TW201509100A - 用於電流模式切換式調節器之工作週期相依斜率補償 - Google Patents

用於電流模式切換式調節器之工作週期相依斜率補償 Download PDF

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TW201509100A
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Steve X Chi
Ekram H Bhuiyan
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Sandisk Technologies Inc
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Abstract

一種電子電路可輸出用於執行一電流模式切換式調節器之斜率補償之一斜率補償信號。該電路可跨越一儲存裝置產生供應至一電壓轉電流轉換器之一電壓，該電壓轉電流轉換器可回應於該所供應電壓產生一第一電流。電流鏡電路可將該電流鏡像化且將該經鏡像化電流供應至該儲存裝置以產生該電壓。該電流鏡電路亦可將該電流鏡像化以產生可供應至該電子電路之一輸出之一第二經鏡像化電流。除使用該第一經鏡像化電流來產生該電壓之外，亦可藉由根據用於產生該電流模式切換式調節器之一輸出之一切換信號之一工作週期將該電壓下拉至接地來產生該電壓。

Description

用於電流模式切換式調節器之工作週期相依斜率補償
電力轉換電路可用以將經調節電壓提供至電子電路。一種類型之電力轉換電路係一直流至直流(DC至DC)調節器。一DC至DC調節器可將自一能量源(諸如一電池)接收之一DC輸入電壓轉換為可提供至一輸出負載之一DC輸出電壓。DC至DC調節器可係使用切換電路來產生一經調節DC輸出電壓之一切換式調節器。切換式調節器可使用脈衝寬度調變(PWM)，其中透過切換電路傳送與一PWM信號之一脈衝寬度成比例之一能量量以維持DC輸出電壓。
在特定情形下，一電流模式切換式調節器可展現不穩定性。舉例而言，當PWM信號之一工作週期超過百分之五十時，透過一電感器傳送至一負載之電流可經歷自穿過電感器之最小峰值電流之一標稱值之偏差之一逐週期增加，此可致使調節器之不穩定操作。
本發明之實施例係由申請專利範圍定義，且不應將此章節中之任何內容視為對彼等申請專利範圍之一限制。藉由實例之方式，本文件中所闡述及隨附圖式中所圖解說明之實施例一般而言係關於一種斜率補償電路且係關於一種藉由一調節器產生用於執行斜率補償之一斜率補償輸出之方法。
在一項實例中，一斜率補償電路經組態以執行一電流模式切換 式調節器之斜率補償。該電流模式切換式調節器可包含用以控制穿過一電感器之電流之斜坡上升及斜坡下降部分之流動以產生一輸出電壓之切換電路。該切換電路可回應於具有帶有對應於該斜坡上升部分之一第一持續時間及對應於該斜坡下降部分之一第二持續時間之一時期之一切換信號。該第一持續時間與該切換信號之一工作週期成比例。該斜率補償電路包含：一儲存裝置，其經組態以產生一電壓；下拉電路，其經組態以基於該切換信號之該工作週期將該電壓下拉至對應於一邏輯低之一位準；及一電壓轉電流轉換器，其經組態以基於該電壓產生一第一電流。該斜率補償電路亦包含經組態以進行以下操作之電流鏡電路：將該第一電流鏡像化以產生一第二電流且將該第二電流供應至該儲存裝置以用於產生該電壓；及將該第一電流鏡像化以產生一第三電流且將該第三電流供應至該斜率補償電路之一輸出以用於產生一斜率補償輸出。
總之，該補償斜率電路可輸出係工作週期相依之一斜率輸出以使得存在針對一整個工作週期範圍之最小斜率補償。以此方式，可在不在較低工作週期下過度補償之情況下執行斜率補償。
將自如後文所闡述之本文中之說明、隨附申請專利範圍及隨附圖式變得更好地理解本發明之此等及其他實施例、特徵、態樣及優點。
100‧‧‧電流模式切換式調節器/切換式調節器/調節器
102‧‧‧斜率補償電路或電路
103‧‧‧輸出
104‧‧‧電感器及切換電路/切換電晶體電路/電感器/P通道金屬氧化物半導體電晶體
105‧‧‧電感器/儲存電路
107‧‧‧切換電路
108‧‧‧輸入節點/輸入
110‧‧‧驅動器電路
116‧‧‧脈衝寬度調變控制電路
118‧‧‧脈衝寬度調變比較器
119‧‧‧輸出電壓回饋環路
120‧‧‧誤差放大器/放大器
122‧‧‧回饋電壓分壓器
123‧‧‧脈衝信號產生器
124‧‧‧電流感測電路
126‧‧‧加法器/加總電路
128‧‧‧回饋環路
203‧‧‧輸出
204‧‧‧步降或降壓切換式調節器拓撲
205‧‧‧電感器
207‧‧‧切換電路
303‧‧‧輸出
304‧‧‧步升或升壓切換式調節器拓撲
305‧‧‧電感器
307‧‧‧切換電路
403‧‧‧輸出
404‧‧‧降壓-升壓切換式調節器拓撲
405‧‧‧電感器
407‧‧‧切換電路
408‧‧‧輸入
503‧‧‧輸出
504‧‧‧動態降壓-升壓切換式調節器拓撲/拓撲
505‧‧‧電感器
507a‧‧‧第一切換電路部分
507b‧‧‧第二切換電路部分
508‧‧‧輸入
700‧‧‧電流模式切換降壓調節器/調節器/降壓調節器
704‧‧‧第一切換器/p通道金屬氧化物半導體電晶體/電晶體
706‧‧‧第二切換器/n通道金屬氧化物半導體電晶體/電晶體
712‧‧‧p通道金屬氧化物半導體驅動器電路/p通道金屬氧化物半導體電晶體
714‧‧‧n通道金屬氧化物半導體驅動器電路/n通道金屬氧化物半導體電晶體
801‧‧‧節點
802‧‧‧電壓轉電流轉換器
804‧‧‧電流源/恆定電流源
1002‧‧‧第一曲線/線性補償曲線
1004‧‧‧第二曲線/二階曲線
1006‧‧‧第三曲線
1008‧‧‧第四曲線
A‧‧‧電路節點
CLK‧‧‧時脈信號
COUT‧‧‧輸出電容器
CR‧‧‧電容器
D‧‧‧工作週期
gm‧‧‧跨導
GND‧‧‧接地
I0‧‧‧電流源/恆定電流/電流
I1‧‧‧第一電流
I2‧‧‧第二電流
I3‧‧‧第三電流/電流
L‧‧‧電感器
m1‧‧‧第一電晶體Q1之大小及/或數目
m2‧‧‧第二電晶體Q2之大小及/或數目
m3‧‧‧第三電晶體Q3之大小及/或數目
Q1‧‧‧第一電晶體/第一p通道金屬氧化物半導體電晶體
Q2‧‧‧第二電晶體/第二p通道金屬氧化物半導體電晶體
Q3‧‧‧第三電晶體/第三p通道金屬氧化物半導體電晶體
QPD‧‧‧下拉電晶體
RESET‧‧‧重設信號
RRMP‧‧‧輸出電阻器/電阻器
SET‧‧‧設定信號
SW‧‧‧節點
T‧‧‧時期/時間時期/連續時期
Vcc‧‧‧電壓源
VIN‧‧‧直流輸入電壓/輸入電壓
VOUT‧‧‧直流輸出電壓/負輸出電壓/輸出電壓
VR‧‧‧電壓
Vref‧‧‧參考電壓
VRMP‧‧‧電壓位準或振幅/輸出電壓/電壓
VSW‧‧‧電壓信號/電壓
‧‧‧逆電壓信號/逆電壓
△t‧‧‧時間差/時間時期/持續時間/時間部分/持續時期
併入於本說明書中且構成本說明書之一部分之隨附圖式圖解說明本發明之各種態樣且與說明一起用來闡釋其原理。在所有圖式中，將在方便之情況下使用相同參考編號來指相同或相似元件。
圖1係具有斜率補償之一實例性電流模式切換式調節器之示意圖。
圖2係一實例性降壓調節器拓撲之一示意性電路圖。
圖3係一實例性升壓調節器拓撲之一示意性電路圖。
圖4係一實例性降壓-升壓調節器拓撲之一示意性電路圖。
圖5係一實例性非反相降壓-升壓調節器拓撲之一示意性電路圖。
圖6係展示一時脈信號、一設定信號、一控制信號、一斜坡信號與一重設信號之間的時序關係之一圖形。
圖7係具有一實例性降壓組態之圖1中之所展示之實例性電流模式切換式調節器之一示意圖。
圖8係圖1中所展示之電流模式切換式調節器之一斜率補償電路之示意性電路圖。
圖9係展示一時脈信號、一設定信號、一重設信號、由一切換式調節器產生之電壓與一補償斜坡信號之間的時序關係之一圖形。
圖10係展示與其他斜率補償輸出相比之圖7之斜率補償電路之輸出之一圖形。
圖11係產生一斜率補償輸出之一實例性方法之一流程圖。
對所闡述及所展示之實施例及其等效物之各種修改係可能的且本文中所定義之各種一般原理可適用於此等及其他實施例。因此，給予所主張本發明與本文中所揭示之原理、特徵及教示一致之最廣泛範疇。
本說明闡述輸出用於執行斜率補償以防止或最小化一電流模式切換式調節器之不穩定操作之斜率補償信號之電子電路及電路系統。該電流模式切換式調節器可使用切換電路來產生一經調節DC輸出電壓。該切換電路可藉由具有相關聯之工作週期之切換信號來控制，該等相關聯之工作週期可經調整以控制及/或調整DC輸出電壓。該斜率補償輸出可係相依於該等切換信號之工作週期之工作週期以使得存在針對一整個工作週期範圍(自0%至100%)之最小斜率補償。以此方 式，可在不在較低工作週期下進行過度補償之情況下執行斜率補償。
圖1展示包含一斜率補償電路或電路102之一實例性電流模式切換式調節器100之一方塊圖。電流模式切換式調節器100可將在切換式調節器100之一輸入108處所接收之一DC輸入電壓VIN轉換為在一輸出103處所產生之一DC輸出電壓VOUT。一輸出電容器COUT可包含於輸出103處以產生及/或維持DC輸出電壓VOUT。
電流模式切換式調節器100可包含電感器及切換電路104以產生DC輸出電壓VOUT。電感器及切換電路104可包含用以儲存能量之一電感器105。切換電路107可連接至電感器105及至接地GND以判定或控制穿過電感器105之電流流動IL以產生輸出電壓VOUT。切換電路107可包含可係各種類型之一或多個電晶體，作為實例，諸如雙極接面電晶體(BJT)或場效應電晶體(FET)(包含金屬氧化物半導體FET(MOSFET))。另外，切換電路107之某些實例性組態可包含二極體。 穿過電感器105之一平均電流流動可係基於在輸出103處所產生之電流。
穿過電感器105之電流IL可包含一斜坡上升部分及一斜坡下降部分。切換電路107可經組態以在狀態之間進行切換以判定或控制穿過電感器105之包含斜坡上升及斜坡下降部分之電感器電流IL之流動。針對某些組態，切換電路107之切換器可經組態以在「接通」與「關閉」狀態之間進行切換，此可判定切換電路107之狀態。如下文更詳細闡述，切換信號可用以在狀態之間切換切換電路中之切換器以控制電感器電流IL之斜坡上升及斜坡下降部分。各種組態皆係可能的。
圖2至圖5展示電感器及切換電路104之各種切換式調節器拓撲，包含圖1中所展示之儲存電路105及切換電路107之各種組態或組合。圖2展示一步降或降壓切換式調節器拓撲204。步降或降壓切換式調節器可產生小於輸入電壓VIN之一輸出電壓VOUT。在切換電路207之一第 一狀態中，輸入電壓VIN可連接至電感器205，且電感器205可皆將電流充電及放電至輸出203。在切換電路207之一第二狀態中，輸入電壓VIN可自電感器205斷開連接，且電感器205可僅將電流放電至輸出203。
圖3展示一步升或升壓切換式調節器拓撲304。步升或升壓切換式調節器可產生大於輸入電壓VIN之一輸出電壓VOUT。對於升壓切換式調節器拓撲300，輸入電壓VIN連接至電感器305，獨立於切換電路307之狀態。在切換電路307之一第一狀態中，電感器305自輸出303斷開連接。在切換電路307之一第二狀態中，電感器305連接至輸出303。
圖4展示可係一反相降壓-升壓拓撲之一降壓-升壓切換式調節器拓撲404。降壓-升壓切換式調節器拓撲可經組態以將來自輸入電壓VIN之一負輸出電壓VOUT反相。對於圖4中所展示之降壓-升壓切換式調節器拓撲404，電感器405交替地連接至輸入408或輸出403，取決於切換電路407之狀態。
圖5展示可係一非反相(步升或者步降輸出電壓)降壓-升壓拓撲之一動態降壓-升壓切換式調節器拓撲504之一組態。拓撲504之切換電路507可包含兩個部分：一第一切換電路部分507a及一第二切換電路部分507b。第一切換電路部分507a可(另一選擇係)連接一電感器505之一第一端與輸入508以接收輸入電壓VIN或接地GND。類似地，第二切換電路507b可交替地連接電感器505之相對之一第二端與輸出503以產生輸出電壓VOUT或接地GND。在某些組態中，當電感器505之第一端連接至輸入508時，第二端連接至接地GND，且當電感器505之第一端連接至接地GND時，第二端連接至輸出503。
往回參考圖1，電流模式切換式調節器100可包含用以控制切換電路107之驅動器電路110。特定而言，驅動器電路110可經組態以將 切換信號輸出至切換電路107以判定切換電路107之狀態。切換信號可將切換電路107中之切換器「接通」及「關斷」，此可判定穿過電感器105之包含斜坡上升及斜坡下降部分之電流IL之流動。
該等切換信號可具有判定一切換器之狀態之特性，諸如切換器係「接通」還是「關斷」及/或切換器係「接通」或「關斷」多長時間。實例性特性可包含波形、頻率、時期、脈衝寬度及/或工作週期。根據此等特性，該等切換信號可通常在高位準與低位準(諸如對應於邏輯「高」及邏輯「低」位準之電壓位準)之間振盪以將切換器「接通」及「關斷」。在一項實例中，該等切換信號可係脈衝寬度調變(PWM)信號，但亦可使用其他類型之切換信號。
切換信號之一時期可對應於用以在切換式調節器100中控制時序及計時之一時脈信號CLK及/或藉由該時脈信號CLK判定。切換信號之一工作週期可判定切換信號之脈衝寬度在時期上之一持續時間或切換信號在時期上係「高」及「低」之時間量。可就一百分比或比率而言識別之工作週期可識別一脈衝持續時間與切換信號或時脈信號CLK之一時期之間的一關係。舉例而言，一百分之五十(50%)工作週期可係指切換信號具有係其時期或對應於切換信號之時脈信號CLK之時期之約一半或50%之一脈衝寬度。
切換信號之工作週期可判定切換電路107中之一切換器係「接通」或「關斷」多長時間，此可判定穿過電感器105之電流之流動且此繼而可判定DC輸出電壓VOUT。針對某些組態，一較大工作週期可產生一較大DC輸出電壓VOUT，且一較小工作週期可產生一較小DC輸出電壓VOUT。如此，可與切換信號之脈衝寬度成比例之切換信號之能量可判定一對應DC輸出電壓VOUT。此外，輸出電壓VOUT之調節可藉由調整或調變切換信號之脈衝寬度或工作週期來達成。
電流模式切換式調節器100可包含與驅動器電路110通信以控制驅 動器電路110且判定切換信號之工作週期之PWM控制電路116。PWM控制電路116可將控制信號輸出至驅動器電路110以產生具有所要特性之切換信號。舉例而言，由PWM控制電路116輸出之控制信號可判定切換信號之脈衝寬度或工作週期及時期。諸如切換信號之輸出之振幅、頻率及/或時序之切換信號之其他特性亦可由PWM控制電路116判定及/或控制。在某些組態中，PWM控制電路116可包含一或多個鎖存器或正反器以產生及/或輸出控制信號。
為判定切換信號之工作週期及時期，PWM控制電路116可接收SET及RESET信號。SET信號可藉由可由時脈信號CLK控制之一脈衝信號產生器123產生。特定而言，脈衝信號產生器123可經組態以在時脈信號CLK之一上升邊緣上產生一脈衝信號。RESET信號可由一PWM比較器118輸出，此在下文更詳細地闡述。時脈信號之一時期T可判定切換信號之一時期。一時間差△t可判定切換信號之工作週期。特定而言，一工作週期D可藉由以下數學方程式判定：
電流模式切換式調節器100可包含用於PWM控制之一回饋系統以調節DC輸出電壓VOUT且穩定調節器100之操作。回饋系統可包含一電壓回饋系統及一電流回饋系統。藉由具有一電流回饋系統或電壓與電流回饋系統之一組合，切換式調節器100可視為一電流模式切換式調節器。
電壓回饋系統可包含連接調節器100之輸出103與一誤差放大器120之一第一輸入之一輸出電壓回饋環路119，且將DC輸出電壓VOUT饋送回至第一輸入。作為一實例，誤差放大器120可係一運算放大器(op-amp)。如圖1中所展示，誤差放大器120之第一輸入可係放大器120之一負輸入端子。在某些實例性組態中，可包含一電阻網路之一 回饋電壓分壓器122可經包含以在將電壓施加至誤差放大器120之第一輸入之前將DC輸出電壓VOUT分壓。誤差放大器120可經組態以比較DC輸出電壓VOUT(或VOUT之一經分壓版本)與可施加至誤差放大器120之一第二輸入(諸如一正輸入端子)之一參考電壓Vref。參考電壓Vref可指示一所要或預定DC輸出電壓及/或與該所要或預定DC輸出電壓成比例。誤差放大器120可經組態以輸出指示比較之稱為一PWM控制信號之一控制信號。在某些實例性組態中，若施加至第一輸入之電壓小於參考電壓Vref，則誤差放大器120可經組態以增加PWM控制信號之一輸出位準，且若施加至第一輸入之電壓大於參考電壓Vref，則誤差放大器120可經組態以減小PWM控制信號之輸出位準。其他組態亦係可能的。
電流回饋系統可包含可感測或監測流動穿過或至切換電晶體電路104中之電流之電流感測電路124。針對某些組態，電流感測電路124可感測可指示流動穿過電感器104之電流之跨越切換電路中之一切換電晶體之一電壓降。
由電壓及電流回饋系統產生之輸出信號可發送至PWM比較器118之輸入(例如，正及負輸入端子)。PWM比較器118可經組態以比較電壓回饋系統之輸出與來自電流回饋電壓系統之輸出。若來自電流回饋系統之輸出等於或超過來自電壓回饋系統之輸出，則PWM比較器118可經組態以將RESET信號輸出至可設定或判定切換信號之一對應工作週期之PWM控制電路116。另一選擇係，若電流回饋系統之輸出小於來自電壓回饋系統之輸出，則PWM比較器118可經組態以不輸出一重設信號。
如先前所闡述，由PWM控制電路116接收之RESET信號可設定或產生切換信號之一工作週期或脈衝寬度。亦即，工作週期及/或脈衝寬度可對應於SET脈衝與RESET脈衝之間的時間差△t。透過電壓及電 流回饋系統之使用，PWM信號之脈衝寬度或工作週期可經管理及/或經調整以使得可達成一經調節DC輸出電壓VOUT。
當PWM信號之工作週期超過50%時，諸如圖1中所展示之調節器100之電流模式切換式調節器可在不具有斜率補償之情況下變得不穩定。不穩定性之一項實例係次諧波振盪，其中電壓回饋系統及電流回饋系統在每一時期中產生相對回饋回應，從而形成一較低頻率(次諧波)振盪。不穩定性可表現於流動穿過電感器及切換電路104至輸出103之電流IL中。一般而言，由於切換電路107之切換，流動穿過電感器及切換電路104之一電流量可在最小IL(min)電流位準與最大IL(max)電流位準之間振盪。舉例而言，電流IL可在電流流動之一斜坡上升部分期間自最小電流位準IL(min)斜坡上升至最大電流位準IL(max)，且可在電流流動之一斜坡下降部分期間自最大電流位準IL(max)斜坡下降至最小電流位準IL(min)。斜坡上升及斜坡下降部分中之每一者可具有相關聯之斜率。當切換式調節器係不穩定的時，最小電流IL(min)自一標稱值之一偏差可在一逐週期基礎上增加。當工作週期超過50%時，電流IL之斜坡下降部分之斜率之量值可大於電流IL之斜坡上升部分之斜率之量值，從而產生偏差之逐週期增加。
電流模式切換式調節器100可包含可產生修改電流感測信號以減小不穩定性之一輸出信號之斜率補償電路102。為修改電流感測信號，稱為一補償斜坡信號之斜率補償電路102之輸出信號可發送至一加法器或加總電路126，加法器或加總電路126亦可自電流感測電路124接收電流感測信號。加總電路126可將電流感測信號與補償斜坡信號相加，以產生稱為一PWM斜坡信號之一經修改電流感測信號。PWM斜坡信號可發送至PWM比較器118之一輸入端子，於PWM比較器118中比較PWM斜坡信號與自誤差放大器120接收之PWM控制信號。藉由比較PWM控制信號(或經修改電流感測信號)與來自加法器 126之PWM斜坡信號(而非與直接來自電流感測電路124之電流感測信號)，可減小電流模式切換式調節器100之不穩定操作。
圖6展示時脈信號CLK、設定信號SET、PWM控制信號、PWM斜坡信號及RESET信號之圖形。時脈信號CLK可在一時間時期T上在高值與低值之間振盪。可在時脈信號CLK之上升邊緣處給SET信號加脈衝。當設定信號SET經加脈衝時，PWM斜坡信號可增加或斜坡上升至PWM控制信號之一位準。當PWM斜坡信號之位準到達PWM控制信號之位準時，PWM比較器118可輸出重設信號RESET。SET信號與RESET信號之間的一時間差△t可判定一工作週期D。
針對某些組態，多個切換信號可輸出至切換電路中之多個切換器。切換器中之某些切換器可「接通」以控制或判定電感器電流IL之斜坡上升部分，同時其他切換器可「關斷」。類似地，切換器中之某些切換器可「接通」以控制或判定電感器電流IL之斜坡下降部分，同時其他切換器可「關斷」。對於此等組態，工作週期D可係指對應於電感器電流IL之斜坡上升部分之切換信號之工作週期或針對電感器電流IL之斜坡上升部分將切換器「接通」之切換信號之工作週期。
如先前所闡述，可針對超過50%之工作週期出現不穩定性。亦即，當PWM信號之工作週期小於或等於50%時，電流感測信號使用斜率補償之修改可係不必要的。此外，對具有小於或等於50%之工作週期之電流感測信號執行斜率補償可導致可仍然致使不穩定性之過度補償。如此，可期望針對小於或等於50%之工作週期避免或最小化斜率補償。諸如線性斜率補償或非線性二階斜率補償之某些斜率補償技術可針對小於或等於50%之工作週期未充分地最小化斜率補償，此可導致過度補償及不穩定性。
出於穩定操作之目的，斜率補償電路102根據稱為Deisch函數之以下數學函數理想地執行斜率補償且輸出補償斜坡信號：
其中Vramp(t)係時間t隨而變之補償斜坡信號，VOUT係DC輸出電壓，T係時期，Rs係與電流感測電路124相關之一參考電阻，L係電感 器105之一電感值，且表示一50%工作週期。為最小化電流模式切換 式調節器100之不穩定操作，可期望斜率補償電路102輸出類似及/或儘可能接近Deisch函數之一補償斜坡信號。
調節器100之斜率補償電路102可產生係相依於驅動切換電路107之切換信號之工作週期之工作週期且密切地類似Deisch函數之一補償斜坡信號。特定而言，補償斜坡信號之一輸出電壓可係工作週期相依的，其中輸出電壓在時間時期△t上斜坡上升至之一電壓位準或振幅VRMP可取決於工作週期，隨工作週期而變之振幅VRMP之曲線之一斜率可取決於工作週期，且PWM斜坡信號之輸出電壓之波形可取決於工作週期。
為產生取決於具有對應於電感器電流IL之斜坡上升部分之一工作週期之一切換信號(例如，將切換器「接通」以控制電感器電流IL之斜坡上升部分之一切換信號)之一輸出電壓，與切換信號成比例之一信號(諸如具有與切換信號相同之工作週期之一信號)可施加至斜率補償電路102作為一輸入。所使用之信號可取決於用於電流模式切換式調節器100之切換式調節器之拓撲，諸如對應於圖2至圖5中所展示之拓撲之彼等拓撲。在某些組態中，所使用之信號可由如由回饋環路128所展示之電感器及切換電路104產生。在替代組態中，所使用之信號可直接自PWM控制電路116、驅動器電路110及/或使用SET及RESET 信號產生。各種組態皆係可能的。
圖7展示圖1中所展示之具有一步降(降壓)調節器拓撲之電流模式切換式調節器100之一方塊圖。實例性電流模式切換降壓調節器700可經組態以產生小於輸入電壓VIN之一DC輸出電壓VOUT。在一項實例中，DC輸入電壓可係3.3伏特(V)且DC輸出電壓可係1.1V，但亦可執行具有其他電壓位準之其他類型之步降轉換。
一電感器L可將電流IL遞送至輸出103以產生且維持輸出電壓VOUT。透過電感器L遞送至輸出103之一平均電流IL可係等於或實質上等於輸出103處之一輸出電流。電感器L可具有連接至調節器700之輸出103之一端及連接至切換電路107中之一節點SW之一相對端。
實例性電流模式降壓調節器700之切換電路107可包含一第一切換器704及一第二切換器706。第一切換器704及第二切換器706可係各種類型之電晶體，作為實例，諸如雙極接面電晶體(BJT)或場效應電晶體(FET)(例如，金屬氧化物半導體場效應電晶體(MOSFET))。在實例性電流模式降壓調節器700中，第一切換器704係一p通道金屬氧化物半導體(PMOS)電晶體，且第二切換器706係一n通道MOS(NMOS)電晶體，但亦可使用其他類型之切換器。PMOS電晶體704可具有連接至將DC輸入電壓VIN供應至調節器700之一輸入節點108之一源極端子及連接至節點SW之一汲極端子。NMOS電晶體706可具有連接至節點SW之一汲極端子及PMOS電晶體704之汲極端子以及連接至接地GND之一源極端子，接地GND可具有零伏特或實質上零伏特之一電壓電位。
PMOS電晶體704及NMOS電晶體706可各自在「接通」及「關斷」狀態之間進行切換。在「接通」狀態中，電晶體704、706可展現相對低電阻且成比例地大電流量可在汲極端子與源極端子之間流動。另一選擇係，當電晶體704、706處於「關斷」狀態中時，其可展現一 相對無限電阻量，且無電流可在汲極端子與源極端子之間流動。
PMOS電晶體704及NMOS電晶體706可以協作方式切換「接通」及「關斷」以在節點SW處產生一電壓信號VSW。藉由以協作方式切換，電壓VSW可在對應於一邏輯「高」值(稱為邏輯「高」)之一電壓位準與對應於一邏輯「低」值(稱為邏輯低」)之一電壓位準之間振盪或切換。對應於邏輯「高」及邏輯「低」之電壓位準用以指高位準與低位準之間的一邏輯關聯或關係，該等位準不意欲限制於電壓位準或值之任何特定設定或由邏輯操作產生。當PMOS電晶體704係「接通」且NMOS電晶體606係「關斷」時，在節點SW處產生之電壓VSW可具有一邏輯「高」電壓位準。另一選擇係，當PMOS電晶體104係「關斷」且NMOS電晶體106係「接通」時，在節點SW處產生之電壓VSW可具有一邏輯「低」電壓位準。節點SW處之邏輯「高」電壓位準可藉由DC輸入電壓VIN之電壓量判定，跨越PMOS電晶體104之任何電壓降較低，且邏輯「低」電壓位準可係處於或接近接地GND，跨越NMOS電晶體106之任何電壓降較高。
實例性電流模式降壓調節器700之驅動器電路110可將切換信號輸出至PMOS電晶體704及NMOS電晶體706以產生電壓信號VSW之邏輯「高」及邏輯「低」電壓位準。特定而言，驅動器電路110可包含可輸出施加至PMOS電晶體704之一閘極端子以「接通」及「關斷」PMOS電晶體704之一切換信號之PMOS驅動器電路712。另外，驅動器電路110可包含可輸出施加至NMOS電晶體之一閘極端子以「接通」及「關斷」NMOS電晶體706之一切換信號之一NMOS驅動器電路714。在某些實例性組態中，切換信號可係具有相關聯之工作週期之脈衝寬度調變(PWM)信號，但亦可使用其他類型之切換信號。
PMOS驅動器電路712及NMOS驅動器電路714可輸出切換信號而以協作方式「接通」及「關斷」PMOS電晶體712及NMOS電晶體714 以產生電壓VSW之邏輯「高」及邏輯「低」電壓位準。特定而言，PMOS驅動器電路712及NMOS驅動器電路714可輸出切換信號以使得在PMOS電晶體704係「接通」以產生電壓VSW之一邏輯「高」電壓位準時NMOS電晶體706係「關斷」的且以使得在NMOS電晶體706係「接通」以產生電壓VSW之一邏輯「低」電壓位準時PMOS電晶體704係「關斷」的。
由PMOS驅動器電路712及NMOS驅動器電路714輸出之切換信號可具有對應於時脈信號CLK之時期之一時期T。另外，切換信號可具有對應於SET信號與RESET信號之間的時間差△t之工作週期，如先前所闡釋。由PMOS驅動器電路712輸出之切換信號之工作週期可不同於由NMOS驅動器電路714輸出之切換信號之工作週期，或其可對應於時期T之不同部分，此乃因PMOS電晶體712及NMOS電晶體714可交替地被「接通」及「關斷」以產生電壓VSW之不同電壓位準。作為一圖解說明，若由PMOS驅動器電路輸出之切換信號之工作週期係40%，則PMOS電晶體704可針對時脈時期之40%係「接通」的且針對時脈時期之60%係「關斷」的。繼而，由NMOS驅動器電路714輸出之切換信號之工作週期可係60%以使得NMOS電晶體706針對PMOS電晶體704係「關斷」之時脈時期之60%係「接通」的，且針對PMOS電晶體係「接通」之時脈時期之40%係「接通」的。各種組態皆係可能的。
節點SW處之電壓信號VSW之一工作週期可對應於施加至PMOS電晶體704之切換信號之工作週期。當PMOS電晶體704係「接通」時，電壓VSW具有係邏輯「高」之一電壓位準，且當PMOS電晶體704係「關斷」時，電壓VSW具有係邏輯「低」之一電壓位準。使用上文之方程式(1)，其中切換週期具有一工作週期D，PMOS電晶體704可在時期T上針對一持續時間△t係「接通」的，此繼而致使電壓信號VSW在 持續時間△t上具有一邏輯「高」電壓位準。
另外，電壓VSW之電壓位準可判定電流流動之斜坡上升及斜坡下降部分。當電壓VSW具有一邏輯「高」電壓位準時，穿過電感器L之電流IL可線性地增加或「斜坡上升」。另一選擇係，當電壓VSW係邏輯「低」時，電流IL可線性地減小或「斜坡下降」。基於邏輯「高」及邏輯「低」電壓位準，電流IL可在最大IL(max)與最小IL(min)電流值之間斜坡上升及斜坡下降。
電感器電流IL可在時脈信號CLK之連續時期T上斜坡上升且接著斜坡下降。電感器電流IL在其上斜坡上升之時期T之一部分可對應於施加至PMOS電晶體704之切換信號之工作週期及/或與施加至PMOS電晶體704之切換信號之工作週期成比例。亦即，施加至PMOS電晶體704之切換信號之工作週期判定PMOS電晶體係「接通」多長時間，此判定電壓VSW係邏輯「高」多長時間，此繼而判定電感器電流IL在時期T上之包含斜率及持續時間之斜坡上升部分。
展示於圖7中之實例性電流模式降壓調節器700可藉由接收具有對應於電感器電流IL之斜坡上升部分及/或與電感器電流IL之斜坡上升部分成比例之一工作週期之一輸入信號來產生一工作週期相依斜率補償信號。在圖7中所展示之實例性降壓調節器700中，電壓信號VSW可用作斜率補償電路102之輸入，此乃因電壓VSW具有對應於將PMOS電晶體「接通」以使電感器電流IL斜坡上升之切換信號之工作週期之一工作週期。在替代組態中，可使用除電壓信號VSW之外之具有對應於電感器電流IL之斜坡上升部分及/或與電感器電流IL之斜坡上升部分成比例之一工作週期之信號。
圖8展示斜率補償電路102之一示意圖。斜率補償電路102可包含一電流源I0以產生一初始電流，以給一電容器CR充電以產生一電壓VR。另外，斜率補償電路可包含電流鏡電路，該電流鏡電路使用電 流鏡像化技術來產生一第一電流I1，以產生補償斜坡信號之一輸出電壓VRMP(亦即，斜率補償電路102之輸出)，該輸出電壓VRMP可係基於跨越電容器CR之電壓VR。電容器CR可包含經組態以儲存或放電一電荷且與所儲存電荷成比例地產生一電壓之一單個電容器、多個電容器及/或其他類型之電容性或儲存裝置或組件。第一電流I1可供應至斜率補償電路之一輸出以產生輸出電壓VRMP。輸出可包含諸如輸出電阻器RRMP之一輸出負載以在接收第一電流IR後旋即產生輸出電壓VRMP，但亦可使用其他類型之輸出負載。隨時間而變之跨越電容器CR之電壓VR可產生在一工作週期範圍(自0%至100%)上密切地類似Deisch函數之一電壓VRMP。
斜率補償電路102可包含產生第一電流I1且將其供應至輸出電阻器RRMP之至少一個第一電晶體Q1。在一項實例中，第一電晶體Q1可係一PMOS電晶體。第一PMOS電晶體Q1之一汲極端子可連接至電阻器RRMR，且第一PMOS電晶體Q1之一源極端子可連接至一電壓源Vcc。在某些實例中，電壓源Vcc可與DC輸入電壓VIN相同或與DC輸入電壓VIN有共同點，但除VIN之外之電壓亦可用於電壓源Vcc。自源流動至第一PMOS電晶體Q1之汲極端子之電流可與流動穿過第一PMOS電晶體Q1之第一電流I1相同或實質上相同。
為基於電壓VR產生第一電流I1，電壓VR轉換成一第二電流I2，接著使用電流鏡電路將第二電流I2鏡像化以執行電流監測。特定而言，斜率補償電路102可包含一電壓轉電流轉換器802以將電壓VR轉換成第二電流I2。電壓轉電流轉換器802可具有連接至節點801且接收電壓VR之一第一輸入。在某些實例性組態中，電壓轉電流轉換器802可包含可連接至接地GND之一第二輸入。電壓轉電流轉換器802可具有一相關聯跨導gm，該可跨導判定電壓轉電流轉換器802之輸出電流之一改變對輸入電壓之一改變之一比率。電壓轉電流轉換器802之輸出可 係可等於電壓VR與相關聯跨導gm之乘積及/或與電壓VR與相關聯跨導gm之乘積成比例之第二電流I2。
第二電流I2可具有一負極性以使得第二電流I2朝向電壓轉電流轉換器802之輸出流動。因此，第一電流I1可自第一PMOS電晶體Q1流動至輸出電阻器RRMP。
斜率補償電路102可包含連接至電壓轉電流轉換器802之輸出以供應第二電流I2之至少一個第二電晶體Q2。第二電流I2可自第二電晶體Q2流動至電壓轉電流轉換器702之輸出。在一項實例性實施例中，第二電晶體Q2可係具有連接至電壓轉電流轉換器702之輸出之一汲極端子之一PMOS電晶體。第二PMOS電晶體Q2之一源極端子可連接至電壓源Vcc，且自源極端子流動至汲極端子之電流可與第二電流I2相同或實質上相同。
為將第一電流I1鏡像化為第二電流I2，第一電晶體Q1及第二電晶體Q2可經組態為其中第二PMOS電晶體Q2之閘極端子及第一PMOS電晶體Q1之閘極端子兩者可連接至第二電晶體Q2之汲極端子之電流鏡電路。因此，第二PMOS電晶體Q2之閘極至汲極電壓可係零伏特，且第一PMOS電晶體Q1及第二PMOS電晶體Q2之閘極至源極電壓可係相同的，此可將由第一PMOS電晶體Q1供應之第一電流I1鏡像化為由第二PMOS電晶體Q2供應之第二電流I2。藉由經鏡像化，第一電流I1可具有與第二電流I2相同或實質上相同之量值。另外或另一選擇係，藉由經鏡像化，第一電流I1可與第二電流I2成比例。該比例可係基於第一電晶體Q1及第二電晶體Q2之一或多個性質之一或多個比率。一個性質可係第一電晶體Q1及第二電晶體Q2之諸如閘極寬度之大小。另一性質可係電晶體之一數目。舉例而言，第一電晶體Q1及/或第二電晶體Q2可包含一單個電晶體或平行連接之複數個電晶體。第一電流I1之電流量可與第一電晶體Q1之大小對第二電晶體Q2之大小之比率、第一電晶體 Q1之數目對第二電晶體Q2之數目之一比率或其某一組合成比例。
跨越節點801處之電容器CR之電壓VR可由供應至電容器CR之一電流對產生。電流對可包含自一電流源804供應之一恆定電流I0及鏡像化為第二電流I2或係第二電流I2之一比例之一第三電流I3。如圖8中所展示，第三電流I3可與來自恆定電流源804(諸如在一電路節點A處)之恆定電流I0組合，且經組合電流可供應至電容器CR以產生電壓VR。
第三電流I3可使用類似於用以將第一電流I1鏡像化為第二電流I2之彼等技術之電流監測技術鏡像化為第二電流I2。特定而言，至少一個第三電晶體Q3可經包含作為斜率補償電路102中之電流鏡電路之部分以產生第三電流I3。第三電晶體Q3可具有連接至節點801處之電容器CR之一汲極端子及連接至電壓源Vcc之一源極端子。第三電流I3可與流動穿過第三PMOS電晶體Q3之源極及汲極端子之電流相同或實質上相同。另外，第三電晶體Q3之一閘極端子可連接至第二電晶體Q2之汲極端子以使得第三PMOS電晶體Q3之閘極至源極電壓與第二PMOS電晶體Q2之閘極至源極電壓相同，且第三電流I3鏡像化為第二電流I2。類似於針對第一電流I1所產生之電流量，第三電流I3量可與基於第二電晶體Q2及第三電晶體Q3之大小及/或數目之第二電流I2相同及/或與基於第二電晶體Q2及第三電晶體Q3之大小及/或數目之第二電流I2成比例。亦即，第三電流I3量可與第三電晶體Q3之大小對第二電晶體Q2之大小之比率、第三電晶體Q3之數目對第二電晶體Q2之數目之一比率或其某一組合成比例。
藉由用I0及第二電流I2之經鏡像化版本(亦即，用第三電流I3)給電容器CR充電，跨越電容器CR所產生之電壓VR可係基於或至少部分地基於第二電流I2。以此方式，斜率補償電路102包含一回饋系統，其中跨越電容器CR所產生之電壓VR饋送回至電壓轉電流轉換器802，電壓轉電流轉換器802產生第二電流I2，第二電流I2繼而產生第三電流 I3，第三電流I3供應至電容器CR以產生電壓VR。如此，電壓VR可係基於或取決於電壓轉電流轉換器802之跨導gm以及產生及供應第二電流I2及第三電流I3之第二電晶體Q2對第三電晶體Q3之數目及/或大小之間的比率。
斜率補償電路102可包含經組態以將電壓VR下拉至對應於基於電壓信號VSW之一「低」邏輯位準之一低位準之下拉電路。由下拉電路下拉之邏輯「低」位準可對應於電壓VSW之邏輯「低」位準及/或與電壓VSW之邏輯「低」位準成比例。在一項實例性組態中，下拉電路可包含與電容器CR平行連接之一下拉電晶體QPD，但亦可使用其他下拉組態。下拉電晶體QPD可在一「接通」狀態與一「關斷」狀態之間進行切換。在「接通」狀態中，下拉電晶體QPD可具有一相對低電阻及/或顯現為一短路。因此，在「接通」狀態中，下拉電晶體QPD可將電壓VR「下拉」至一低電壓位準，諸如至接地或約零伏特及/或至一邏輯「低」位準。另一選擇係，在「關斷」狀態中，下拉電晶體QPD可具有一相對高或無限電阻及/或顯現為一開路電路。因此，當下拉電晶體QPD係「關斷」時，電壓VR可取決於供應至節點701處之電容器CR之電流I0及I3。
下拉電晶體QPD可接收標識為之電壓信號VSW之一逆電壓。當逆電壓信號係邏輯「高」時，下拉電晶體QPD可係「接通」，此繼而可將電壓VR下拉至一低位準。另一選擇係，當逆電壓信號係邏輯「低」時，下拉電晶體QPD可係「關斷」，此繼而可致使電壓VR取決於電流I0及IB及/或由電流I0及IB判定。
以此方式，當電壓信號VSW係邏輯「高」且一增加之電流IL量(亦即，電流IL之斜坡上升部分)供應至輸出103，跨越電容器CR所產生之電壓VR可取決於電流I0及I3。如先前所闡述，電壓信號VSW可在一持續時間△t上具有一邏輯「高」值。由於持續時間△t取決於時脈信號 CLK之時期T及驅動PMOS電晶體702(圖7)之切換信號之工作週期D(亦即，對應於電感器電流之斜坡上升部分之工作週期)，因此電壓VR可取決於時脈信號CLK之工作週期D及時期T。
跨越電容器CR之電壓VR在時間時期△t上增加至之電壓位準可由以下公式以數學方式表示：
其中C表示電容器CR之一電容，I0表示來自恆定電流源804之電流，m3表示第三電晶體Q3之大小及/或數目，m2表示第二電晶體Q2之大小及/或數目，T表示時脈信號CLK之時期，且D表示驅動PMOS電晶體704之切換信號之工作週期。另外，由於補償斜坡信號之電壓VRMP(亦即，補償斜率電路102之輸出)取決於電壓VR，因此補償斜坡信號之電壓VRMP亦可係工作週期相依的。電壓VRMP可係由穿過輸出電阻器RRMP之電流IR之流動產生之電壓，其可由以下項表示：V RMP =I R ×R RMP . (4)
由於第一電流I1係由電壓VR產生之第二電流I2之一經鏡像化版本，因此電壓VRMP可取決於電壓VR所取決於之因數，包含電容器CR之電容、恆定電流源704之電流I0、電壓轉電流轉換器702之跨導gm、第二電晶體Q2與第三電晶體Q3之數目及/或大小之間的一或多個比率、時脈信號CLK之時期及驅動PMOS電晶體704之切換信號之工作週期。電壓VRMP可進一步取決於輸出電阻器RRMP之電阻以及第一電晶體Q1與第二電晶體Q2之數目及/或大小之間的一或多個比率。電壓VRMP在持續時間△t上斜坡上升至之電壓位準可由以下公式以數學方式表示：
其中RRMP表示輸出電阻器RRMP之一電阻且m1表示第一電晶體Q1之大小及/或數目。
另外，VRMP之電壓位準可在電壓VSW處於一邏輯「高」位準及一邏輯「低」位準時在位準之間進行區分，其可由以下公式以數學方式表示：
圖9展示時脈信號CLK、設定信號SET、重設信號RESET、電壓VSW、逆電壓及補償斜坡信號之圖形。如圖9中所展示，施加至PMOS電晶體704之切換信號之工作週期D由SET脈衝與RESET脈衝之間的持續時間△t判定，如先前所闡述。在持續時期△t期間，電壓VSW可係高的，且逆電壓可係低的，從而致使電感器電流增加或斜坡上升，且亦致使補償斜坡信號增加或斜坡上升。在持續時間△t上，補償斜坡信號之電壓可斜坡上升至電壓位準VRMP，如方程式(5)中所描述。當RESET信號經加脈衝時，電壓VSW可係低的，且逆電壓可係高的，從而致使電感器電流減小或斜坡下降，且亦致使補償斜坡信號降至一電壓低。由於持續時間△t取決於工作週期D，因此補償斜坡信號之輸出電壓亦取決於工作週期。亦即，輸出電壓斜坡上升期間之時間部分△t及輸出電壓保持至電壓低期間之(T-△t)取決於工作週期D；輸出電壓在△t上增加至之振幅VRMP取決於工作週期(在工作週期減小時，振幅VRMP亦減小)；且隨工作週期而變之輸出電壓VRMP之振幅之 曲線之斜率取決於工作週期。
圖10展示比較斜率補償電路102之輸出電壓之振幅VRMP與隨工作週期而變之可使用其他類型之斜率補償技術產生之其他斜率補償信號之一圖形。一第一曲線1002展示固定恆定斜率補償曲線之一線性。一第二曲線1004展示一先前非線性或二階斜率補償曲線。一第三曲線1006展示圖8中所闡述之斜率補償電路102之輸出電壓之振幅。一第四曲線1008展示Deisch函數之一曲線。如圖10中所展示，如由第三曲線1006所展示之斜率補償電路102之輸出係低的或由於其工作週期相依性展示針對小於或等於50%之工作週期之小補償。另外，如圖10中所展示，如由第三曲線1006所展示之斜率補償電路102之輸出更密切地類似Deisch函數，如與線性補償曲線1002及先前二階曲線1004相比。
如圖10中以圖形方式展示，斜率補償電路102之輸出電壓之振幅VRMP之曲線之斜率隨工作週期D而變。工作週期相依斜率SRMP(D)可由以下公式以數學方式表示：
圖11展示產生用以執行一電流模式切換式調節器之斜率補償之斜率補償電路之一輸出之一實例性方法1100之一流程圖。在方塊1102處，包含一第一電流及一第二電流之一電流對可供應至一儲存裝置以給儲存裝置充電。第一電流可自一恆定電流源供應。第二電流可自將由一電壓轉電流轉換器產生之一第三電流鏡像化之電流鏡電路供應，其中電壓轉電流轉換器之一輸入係跨越儲存裝置所產生之一電壓。
在方塊1104處，具有一相關聯之時期之一切換信號(諸如一脈衝波或一矩形波信號)可由將跨越儲存裝置所產生之電壓下拉至一低位準(諸如接地)之下拉電路接收。根據對應於流動穿過切換模式調節器 之一電感器之電感器電流之一斜坡上升部分之一工作週期，切換信號可在對應於邏輯「高」及邏輯「低」位準之電壓位準之間振盪或切換。切換信號可在對應於工作週期之時期之一第一持續時間內「關斷」下拉電路以使得電流對在第一持續時間內給儲存裝置充電。切換信號可在時期之一第二持續時間內「接通」下拉電路以使得跨越儲存裝置之電壓位準保持至對應於一邏輯低之一電壓位準。
在方塊1106處，跨越儲存裝置之電壓可基於供應至儲存裝置之電流對及由下拉電路下拉之電壓產生。由於下拉電路切換器根據對應於斜坡上升部分之一工作週期「接通」及「關斷」，因此電壓可取決於工作週期。
在方塊1108處，跨越儲存裝置之電壓可供應至一電壓轉電流轉換器，其中電壓根據轉換器之一相關聯跨導轉換成第三電流。在方塊910處，第三電流可用電流鏡電路經鏡像化以產生第二電流。另外，在方塊910處，經鏡像化第二電流可供應至儲存裝置以跨越電容器產生電壓。
在方塊1112處，可在一第二時間點處用電流鏡電路鏡像化第三電流以產生一第四電流。經鏡像化第四電流可係基於恆定電流源、儲存裝置之電容、電壓轉電流轉換器之跨導、電流鏡電路中之電晶體之間的比率及由下拉電路接收之切換信號之工作週期。
在方塊1114處，經鏡像化第四電流可供應至一輸出負載以產生斜率補償電路之一輸出電壓。在方塊1116處，斜率補償電路之輸出可發送至一加法器或加總電路，其中輸出可與指示供應至電感器之電流之一電流感測信號相加以執行斜率補償。
前述詳細說明意欲理解為實施例可採取且不意欲限制以下申請專利範圍之所選擇形式之一圖解說明。此外，以下申請專利範圍中之某些可陳述一組件操作以執行一特定功能或經組態以用於一特定任 務。應注意，此等並非限制性限定。亦應注意，申請專利範圍中所陳述之行動可以任何次序執行，未必以對其進行陳述之次序執行。另外，可單獨或彼此組合地使用本文中所闡述之較佳實施例中之任一者之任何態樣。總之，儘管已參考其特定實施例相當詳細地闡述本發明，但其他版本亦係可能的。因此，隨附申請專利範圍之精神及範疇不應限制於本文中所含有之實施例之說明。
100‧‧‧電流模式切換式調節器/切換式調節器/調節器
102‧‧‧斜率補償電路或電路
103‧‧‧輸出
104‧‧‧電感器及切換電路/切換電晶體電路/電感器/P通道金屬氧化物半導體電晶體
105‧‧‧電感器/儲存電路
107‧‧‧切換電路
108‧‧‧輸入節點/輸入
110‧‧‧驅動器電路
116‧‧‧脈衝寬度調變控制電路
118‧‧‧脈衝寬度調變比較器
119‧‧‧輸出電壓回饋環路
120‧‧‧誤差放大器/放大器
122‧‧‧回饋電壓分壓器
123‧‧‧脈衝信號產生器
124‧‧‧電流感測電路
126‧‧‧加法器/加總電路
128‧‧‧回饋環路
CLK‧‧‧時脈信號
COUT‧‧‧輸出電容器
GND‧‧‧接地
RESET‧‧‧重設信號
SET‧‧‧設定信號
VIN‧‧‧直流輸入電壓/輸入電壓
VOUT‧‧‧直流輸出電壓/負輸出電壓/輸出電壓
Vref‧‧‧參考電壓

Claims (20)

  1. 一種用於執行一電流模式切換式調節器之斜率補償之斜率補償電路，該切換式調節器包括用以控制穿過一電感器之電流之斜坡上升及斜坡下降部分之流動以產生一輸出電壓之切換電路，該切換電路回應於具有包括對應於該斜坡上升部分之一第一持續時間及對應於該斜坡下降部分之一第二持續時間之一時期之一切換信號，該第一持續時間與該切換信號之一工作週期成比例，該斜率補償電路包括：一儲存裝置，其經組態以產生一電壓；下拉電路，其經組態以基於該切換信號之該工作週期將該電壓下拉至對應於一邏輯低之一位準；一電壓轉電流轉換器，其經組態以基於該電壓產生一第一電流；及電流鏡電路，其經組態以：將該第一電流鏡像化以產生一第二電流且將該第二電流供應至該儲存裝置以用於產生該電壓；及將該第一電流鏡像化以產生一第三電流且將該第三電流供應至該斜率補償電路之一輸出以用於產生一斜率補償輸出。
  2. 如請求項1之斜率補償電路，其中該電流鏡電路包括經組態以將該第一電流供應至該電壓轉電流轉換器之至少一個第一電晶體。
  3. 如請求項2之斜率補償電路，其中該電流鏡電路進一步包括經組態以將該第一電流鏡像化以產生該第二電流且將該第二電流供應至該儲存裝置之至少一個第二電晶體。
  4. 如請求項3之斜率補償電路，其中該電流鏡電路進一步包括經組 態以將該第一電流鏡像化以產生該第三電流且將該第三電流供應至該斜率補償電路之該輸出之至少一個第三電晶體。
  5. 如請求項4之斜率補償電路，其中該等第一、第二及第三電晶體各自包括p通道金屬氧化物半導體(PMOS)電晶體。
  6. 如請求項1之斜率補償電路，其中該電壓在該切換信號之該時期之該第一持續時間內係基於該第二電流。
  7. 如請求項6之斜率補償電路，其中該下拉電路經組態以在該切換信號之該時期之該第二持續時間內做出回應而將該電壓下拉至低位準。
  8. 如請求項6之斜率補償電路，其進一步包括：一恆定電流源，其經組態以將一第四電流供應至該儲存裝置，其中該電壓在該第一持續時間內係進一步基於該第四電流。
  9. 如請求項1之斜率補償電路，其中該電壓轉電流轉換器具有一相關聯跨導，且其中跨越該儲存裝置所產生之該電壓係基於該相關聯跨導。
  10. 如請求項1之斜率補償電路，其中該斜率補償電路之該輸出具有在該第一持續時間內增加至一電壓位準之一電壓，該電壓由數學公式表示： 其中RRMP係該斜率補償電路之該輸出中之一輸出電阻器之一電阻，(m3/m2)係產生該第三電流之至少一個第三電晶體對產生該第二電流之至少一個第二電晶體之一電晶體大小或數目中之至少一者之一比率，gm係該電壓轉電流轉換器之該跨導，I0係由一 恆定電流源供應至該儲存裝置之一電流量，T係該切換信號之該時期，D係該切換信號之該工作週期，C係該儲存裝置之一電容，且(m1/m2)係產生該第一電流之至少一個第一電晶體對產生該第二電流之該至少一個第二電晶體之一電晶體大小或數目中之至少一者之一比率。
  11. 一種產生用於執行一電流模式切換式調節器之斜率補償之一斜率補償信號之方法，該切換式調節器包括用以控制穿過一電感器之電流之斜坡上升及斜坡下降部分之流動以產生一輸出電壓之切換電路，該切換電路回應於具有包括對應於該斜坡上升部分之一第一持續時間及對應於該斜坡下降部分之一第二持續時間之一時期之一切換信號，該第一持續時間與該切換信號之一工作週期成比例，該方法包括：跨越一儲存裝置產生一電壓，其中產生該電壓包括基於該切換信號之該工作週期將該電壓下拉至對應於一邏輯低之一低位準；將該電壓供應至一電壓轉電流轉換器；基於該所供應電壓用該電壓轉電流轉換器產生一第一電流；用電流鏡電路將該第一電流鏡像化以產生一第二電流；用該電流鏡電路將該第二電流供應至該儲存裝置以跨越該儲存裝置產生該電壓；用該電流鏡電路將該第一電流鏡像化以產生一第三電流；用一輸出負載基於該第三電流產生一斜率補償輸出。
  12. 如請求項11之方法，其中該切換信號包括一第一切換信號，該方法進一步包括：用下拉電路接收一第二切換信號以將該電壓下拉至該低位準。
  13. 如請求項12之方法，其中使該第二切換信號為該第一切換信號反相。
  14. 如請求項11之方法，其中產生該電壓進一步包括：在該切換信號之該時期之該第一持續時間內基於該第二電流產生該電壓。
  15. 如請求項14之方法，其中下拉該電壓包括在該第二持續時間內將該電壓下拉至該低位準。
  16. 如請求項14之方法，其進一步包括：用一恆定電流源將一第四電流供應至該儲存裝置，其中產生該電壓進一步包括在該第一持續時間內基於該第四電流產生該電壓。
  17. 一種電流模式切換式調節器，其經組態以輸出一經調節輸出電壓；該調節器包括：一電感器，其經組態以將一電感器電流供應至該調節器之一輸出以產生該經調節輸出電壓，該電感器電流包括一斜坡上升部分及一斜坡下降部分；切換電路，其經組態以控制該電感器電流之該等斜坡上升及斜坡下降部分，該切換電路回應於具有包括對應於該斜坡上升部分之一第一持續時間及對應於該斜坡下降部分之一第二持續時間之一時期之一切換信號，該第一持續時間與該切換信號之一工作週期成比例；及斜率補償電路，其包括：一儲存裝置，其經組態以產生一電壓；下拉電路，其經組態以基於該工作週期將該電壓下拉至對應於一邏輯低之一位準；一電壓轉電流轉換器，其經組態以基於該電壓產生一第一 電流；及電流鏡電路，其經組態以：將該第一電流鏡像化以產生一第二電流且將該第二電流供應至該儲存裝置以用於產生該電壓；及將該第一電流鏡像化以產生一第三電流且將該第三電流供應至該斜率補償電路之一輸出以用於產生一斜率補償輸出。
  18. 如請求項17之電流模式切換式調節器，其進一步包括：電流感測電路，其經組態以輸出指示流動至該電感器之電流之一電流感測信號；加總電路，其經組態以將該斜率補償電路之該輸出與該電流感測信號相加以執行斜率補償。
  19. 如請求項17之電流模式切換式調節器，其中該儲存裝置經組態以在對應於該斜坡上升部分之該第一持續時間內基於該第二電流產生該電壓，且其中該下拉電路經組態以在對應於該斜坡下降部分之該第二持續時間內將該電壓下拉至低位準。
  20. 如請求項17之電流模式切換式調節器，其中該電流模式切換式調節器包括一電流模式步降調節器。
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