CN102652390A - 用于高电压切换调节器的有效电流感测 - Google Patents

用于高电压切换调节器的有效电流感测 Download PDF

Info

Publication number
CN102652390A
CN102652390A CN2011800049192A CN201180004919A CN102652390A CN 102652390 A CN102652390 A CN 102652390A CN 2011800049192 A CN2011800049192 A CN 2011800049192A CN 201180004919 A CN201180004919 A CN 201180004919A CN 102652390 A CN102652390 A CN 102652390A
Authority
CN
China
Prior art keywords
current
transistor
voltage
power switching
switching transistor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN2011800049192A
Other languages
English (en)
Other versions
CN102652390B (zh
Inventor
菲利普·德瓦尔
菲利普·吉梅尔
马里乌斯·布达斯
达尼埃尔·莱奥内斯库
特丽·克利夫兰
斯科特·迪尔伯恩
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Microchip Technology Inc
Original Assignee
Microchip Technology Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Microchip Technology Inc filed Critical Microchip Technology Inc
Publication of CN102652390A publication Critical patent/CN102652390A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN102652390B publication Critical patent/CN102652390B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
    • G01R19/0092—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof measuring current only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明揭示一种高电压切换调节器，其在输入电流的测量与感测电流值的产生之间具有显著减小的电流感测延迟，同时使用电流复制及电流传输器来维持通过功率晶体管的电流的良好精确度。输入电流的高感测精确度可确保良好的负载调节，且低感测延迟在较广范围的输出电流及高输入/输出电压比率下确保固定的工作循环。电流传输器用以将高侧电流值传送到低侧控制电路(例如，脉冲宽度调制PWM控制)。所述电流传输器一直开启(例如，一直存在一些电流流动)，从而使任何电流测量延迟最小化。这是通过将等于感测电流的电流排泄到接地来动态地偏置所述电流传输器而实现的。其中确保了所述电流传输器的平衡并使所述电流传输器的输入处的偏移最小化。

Description

用于高电压切换调节器的有效电流感测
相关专利申请案
此申请案主张对由菲利普·德瓦尔(Philippe Deval)、菲利普·吉米尔(PhilippeGimmel)、马里厄斯·博迪(Marius Budaes)、丹尼尔·利昂斯克(Daniel Leonescu)、特里·克利夫兰(Terry Cleveland)及斯科特·迪尔伯恩(Scott Dearborn)共同拥有的在2010年2月1日申请的题为“用于高电压切换调节器的有效电流感测(Effective Current Sensing forHigh Voltage Switching Regulators)”的美国临时专利申请案号61/300,174的优先权；且为一切目的而以引用方式并入本文中。
技术领域
本发明涉及切换调节器功率供应，且更特定来说，本发明涉及在切换调节器功率供应中具有最小测量延迟的高分辨率电流测量。
背景技术
随着对低功率应用寻求更高效率，越来越多的线性调节器解决方案正被切换调节器解决方案替代。然而，目前技术切换调节器的限制通常是限于监视VIN/VOUT比率。当使用电流感测以控制切换调节器功率供应时，在测量输入电流以产生所感测的电流值时，尤其在切换功率供应的高电压调节器以极低的工作循环操作时，可存在显著延迟。在高性能的高电压切换调节器中，电流感测精度至关重要。
参考图2，描绘的是现有技术的切换功率晶体管及电流感测电路的简化示意图。此电路已用于类似图1中所示的高电压非同步高侧驱动切换调节器电路中。电流感测的基本原理是测量在与功率切换晶体管200相同的条件下被偏置的感测晶体管548中所流动的电流。测量电流是由功率切换晶体管200与感测晶体管548之间的纵横比(通常在从大约1/1000到大约1/10,000的范围内)来加权。电流传输器(540、546)用于迫使跨越感测晶体管548的电压等于功率切换晶体管200的电压。在操作期间，跨越功率切换晶体管200的电压根据功率切换晶体管200是“开”还是“关”而变化很大，且切换斜率极快(dv/dt极高)。电流传输器必须遵循功率切换晶体管200上的电压，从而引起精确度明显损耗以及测量噪声。随着DC/DC转换器的传送比率，切换噪声增加及精确度下降。
发明内容
通过减小电流感测延迟(例如，输入电流的测量与感测电流值的产生之间的显著延迟减小)同时通过使用电流复制(镜像)及电流传输器在测量通过切换功率晶体管的电流中维持高精确度，而解决上面提及的问题并获得其它和进一步益处。
根据本发明的教示内容，电流感测电路以良好的测量精确度及减少的延迟来检测通过高电压功率切换装置的电流的值。在传感器的情况下，两个最重要的参数为精确度及速度。快速响应允许对高速装置的更好控制，而精确度确保增加的调节分辨率。这在高电压、峰值电流模式控制降压调节器的情况下也有效。快速的电流感测速度允许高输入/输出电压比率及宽输出电流范围，且高测量精确度确保最小化PWM控制信号抖动的稳定的逐循环PWM脉冲宽度。
这产生高电压切换调节器，其在输入电流的测量与到控制电路的感测电流值的产生之间具有显著减小的电流感测延迟，同时使用电流复制及电流传输器在测量通过功率切换晶体管的电流中维持精确度。输入电流的高感测精确度确保良好的负载调节，低感测延迟在较广范围的输出电流及高输入/输出电压比率下确保稳定的固定工作循环。电流传输器用以将高侧电流值传送到低侧控制电路，例如，脉冲宽度调制(PWM)控制。电流传输器一直开启(例如，一直存在一些电流流动)，从而最小化任何电流测量延迟。这是通过动态地偏置电流传输器而实现。其中确保电流传输器的平衡并最小化电流传输器的输入处的偏移。
本发明的原理是迫使跨越感测晶体管的电压等于功率切换晶体管仅在“开启”状态期间的电压并迫使跨越所述感测晶体管在功率切换晶体管的“关闭”状态期间为零电压。因而动态地减小在电流传输器输入处的电压摆动，以明显提高精确度并大大减少测量电流上的切换噪声。实际上此原理是很难直接应用。这是为何在“开启”状态期间跨越通过晶体管的电压的仅分数(通常为一半)将用于感测电流，如图3(a)中所说明。现参考图3，其根据本发明的教示内容，描绘为解释的目的而展示开启及关闭条件的切换功率晶体管及电流传输器的简化示意图。晶体管604为感测晶体管且晶体管200为功率切换晶体管。增加与功率切换晶体管200并联的次要路径以用作感测晶体管604的参考。此次要路径是通过将两个大致相同的晶体管601及602串联连接而实现。因而次要路径的晶体管601及602中的每一者可经历跨越功率切换晶体管200的电压的一半。为了简化对本原理的理解，晶体管601、602及604中的每一者是相同的且与通过晶体管200相比的W/L比率为1/A。从而流动于晶体管601、602及604中的每一者的电流等于Iswitch/2A。这不能解决问题，除非两个串联晶体管601及602具有分离的栅极控制。为了在功率切换晶体管200的“开启”状态期间确保正确的Vsw/2值，两个串联晶体管601及602两者的栅极连结到与功率切换晶体管200相同的电压。但当功率切换晶体管200为“关闭”时，只有晶体管601的栅极电压连结到功率切换晶体管200的栅极电压，而晶体管602的栅极电压连结到可使其维持于“开启”条件下的值。因此，自从晶体管601“关闭”，跨越晶体管602的电压便降为零。因此，跨越晶体管601的电压在大约0与Vsw/2的范围内变化。因此，电流传输器必须遵循的电压摆动是仅0到Vsw/2。预期及在本发明的范围内，本文中描述的1/2比率可为0与1之间的任意分数，且晶体管601、602及604的相对大小也是如此。
附图说明
通过参考结合附图而进行的以下描述可获得本发明的揭示内容的更完整的理解，其中：
图1根据本发明的教示内容说明高电压非同步高侧驱动切换调节器的示意图；
图2说明现有技术切换功率晶体管及电流感测电路的简化示意图；
图3根据本发明的教示内容说明为解释的目的而展示开启及关闭条件的切换功率晶体管及电流传输器的简化示意图；
图4根据本发明的特定实例性实施例说明图1的集成电路装置的一部分的更详细的示意图；
图5根据本发明的另一特定实例性实施例说明图1的集成电路装置的一部分的更详细的示意图；及
图6根据本发明的又一特定实例性实施例说明图1的集成电路装置的一部分的更详细的示意图。
虽然本发明可以有各种修改或替代形式，但其特定实例性实施例已展示于图式中并详细描述于本文中。然而，应理解，本文中特定实例性实施例的描述并非意欲将揭示内容限制于本文中揭示的特定形式，相反地，本发明将涵盖如由所附权利要求书所界定的全部修改及均等物。
具体实施方式
现参考图式，示意性地说明特定实例性实施例的细节。图式中的相同元件将由相同数字表示，且类似元件将由具有不同的小写字母下标的相同数字表示。
就一般意义而言，功率转换器可被界定为连续将一种形式的能量转换成另一种形式的能量的装置。在此类功率系统正在执行其转换功能时，在此类功率系统内的能量的任何存储或损耗通常等于能量转变的过程。存在可以不同程度的成本、稳定性、复杂性及效率提供此类功能的许多类型的装置。用于功率转换的机构可采用许多基本形式，例如本质上为机械、电气或化学处理的形式。本文中将集中于可以电方式并以动态的方式执行能量转变的功率转换器，使用包含电感器、电容器、变压器、开关及电阻器的有限组组件。这些电路组件如何连接是由所需的功率转变来决定。电阻器引发不合意的功率损耗。由于高效率在大多数应用中通常为最重要的要求，所以在主功率控制路径中应避免或最少化电阻性电路元件。只有在极少场合且出于非常特殊的原因，功率消耗电阻才会被引入主功率控制路径中。在辅助电路(例如总系统的序列、监视及控制电子装置)中，高值电阻器是惯用的，因为所述高值电阻器的损耗影响通常不显著。
参考图1，根据本发明的教示内容描绘了高电压非同步高侧驱动切换调节器的示意图。切换调节器(大体上通过数字100表示)配置有集成电路装置102，集成电路装置102包括功率晶体管200、功率晶体管驱动器106、电平移位器108、脉冲宽度调制(PWM)控制电路110及电流感测电路112。使切换调节器100完整的额外组件包括肖特基二极管118、升压电容器120、电感器122、功率二极管124、滤波电容器126、负载电阻器128(可为实际连接的负载)及分压器电阻器130及132。
升压电容器120经设计以将操作电压(例如，Vdd)供应到在装置102中操作的某些电路元件，例如所述电平移位器及开关200的驱动器。分压器电阻器130及132将按比例缩小的输出电压表示供应到连接到PWM控制电路110的节点156。电流感测电路112将输入电流154(Isense)供应到PWM控制电路110。PWM控制电路110使用输入电流154Isense及输出电压156反馈信号有效地控制正从来自电压源(即，电池114)的未调节供应电压传送的电荷，从而产生经调节的输出电压。
通过精确地感测输入电流154Isense而不引入明显的测量延迟，可获得良好的负载调节。低感测延迟在较广范围的输出电流及高输入/输出电压比率下确保了固定的工作循环PWM控制。
参考图4，其根据本发明的特定实例性实施例描绘了图1的集成电路装置的一部分的更详细的示意图。在电流感测电路112中，通过保持感测电路的大部分一直处于作用中来确保感测速度，同时通过最小化电流传输器的输入处在功率晶体管切换时的电压摆动来确保精确度。这可通过将电流感测电路112的部分划分成两个串联连接到晶体管201及202来实现，其中晶体管201具有与功率晶体管200相同的到其栅极及源极的连接，使得第一晶体管201与功率晶体管200同步地工作，且第二晶体管202具有栅极驱动设计以监视包括晶体管207、208、210及211的电流传输器电路的输入处的电压摆动。
电流感测电路112的核心包括晶体管201、202、203、204、205、206、207、208、210及211。添加晶体管209用于如下文中更全面描述的平衡目的。晶体管201、202及203与功率晶体管200是同一类型，但在大小上仅仅为功率晶体管200的分数。依据其输入/输出电压范围及输出电流，晶体管201到211中的剩余晶体管经设定大小以在需被传递的整个感测电流范围下具有正确的操作条件。
展示于图1及4中的电路的操作工作如下：当节点152处的驱动电压相对于节点162处的切换电压变高(H)时，晶体管200及201开启。当节点152处的驱动电压比节点160处的输入电压增加阈值电压时，晶体管205(PMOS)开启并将晶体管202及203的栅极连接到节点152处的驱动电压。因此，晶体管200、201、202及203使其栅极连接到相同电位。
晶体管202及203优选地比晶体管201大至少两(2)倍。举例来说(但不限于此)，将比率挑选为三(3)。这意味着晶体管202的漏极与源极之间的电阻大约等于晶体管201的漏极与源极之间的电阻的三分之一(1/3)。因而通过晶体管202的电流(I202)是通过晶体管201的电流(I201)的三倍大。因此I201两倍大的电流将传递到电流传输器(晶体管206及207)的输入。晶体管206及207是相同的，因而两倍的电流I201均分于晶体管206与207之间。最后，流进晶体管206中的电流(I206)及流进晶体管207中的电流(I207)等于流进晶体管201中的电流(I206＝I207＝I201)。流进晶体管203中的电流(I203)共享于晶体管208(I208)与209(I209)之间。晶体管208大体上等于晶体管207，且晶体管209大体上两倍于晶体管208的大小。因此，其驱动两倍的电流(I209＝2*I208)流进晶体管208中。最后，当晶体管208中的电流(I208)大体上等于流进晶体管207中的电流(I207)时，流进晶体管209中的电流(I209)平衡流进晶体管201及206中的电流的总和(I209＝I201+I206)。通过晶体管207的电流(I207)由晶体管208复制，且电流传输器(晶体管206及207)中的电流开始遵循通过功率晶体管200的电流I200，从而将晶体管202及203的栅极到源极电压设定成大体上相同。
经由信号154传递到控制电路的电流值(Isense)可推导如下：
I201＝(1/2)*(W201/W200)*I200
晶体管202＝n*晶体管201＝＞I202＝n*I201
晶体管206＝晶体管207＝＞I206＝I207＝(1/2)*(n-1)*I201
对于n＝3，I206＝I207＝I201。因此，在此情况下，传递到控制电路的电流(I206)为：
I206＝I207＝I201＝(1/2)*(W201/W200)*I200
电流传输器的精确度与晶体管202及203的匹配直接相关。为了良好匹配，晶体管202及203应为相同大小或接近相同大小。因为此在I200很大时导致电流传输器中的较大电流值，相对于晶体管203(I203)从晶体管202(I202)排泄更大的电流导致电流传输器中具有偏移，这是因为晶体管202及203不再在相同条件下操作。
为了消除这种状况，等于I202与I203之间的差值的电流被旁通到接地(通过晶体管209)以平衡电流传输器(晶体管206及207)及晶体管202及203偏置条件。在电路的大小是至关重要的情况下，可通过使用通过晶体管209的电流(I209)作为传递到低侧的电流，而减小电流感测电路的大小，因而不需要晶体管206。在这种情况下所付出的代价为噪声略微增加(在感测开始时)，因为晶体管208及209的源极在与晶体管206及207的源极稳定于相同的电平下之前需要最小时间。在最小工作循环足够高的情况下，此额外的噪声将不会对整体的性能造成明显影响。
切换功率供应降压转换器可在电感器电流一直大于零时在连续的电流导通模式下工作，或在电流在切换循环中减小到零时在非连续电流导通模式下工作。
所述非连续电流导通模式对应于较窄的工作循环，且是高输入/输出电压比率及低输出电流需求的结果。在此类情况下，因为感测仅仅发生于循环的分数中(尤其是对于低频率降压转换器)，所以电流传输器中的电流可在下次循环开始前减小到零。因为电流传输器的起始时间会添加比输入/输出调节器传送功能所需的工作循环更大的延迟，所以电流传输器中的零电流被转变为增加的感测延迟。在此特定情况下(较窄的工作循环)，具有感测延迟造成可变的工作循环，其使得切换调节器的输出滤波更加困难。
为了消除此零电流状况，在循环的关闭时间期间，在电流减小到最小电平以下时电流被动态注入到电流传输器内。由晶体管220、221及222完成动态偏置，及工作如下：当电流传输器中的电流减小时，晶体管211的栅极到源极电压减小。因此，晶体管222的栅极到源极电压增加且晶体管222开启。晶体管222电流(I222)通过晶体管211(I211)，并由晶体管210(I210)复制，使得在电流传输器(晶体管206及207)中维持最小电流。
第二状况存在于可降低感测精确度的非连续电流导通模式下。当电感器电流减小到零时，节点162处的切换电压电位开始在较大界限内变动。此变动耦合到晶体管202及203的栅极，且因为节点162处的电压振荡的振幅及频率并非在循环间恒定不变，可在循环间将不同的偏移值添加到感测电流，从而导致可变的工作循环(甚至在固定的输入/输出电压比率及固定的输出电流的情况下)。为了消除偏移，可使用二极管连接的NMOS晶体管204。通过使恒定电流(Istab)通过晶体管204(通过恒定电流吸收器234)，晶体管204的栅极到源极电压维持恒定。以此方法，晶体管202及203的栅极到源极电压在每一循环的开始时是相同的。在开启时间期间，晶体管204被阻断(切断)。
切换噪声为影响输出电压调节的程度的一个因素。当节点160处的输入电压增加时，即使由电流传输器收集电流的点处的电压摆动极低，依旧存在一些噪声，且此噪声注入感测电路中。当输入/输出电压比率极高时，噪声将变得至关重要，因为PWM控制信号的工作循环需要极低。更糟的是，在非同步降压调节器中，整流二极管124的寄生电容及速度在感测时间间隔的开始时会产生高电流尖峰。如果在电流传输器自身的情况下，可直接消除噪声，通过晶体管206(I206)的噪声直接影响控制电路(例如，脉冲宽度调制(PWM)控制电路110)。
根据本发明的教示内容，电流感测解决方案可通过两个机制来限制噪声：1)通过晶体管219在循环(从反相器236)的关闭时间期间是开启的，切换噪声的一部分在切换循环开始时被旁通到接地；及2)使用电流复制晶体管214、215、216及217来平滑从电流传输器到PWM控制电路110的电流。为了维持高速，当晶体管218及219借助电流源(Ibias(Ibias1+Ibias2)(例如，恒定电流吸收器230及232))而导通时，甚至当来自电流传输器的电流被旁通到接地时，也使晶体管215偏置。
当通过晶体管206的电流(I206)被晶体管218及219排泄(例如，旁通)到接地时，晶体管213用以隔离晶体管215，且晶体管212用于电路对称性。
参考图5，其根据本发明的另一特定实例性实施例描绘了图1的集成电路装置的一部分的更详细的示意图。图5的电路以与图4中所示的电路大体上相同的方法操作，但由晶体管212、213、214、215、216及217提供滤波；且当用于低输入电压装置时不再需要电流源230(图4)。图5的简化电路导致集成电路装置100的电流感测电路需要更少的电流消耗及更少的区域。然而，在极高工作循环的情况下，需要考虑电容器336上的剩余电压上升的可能性。而且，对于低输入/输出电压比率，由于工作循环足够高以使得注入到感测电路中的有限噪声表示整个感测电流的极小分数，所以并不需要额外的滤波。在通常传递较广范围输出电压及电流的高电压调节器中，具有最小的滤波(虽然并不需要)有助于增加所有输出电压及电流范围的精确度。
参考图6，其根据本发明的又一特定实例性实施例描绘了图1的集成电路装置的一部分的更详细的示意图。图6中展示了可实施电流感测的另一方式。通过将晶体管237的栅极连接到晶体管211的栅极，通过其的电流(I237)将为通过传输器(晶体管207、208、210及211)的电流的复制及I200的分数。在此配置中，如果晶体管201、202与203之间的比率使得晶体管202及203一直具有相同的操作条件，那么不再需要晶体管206及209。
感测输入电流154a(通过晶体管237的电流(I237))将与图4及5中展示的感测输入电流154(Isense)相比具有相反极性。一些电路构架可以具有此极性的感测电流工作，在此情况下，电流感测电路可以最低可能的大小实施于集成电路裸片(未图示)上。然而，在此情况下，不存在额外滤波；噪声略高并限制最小可能的工作循环。在此情况下，也可通过使用消除高频组件的滤波电流复制网络来执行额外的滤波，如上文更充分描述。
虽然已描绘、描述、并参考本发明的实例性实施例界定了本发明的实施例，但这种参考并非暗示对揭示内容的限制，且推断不出此种限制。所揭示的标的物能够在形式及功能上具有大量修改、变更及等效物，如相关技术中及受益于本发明的所属领域的技术人员所想到的。本发明的所描绘及描述的实施例仅为实例，且并非本发明的详尽范围。

Claims (12)

1.一种具有用于控制电压切换调节器的输入电流及输出电压感测的集成电路装置，所述集成电路装置包括：
功率切换晶体管，其具有耦合到电压源的漏极、耦合到所述电压切换调节器的电感器的源极及用于控制所述功率切换晶体管的栅极；
驱动器电路，其具有耦合到所述功率切换晶体管的所述栅极的输出；
电压电平移位器电路，其耦合到所述驱动器电路的输入；
电流感测电路，其用于提供表示通过所述功率切换晶体管的负载电流的感测电流；及
切换调节器控制电路，其具有耦合到所述电压电平移位器电路的输出、用于接收表示所述电压切换调节器的电压输出的电压反馈信号的第一输入及用于接收来自所述电流感测电路的所述感测电流的第二输入；
所述电流感测电路包括：
电流复制网络，其耦合到所述功率切换晶体管，及
电流传输器，其耦合到所述电流复制网络，
所述电流传输器提供所述感测电流，其中所述电流传输器经动态偏置以一直维持电流流动。
2.根据权利要求1所述的集成电路装置，其中所述切换调节器控制电路包括脉冲宽度调制PWM切换调节器控制电路。
3.根据权利要求1所述的集成电路装置，其中跨越所述电流复制网络的感测晶体管的电压被迫大体上等于所述功率切换晶体管在开启时的电压，且在所述功率切换晶体管关闭时大体上为零电压。
4.根据权利要求3所述的集成电路装置，其中到所述电流传输器的输入处的电压摆动通过与所述功率切换晶体管并联的次要电流路径而动态地减小。
5.根据权利要求4所述的集成电路装置，其中所述次要电流路径是通过连接串联连接的第一及第二大体上等同的晶体管而提供，借此所述第一及第二晶体管中的每一者具有跨越所述功率切换晶体管的电压的一半。
6.根据权利要求5所述的集成电路装置，其中所述串联连接的第一及第二晶体管以一方式设定大小，使得跨越所述第一晶体管的电压为跨越所述功率切换晶体管的所述电压的分数x(0＜x＜1)，且跨越所述第二晶体管的电压为跨越所述功率切换晶体管的所述电压的分数(1-x)。
7.根据权利要求1所述的集成电路装置，其中所述电流传输器的输入处的所述电压摆动在接通及关断所述功率切换晶体管时被最小化。
8.根据权利要求1所述的集成电路装置，其中当所述电压切换调节器处于非连续电流导通模式下时，电压感测偏移通过经由耦合到所述电流传输器的二极管连接的晶体管吸收恒定电流而大体上减小。
9.一种具有用于控制电压切换调节器的输入电流及输出电压感测的集成电路装置，所述集成电路装置包括：
功率切换晶体管，其具有耦合到电压源的漏极、耦合到所述电压切换调节器的电感器的源极及用于控制所述功率切换晶体管的栅极；
驱动器电路，其具有耦合到所述功率切换晶体管的所述栅极的输出；
第一及第二晶体管，其串联连接，其中所述串联连接的第一及第二晶体管与所述功率切换晶体管的所述源极及漏极并联连接，且所述驱动器电路的第一输入耦合到所述第一晶体管的漏极及所述第二晶体管的源极；及
感测晶体管，其具有分别连接到所述第二晶体管的漏极及栅极的漏极及栅极，及连接到所述驱动器电路的第二输入的源极；及
所述感测晶体管的所述栅极及所述第二晶体管的栅极在所述功率切换晶体管开启时耦合到脉冲宽度调制PWM控制输出，且在所述功率切换晶体管关闭时耦合到备用电压值，其中所述第二及感测晶体管的所述栅极处的电压未超过源电压的一半(1/2)。
10.一种用于当测量到电压切换调节器的电流并产生对应的感测电流值以用于控制所述电压切换调节器时减小电流感测延迟的方法，所述方法包括以下步骤：
提供耦合到功率切换晶体管的第一电流复制网络，其中通过所述第一电流复制网络的电流遵循通过所述功率切换晶体管的电流改变；
提供耦合到所述第一电流复制网络的电流传输器，所述电流传输器接收来自所述第一电流复制网络的电流值并提供电流感测值以供电压切换调节器控制电路使用，其中所述电流传输器具有一直流动通过其的一些电流；及
限制所述电流传输器输入处的电压摆动。
11.根据权利要求10所述的方法，其进一步包括以下步骤：当所述功率切换晶体管关闭且通过所述电流传输器的电流减小到最小电流值以下时将电流动态地注入到所述电流传输器中。
12.根据权利要求10所述的方法，其进一步包括以下步骤：用至少一个第二电流复制网络平滑从所述电流传输器到所述电压切换调节器控制电路的所述电流感测值。
CN201180004919.2A 2010-02-01 2011-01-28 用于高电压切换调节器的有效电流感测 Expired - Fee Related CN102652390B (zh)

Applications Claiming Priority (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US30017410P 2010-02-01 2010-02-01
US61/300,174 2010-02-01
US12/985,746 2011-01-06
US12/985,746 US8786266B2 (en) 2010-02-01 2011-01-06 Effective current sensing for high voltage switching regulators
PCT/US2011/022837 WO2011094477A2 (en) 2010-02-01 2011-01-28 Effective current sensing for high voltage switching regulators

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN102652390A true CN102652390A (zh) 2012-08-29
CN102652390B CN102652390B (zh) 2016-02-17

Family

ID=44320130

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201180004919.2A Expired - Fee Related CN102652390B (zh) 2010-02-01 2011-01-28 用于高电压切换调节器的有效电流感测

Country Status (6)

Country Link
US (1) US8786266B2 (zh)
EP (1) EP2532082A2 (zh)
KR (1) KR101804401B1 (zh)
CN (1) CN102652390B (zh)
TW (1) TWI528697B (zh)
WO (1) WO2011094477A2 (zh)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105680690A (zh) * 2014-12-08 2016-06-15 恩智浦有限公司 Dc-dc转换器的电流反馈和偏移电压消除
CN110082583A (zh) * 2018-01-25 2019-08-02 瑞萨电子株式会社 半导体器件、负载驱动系统和检测电感器电流的方法
CN110275051A (zh) * 2018-03-14 2019-09-24 意法设计与应用股份有限公司 具有经扩展的电压范围的电流传感器
CN114157119A (zh) * 2020-08-21 2022-03-08 立锜科技股份有限公司 电源路径开关电路

Families Citing this family (28)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20100066888A (ko) * 2008-12-10 2010-06-18 삼성전자주식회사 스텝-다운 컨버터 및 전원 공급기
US8629669B2 (en) 2010-07-27 2014-01-14 Volterra Semiconductor Corporation Sensing and feedback in a current mode control voltage regulator
US8957651B2 (en) * 2010-12-06 2015-02-17 Microchip Technology Incorporated User-configurable, efficiency-optimizing, power/energy conversion switch-mode power supply with a serial communications interface
WO2012148774A2 (en) * 2011-04-25 2012-11-01 Volterra Semiconductor Corporation Integrated protection devices with monitoring of electrical characteristics
CN103424605A (zh) * 2012-05-19 2013-12-04 快捷半导体(苏州)有限公司 一种零电流检测电路和方法、及电压变换电路
US10041982B2 (en) * 2012-08-15 2018-08-07 Texas Instruments Incorporated Switch mode power converter current sensing apparatus and method
US11300003B2 (en) 2012-10-23 2022-04-12 General Electric Company Unducted thrust producing system
CA2887260C (en) 2012-10-23 2021-03-16 General Electric Company Unducted thrust producing system
JP6088331B2 (ja) * 2013-04-10 2017-03-01 富士通株式会社 充放電信号回路およびｄｃｄｃコンバータ
JP6171861B2 (ja) * 2013-11-07 2017-08-02 富士通株式会社 充放電信号回路およびｄｃｄｃコンバータ
CN103699166B (zh) * 2013-12-24 2015-07-15 广州视源电子科技股份有限公司 Dc-dc输出电压动态调节电路
GB2522450B (en) * 2014-01-24 2021-01-13 Snaptrack Inc Multiplying current conveyor for amplifier
KR101672894B1 (ko) 2015-10-02 2016-11-07 충북대학교 산학협력단 프리휠링 스위치를 이용한 셀프트래킹 제로 전류센서
KR101677674B1 (ko) 2015-10-02 2016-11-21 충북대학교 산학협력단 전압증폭기의 입력오프셋과 출력지연을 보상한 전류센서
US11391298B2 (en) 2015-10-07 2022-07-19 General Electric Company Engine having variable pitch outlet guide vanes
CN106130504B (zh) * 2016-08-23 2018-07-17 湖南工程学院 一种差动电压式电流传输器及包含其的双二阶滤波电路
KR101896101B1 (ko) * 2016-12-20 2018-09-06 주식회사 리딩유아이 전원공급장치
US10405384B2 (en) * 2017-08-21 2019-09-03 Stmicroelectronics International N.V. Driving circuit using buck converter capable of generating sufficient voltage to power a LED circuit and associated auxiliary circuitry in a normal mode of operation, and insufficient to power the LED circuit but sufficient to power the associated auxiliary circuitry in an off mode of operation
US20210165437A1 (en) * 2017-12-13 2021-06-03 Georgia Tech Research Corporation Asynchronous Non-Linear Control of Digital Linear Voltage Regulator
US11048321B2 (en) 2018-06-01 2021-06-29 Nvidia Corporation Distributed digital low-dropout voltage micro regulator
US11619959B2 (en) 2020-09-23 2023-04-04 Apple Inc. Low dropout regulator with feedforward power supply noise rejection circuit
US11492918B1 (en) 2021-09-03 2022-11-08 General Electric Company Gas turbine engine with third stream
CN113960359B (zh) * 2021-12-22 2022-03-11 江苏由甲申田新能源科技有限公司 电流采样电路、方法、系统、设备以及存储介质
US11834995B2 (en) 2022-03-29 2023-12-05 General Electric Company Air-to-air heat exchanger potential in gas turbine engines
US11834954B2 (en) 2022-04-11 2023-12-05 General Electric Company Gas turbine engine with third stream
US11680530B1 (en) 2022-04-27 2023-06-20 General Electric Company Heat exchanger capacity for one or more heat exchangers associated with a power gearbox of a turbofan engine
US11834992B2 (en) 2022-04-27 2023-12-05 General Electric Company Heat exchanger capacity for one or more heat exchangers associated with an accessory gearbox of a turbofan engine
KR20240019426A (ko) 2022-08-04 2024-02-14 서울시립대학교 산학협력단 DC-DC 동기식 벅 변환기 및 DC-DC 동기식 벅 변환기의 HS(High-Side) 파워 트랜지스터에 흐르는 전류를 센싱하는 전류 센싱 회로

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20020158615A1 (en) * 2000-10-13 2002-10-31 Ryan Goodfellow System and method for current sensing
US7141955B1 (en) * 2004-09-24 2006-11-28 National Semiconductor Corporation Apparatus and method for monitoring current for a high-side switch
US7327130B1 (en) * 2006-06-21 2008-02-05 Zilker Labs, Inc. Current sense method
CN101221197A (zh) * 2006-11-30 2008-07-16 美国快捷半导体有限公司 功率变换器中的电流检测
US20090160418A1 (en) * 2007-12-19 2009-06-25 Oki Semiconductor Co., Ltd. Dc-dc converter

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6624671B2 (en) * 2000-05-04 2003-09-23 Exar Corporation Wide-band replica output current sensing circuit
US7557557B2 (en) * 2004-03-03 2009-07-07 Rohm Co., Ltd. Current detection circuit, load drive circuit, and memory storage
US7282894B2 (en) * 2004-08-25 2007-10-16 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Method and apparatus for performing lossless sensing and negative inductor currents in a high side switch
JP5071138B2 (ja) * 2008-02-13 2012-11-14 富士電機株式会社 電流負帰還回路およびそれを用いるｄｃ−ｄｃコンバータ
US8085026B2 (en) * 2008-11-24 2011-12-27 Intersil Americas Inc. Current sense cascode amplifier

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20020158615A1 (en) * 2000-10-13 2002-10-31 Ryan Goodfellow System and method for current sensing
US7141955B1 (en) * 2004-09-24 2006-11-28 National Semiconductor Corporation Apparatus and method for monitoring current for a high-side switch
US7327130B1 (en) * 2006-06-21 2008-02-05 Zilker Labs, Inc. Current sense method
CN101221197A (zh) * 2006-11-30 2008-07-16 美国快捷半导体有限公司 功率变换器中的电流检测
US20090160418A1 (en) * 2007-12-19 2009-06-25 Oki Semiconductor Co., Ltd. Dc-dc converter

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105680690A (zh) * 2014-12-08 2016-06-15 恩智浦有限公司 Dc-dc转换器的电流反馈和偏移电压消除
CN105680690B (zh) * 2014-12-08 2019-07-19 恩智浦有限公司 Dc-dc转换器的电流反馈和偏移电压消除
CN110082583A (zh) * 2018-01-25 2019-08-02 瑞萨电子株式会社 半导体器件、负载驱动系统和检测电感器电流的方法
CN110082583B (zh) * 2018-01-25 2024-05-24 瑞萨电子株式会社 半导体器件、负载驱动系统和检测电感器电流的方法
CN110275051A (zh) * 2018-03-14 2019-09-24 意法设计与应用股份有限公司 具有经扩展的电压范围的电流传感器
CN114157119A (zh) * 2020-08-21 2022-03-08 立锜科技股份有限公司 电源路径开关电路

Also Published As

Publication number Publication date
EP2532082A2 (en) 2012-12-12
US8786266B2 (en) 2014-07-22
WO2011094477A2 (en) 2011-08-04
CN102652390B (zh) 2016-02-17
WO2011094477A3 (en) 2011-11-24
US20110187340A1 (en) 2011-08-04
KR101804401B1 (ko) 2017-12-04
KR20120129876A (ko) 2012-11-28
TW201212508A (en) 2012-03-16
TWI528697B (zh) 2016-04-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN102652390A (zh) 用于高电压切换调节器的有效电流感测
US9195246B2 (en) Virtual output voltage sensing for feed-forward control of a voltage regulator
JP5169170B2 (ja) 降圧型スイッチングレギュレータ
US7888989B2 (en) Charge pump regulator and method of producing a regulated voltage
US6617832B1 (en) Low ripple scalable DC-to-DC converter circuit
KR100614841B1 (ko) 합성 리플 조정기
JP4497991B2 (ja) 電源ドライバ回路及びスイッチング電源装置
US8836301B2 (en) Power supply unit
KR20010014757A (ko) 단일 인덕터를 갖는 다중 출력 벅 변환기
KR20080025298A (ko) 스위칭 레귤레이터
CN107659128B (zh) Dc/dc开关变换器功率输出晶体管集成驱动电路
CN101286693B (zh) 电荷泵调节器及产生一受调节的电压的方法
KR20120041795A (ko) 구동 회로, 구동 회로를 구비한 반도체 장치, 이들을 이용한 스위칭 레귤레이터 및 전자 기기
CN101136589A (zh) 半导体装置、降压斩波调节器及电子设备
JP2005304218A (ja) 電源ドライバ装置及びスイッチング電源装置
EP3832864A1 (en) Driving circuit for switching element, and switching circuit
EP2385615A1 (en) Voltage Converter
JP2007201595A (ja) ドライブ装置
CN105406696A (zh) 用以使电流模式切换转换器稳定的前馈回路
CN110299843A (zh) 一种复合dcdc电路
Mitrovic et al. An integrated current sensing circuit with comparator function for a buck DC-DC converter in HV-CMOS
US11881770B2 (en) Voltage converter with average input current control and input-to-output isolation
Zhou Analysis and design of DC-DC converter
KR101162951B1 (ko) 부스트 컨버터의 슬로프 보상 회로
Mitrović et al. High-Efficiency CMOS buck converter with wide output voltage range

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20160217

Termination date: 20210128