等效物，如有關技術及具有此揭示內容之益處的一般技術者所設想的。此揭示內容之所描繪及描述之實施例僅為實例，且未盡錄揭示內容之範圍。
102．．．積體電路器件
106．．．功率電晶體驅動器
108．．．位準移位器
110．．．脈衝寬度調變(PWM)控制電路
112．．．電流感測電路
114．．．電池
118．．．肖特基二極體
120．．．升壓電容器
122．．．電感器
124．．．功率二極體
126．．．濾波電容器
128．．．負載電阻器
130．．．分壓器電阻器
132．．．分壓器電阻器
152．．．節點
154．．．輸入電流
156．．．節點
160．．．節點
162．．．節點
200．．．功率切換電晶體
201．．．電晶體
202．．．電晶體
203．．．電晶體
204．．．電晶體
205．．．電晶體
206．．．電晶體
207．．．電晶體
208．．．電晶體
209．．．電晶體
210．．．電晶體
211．．．電晶體
212．．．電晶體
213．．．電流電晶體
214．．．電流複製電晶體
215．．．電流複製電晶體
216．．．電流複製電晶體
217．．．電流複製電晶體
218．．．電晶體
219．．．電晶體
220．．．電晶體
221．．．電晶體
222．．．電晶體
230．．．恆定電流槽
232．．．恆定電流槽
234．．．恆定電流槽
236．．．反相器
237．．．電晶體
336．．．電容器
540．．．電流傳輸器
546．．．電流傳輸器
548．．．感測電晶體
601．．．電晶體
602．．．電晶體
604．．．電晶體
圖1係根據此揭示內容之教示繪示一高電壓異步高側驅動切換調節器之一示意圖；
圖2係繪示一先前技術切換功率電晶體及電流感測電路之一簡化示意圖；
圖3係根據此揭示內容之教示繪示為解釋之目的而繪示開啟及關閉條件下之一切換功率電晶體及電流傳輸器之諸簡化示意圖；
圖4係根據此揭示內容之一特定例示性實施例繪示圖1之積體電路器件之一部份之一更詳細的示意圖；
圖5係根據此揭示內容之另一特定例示性實施例繪示圖1之積體電路器件之一部份之一更詳細的示意圖；及
圖6係根據此揭示內容之又一特定例示性實施例繪示圖1之積體電路器件之一部份之一更詳細的示意圖。
102．．．積體電路器件
106．．．功率電晶體驅動器
108．．．位準移位器
110．．．脈衝寬度調變(PWM)控制電路
112．．．電流感測電路
114．．．電池
118．．．肖特基二極體
120．．．升壓電容器
122．．．電感器
124．．．功率二極體
126．．．濾波電容器
128．．．負載電阻器
130．．．分壓器電阻器
132．．．分壓器電阻器
152．．．節點
154．．．輸入電流
156．．．節點
160．．．節點
162．．．節點
200．．．功率切換電晶體

Claims (16)

  1. 一種具有用於控制一電壓切換調節器之輸入電流及輸出電壓感測之積體電路器件，該積體電路器件包括：一功率切換電晶體，其具有耦合至一電壓源之一汲極、耦合至該電壓切換調節器之一電感器之一源極及用於控制該功率切換電晶體之一閘極；一驅動器電路，其具有耦合至該功率切換電晶體之該閘極之一輸出端；一電壓位準移位器電路，其耦合至該驅動器電路之一輸入端；一電流感測電路，其用於提供表示通過該功率切換電晶體之一負載電流的一感測電流；及一切換調節器控制電路，其具有耦合至該電壓位準移位器電路之一輸出端，用於接收表示該電壓切換調節器之一電壓輸出端的一電壓回授信號的一第一輸入端，及用於接收來自該電流感測電路之感測電流的一第二輸入端；該電流感測電路包括：並聯耦合至該功率切換電晶體之第一及第二電晶體，耦合至該電壓源之一感測電晶體；及耦合至一節點及至該感測電晶體之一調節電路，該節點係在該第一電晶體與該第二電晶體之間；其中該第一電晶體之該閘極係經耦合至該功率切換 電晶體之該閘極，且該第二電晶體與該感測電晶體之該等閘極係經連接，其中該感測電晶體及該第二電晶體係經控制在一第一模式中以從該驅動器電路接收一控制信號及經控制在一第二模式中以經偏壓以切換為開啟。
  2. 如請求項1之積體電路器件，其中該切換調節器控制電路包括一脈衝寬度調變(PWM)切換調節器控制電路。
  3. 如請求項1之積體電路器件，其中當該功率切換電晶體係經關閉時，該感測電晶體及該第二電晶體係經切換為開啟。
  4. 如請求項3之積體電路器件，其進一步包含一第三電晶體，該第三電晶體之切換路徑係經耦合於該功率切換電晶體之該閘極與該感測電晶體及該第二電晶體之該等閘極間，且該第二電晶體之閘極係耦合至該電壓源。
  5. 如請求項4之積體電路器件，其中該等第一及第二電晶體係實質上相等的電晶體，由此該第一電晶體及該第二電晶體之各者具有跨該功率切換電晶體之電壓的一半。
  6. 如請求項5之積體電路器件，其中串聯連接之第一及第二電晶體係以此一方式設定大小：使跨該第一電晶體之一電壓為跨該功率切換電晶體之電壓的一分率x(0<x<1)，且跨該第二電晶體之電壓為跨該功率切換電晶體之電壓之分率(1-x)。
  7. 如請求項1之積體電路器件，其中在該第二電晶體之該 汲極與該源極之間的電阻係大約等於在該第一電晶體之該汲極與該源極之間的電阻之三分之一(1/3)。
  8. 如請求項1之積體電路器件，其進一步包含一連接二極體之電晶體，其耦合於該感測電晶體與該電壓源之該等閘極之間。
  9. 如請求項1之積體電路器件，其中該調節電路包含在一切換循環之開始時旁通該切換雜訊之部分至接地之構件，其藉由使用在該功率切換電晶體之一關閉時間的期間經切換為開啟之一第四電晶體。
  10. 如請求項1之積體電路器件，其中該調節電路包含電流複製電晶體以平滑化該感測電流。
  11. 一種具有用於控制一電壓切換調節器之輸入電流及輸出電壓感測之積體電路器件，該積體電路器件包括：一功率切換電晶體，其具有耦合至一電壓源之一汲極、耦合至該電壓切換調節器之一電感器之一源極及用於控制該功率切換電晶體之一閘極，其中該閘極接收一脈衝寬度調變控制信號；第一及第二電晶體，其係串聯連接，其中該等串聯連接之第一及第二電晶體係與該功率切換電晶體之源極及汲極並聯連接，及一驅動器電流控制電路之一第一輸入端係耦合至該第一電晶體之一汲極及該第二電晶體之一源極；及一感測電晶體，其具有一汲極及一閘極，該汲極及該閘極分別連接至該第二電晶體之一汲極及一閘極，及具 有連接至該驅動器電流控制電路之一第二輸入端之一源極；及經控制以供給該感測電晶體之該閘極及該第二電晶體之一閘極之一開關，該開關在該功率切換電晶體開啟時係耦合至該脈衝寬度調變控制信號及在該功率切換電晶體關閉時耦合至一待機電壓值，其中該第二電晶體及該感測電晶體之該等閘極處之一電壓並未超過源電壓之一半(1/2)。
  12. 一種用於當量測至一電壓切換調節器之電流並產生對應之感測電流值以控制該電壓切換調節器時減小電流感測延遲之方法，該方法包括以下步驟：提供經串聯耦合之第一及第二電晶體，其中該等第一及第二電晶體係與一功率切換電晶體並聯耦合，該功率切換電晶體係耦合至一電源，及耦合至該電源之一感測電晶體；藉由一調節電路調節一感測電流，該調節電路係與在該等第一及該第二電晶體之間之一節點及與該感測電晶體耦合；其中該第一電晶體係由相同於提供給該功率切換電晶體的控制信號所控制；其中該感測電晶體及該第二電晶體係經控制在一第一模式中以接收用於該功率切換電晶體的該控制信號及經控制在一第二模式中以經偏壓以切換為開啟。
  13. 如請求項12之方法，其中該控制信號係由一脈衝寬度調變(PWM)切換調節器控制電路所提供。
  14. 如請求項12之方法，其中當該功率切換電晶體係經關閉時，該感測電晶體及該第二電晶體係經切換為開啟。
  15. 如請求項14之方法，其中若該控制信號之一電壓高於該電源之一電壓時，該感測電晶體之控制閘極及該第二電晶體係與該功率切換電晶體之該閘極耦合。
  16. 如請求項15之方法，其進一步包含藉由使用在該電源與該感測電晶體及該第二電晶體之該等閘極之間耦合之一連接二極體之電晶體以偏壓該感測電晶體及該第二電晶體之該等閘極。
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